專利名稱：同步脈沖產生方法及ofdm信號接收方法
技術領域：
本發(fā)明涉及OFDM調制，尤其涉及表示例如傅立葉變換解調使用的OFDM符號邊界的同步脈沖的產生。
背景技術：
OFDM系統(tǒng)是公知的。在OFDM接收機的同步中使用各種技術。這些技術中的一些都必須傳送特別的同步信號。其他技術依賴于整個符號由有效部分和保護間隔構成的標準OFDM信號，保護間隔往往叫作保護間隔、周期擴張或周期接頭語。
保護間隔位于符號的有效部分的前面，包括有效部分的端部的數(shù)據(jù)的重復。(這與把包括與有效部分的始端的數(shù)據(jù)相同的數(shù)據(jù)的保護間隔放在有效部分之后是相同的)。
依賴于保護間隔內的重復數(shù)據(jù)的同步化技術通常通過使用僅隔開符號的有效部分的長度的復合采樣彼此相關來動作。由此，產生用于接收信號的傅立葉變換的定時脈沖。脈沖的定時是傅立葉變換窗口僅包含來自單一符號的數(shù)據(jù)的定時。
定時不合適時，產生符號間干擾(ISI)。但是，通過使用保護間隔，避免ISI的同時還容許脈沖的定時有一定量變化。保護間隔必須比經不同路徑接收的信號間所預測的最長延遲的寬度更長。保護間隔與信號的有效部分相比相對小，通常保護間隔包括Nu/32、Nu/16、Nu/8或Nu/4個采樣，這里，Nu是符號的有效部分內的采樣數(shù)目。
有從彼此相關導出同步脈沖的各種技術。這些雖然有在一般的接收條件下可適當動作、但在不希望定時和脈沖時產生而帶來ISI的環(huán)境。
在沒有噪聲或多路干擾時，彼此相關器在保護間隔的采樣與采樣有彼此相關性的間隔以外產生等價于在作為等值的符號的有效部分內把平均值設置為0的輸出。該間隔中彼此相關器產生高電平輸出。該高電平輸出以1個符號的終端和下一信號的始端結束。原來的裝置之一在積分相關器的輸出后，檢出結果產生的信號的峰，以各符號的終端產生定時脈沖。
在相同信號經不同延遲被接收的多路干擾的情況下，為避免ISI，同步脈沖必須發(fā)生在在接收的2個信號的保護間隔之間的重復部分上具有相等寬度的窗口中。但是，彼此相關器通過由彼此相關器處理保護間隔的采樣之一或二者的采樣的間隔而產生有意的輸出。根據(jù)環(huán)境，結果是在最適當?shù)拇翱谕鈧忍峁┒〞r脈沖，進而帶來ISI。
歐洲專利申請EP0772332記載了產生同步脈沖的其他技術。其所公開的技術之一是相關器的輸出依賴于向鎖相環(huán)(PLL)的發(fā)送。即使這樣，也出現(xiàn)在有意的噪聲或多路干擾的情況下在最適當?shù)拇翱谕鈧犬a生同步脈沖這樣的結果。而且，PLL上必須有實現(xiàn)鎖定的相當多數(shù)目的符號周期，因此，收集時間相當長。
原來的裝置產生的其他問題起因于例如，作為信號狀態(tài)的變化結果調整同步脈沖時，F(xiàn)FT輸出的頻率接收器(bin)內的復合值招致相位旋轉的程度變化。后面的信道估算器和收集器可處理這些變化，因而收集時間進一步拉長，需要相當大的處理功率。
因此，希望提供產生回避或至少減輕上述問題的同步脈沖的技術。

發(fā)明內容
本發(fā)明的情況記載在附加的權利要求的范圍內。
即，本發(fā)明是一種產生表示包含由保護間隔分離的有效符號周期的OFDM信號的符號邊界的的同步脈沖的方法，包括步驟把各個保護間隔內的數(shù)據(jù)與各個有效周期內的數(shù)據(jù)的一部分對應，提供表示由對應于符號的有效部分的周期分離的接收信號的采樣間的相關度的信號，由此，信號在各個符號中提供表示確認為有意的相關的間隔的輸出，而且還包括判定其中出現(xiàn)最大相關度的子間隔以在該子間隔內供給同步脈沖的步驟。
在另一種情況中，通過供給表示由對應于符號的有效部分的周期分離的接收信號的采樣間的相關度的信號產生同步脈沖，然后該信號供給表示在其間確認了有意的相關的間隔的輸出，同步脈沖產生方法包括判定其中出現(xiàn)最大相關度的子間隔以在該子間隔內供給同步脈沖的步驟。
多路干擾的情況下，相關度判斷為寬度通過對應于保護間隔的重復的周期后為最大。這是產生同步脈沖最適當?shù)闹芷?，其原因是即使伴隨不同延遲而接收相同符號時，也能保證各個傅立葉變換窗口包含僅來自單一符號的采樣。利用本發(fā)明的技術，檢查彼此相關器的輸出，判定出現(xiàn)上述最適當周期的時間。
最佳實施例中，彼此相關器的輸出與閾值相比，規(guī)定應產生同步脈沖的周期的最佳子間隔由彼此相關器的輸出超出所述閾值的周期表示。較好對應于彼此相關器的輸出變更閾值，更好是基于相關器輸出的最高電平規(guī)定閾值。
作為本發(fā)明的獨立的一個方面，可看到閾值的利用。該方面中，考慮向電平檢測器施加表示由規(guī)定數(shù)目的采樣間隔分離的接收信號的采樣間的相關度的相關器的輸出，僅超出規(guī)定的(最好是可變的)電平的信號部分來其它單元應產生同步脈沖的時間。
希望表示最大相關的窗口中的任意時間，例如該窗口中部也可產生定時脈沖。信號條件變化時，該時刻點也移動，此時同步脈沖對響應于此變化。但是，最佳實施例中，同步脈沖的定時僅在滿足某條件時才變化。例如，僅確認當前定時僅有規(guī)定數(shù)目的時間的誤差時和/或僅當前誤差超出規(guī)定量時才變更定時。作為獨立的發(fā)明情況來看，通過該技術，以對每次變化而不同的角度產生FFT的輸出的各載波的相位旋轉，從而避免了在原來的信道估算器上產生重復的作業(yè)負擔的傅立葉變換動作的定時過多的變化。
在本發(fā)明的另一種情況下，對FFT輸出的每個采樣施加不同的相位旋轉的裝置配置在FFT的輸出上，該裝置對應于表示脈沖發(fā)生器施加于同步脈沖的移動量的信號，其它單元施加的相位旋轉的量。因此，可根據(jù)情況或瞬間極迅速地補償同步脈沖的定時變化。由FFT和信道估算器以及收集器間配置的電路施加相位旋轉，或者信道估算器以及收集器施加相位旋轉。較好形成為以較小的頻度產生同步脈沖的定時變化(根據(jù)上述的狀態(tài))，更好是，通常僅產生規(guī)定量。由此，促進向FFT輸出上施加適當?shù)南辔恍D的確定。這些相位旋轉可對應于表示同步脈沖的定時的實際或預測的程度的信號來計算?；谶@樣的信號，可從地址指定的搜索表導出。
所述的已有技術的情況下，相關器的輸出使用例如把來自彼此相關器的最新Ng個采樣相加的滑動窗口加法平均裝置來濾波。但是，該濾波技術改變相關器的輸出的形狀，因此在本發(fā)明的最佳實施例中，通過相加最新的L1的采樣對彼此相關器的輸出濾波，但L1比Ng小得多。
取出滑動窗口加法平均裝置的輸出來處理、提供頻率稍作修正的信號是一種公知技術。該技術最好也在根據(jù)本發(fā)明的裝置中使用。但是，為實現(xiàn)更精確的頻率推算，本發(fā)明的最佳實施例中，在第一濾波器的輸出上添加第二濾波器，產生表示以L1多得多的采樣數(shù)目作相加平均的輸出。例如，輸出可以是等價于應從相加最新的Ng個采樣的單一濾波器得到的輸出。


圖1是根據(jù)本發(fā)明的OFDM接收機的框圖；圖2是簡略表示OFDM信號的說明圖；圖3是用于產生同步脈沖的已有裝置的框圖；圖4是簡略表示在彼此相關輸出上施加多路干擾的作用的說明圖；圖5是本發(fā)明的同步電路的框圖；圖6是形成同步電路的一部分的定時恢復電路的框圖；圖7是表示從相關輸出導出的標準波形的一部分的說明圖，該部分占據(jù)在其內部最可能產生同步脈沖的子間隔；圖8是表示Ns、L1、L2的3個值的變化的圖。
具體實施例方式
參考圖1，OFDM接收機2配置接收信號、向把RF信號變換為IF信號的下變頻器6發(fā)送所述信號的天線4。接著由IF基帶變頻器8將其變換為基帶信號。該變頻器在其輸出中產生發(fā)送的各個OFDM符號的復合采樣。這些復合采樣由模數(shù)(A/D)轉換器10數(shù)字化，經頻率微調電路12送往快速傅立葉變換(FFT)電路14。FFT電路14把采樣從時域變?yōu)轭l域，把輸出的符號數(shù)據(jù)送往相位旋轉器15、信道估算器和收集器16以及解碼器17。
根據(jù)本發(fā)明的技術，為調整本機振蕩器頻率，促進實現(xiàn)不依賴于反饋或鎖相環(huán)的正反饋系統(tǒng)。但是，其他結構中，希望配置前述的反饋，同步電路18可響應于例如來自模數(shù)(A/D)轉換器10的復合采樣和/或來自信道估算器和收集器16的信號。
復合采樣送到符號同步電路20，該電路產生頻率微調電路12的頻率偏置信號和由快速傅立葉變換(FFT)電路14使用的同步脈沖。FFT電路14上必須有同步脈沖，以使得各變換動作與OFDM符號的開始位置一致。
上述的電路除相位旋轉器15外都是已有技術公知的。本發(fā)明特別與符號同步電路20使用的新型的、發(fā)明的技術相關。
參考圖2(a)，設定OFDM符號由以保護間隔G內的Ng個采樣為首的表示信號的有效部分U內的Nu個采樣的Nu+Ng個采樣構成。保護間隔G內的Ng個采樣(每一個符號都以陰影線表示)包括與符號的有效部分U的最后的Ng個采樣相同的數(shù)據(jù)。
參考圖3，在現(xiàn)有技術的同步電路中，來自IF基帶變頻器8的復合采樣連續(xù)供給彼此相關器28的先入先出(FIFO)寄存器30。該寄存器由于包括Nu個部分，帶來對應的Nu個采樣延遲。寄存器30的輸出被發(fā)送到將各個采樣變換為其復數(shù)共軛的相關器28的復數(shù)共軛電路32。接著，用相關器28的乘法器34把各個復數(shù)共軛乘上來自模數(shù)(A/D)轉換器10的沒有延遲的采樣(或把復數(shù)共軛電路32插入到乘法器34的另外路徑中)。
保護間隔G內的延遲了的采樣的復數(shù)共軛每乘上從符號的后續(xù)的有效部分U的終端導出的相等值的采樣，相關器的輸出就位于高電平。在其他時刻，相關器的輸出使用隨機值。圖2(b)表示相關器的輸出。實際上相加平均在更后的階段進行，為更好理解，圖2(b)表示多個符號相加平均后的最適輸出。
相關器28的輸出送到另外的FIFO寄存器36，該寄存器包括Ng個存儲位置。積分器38接收FIFO寄存器36的輸出而且直接接收相關器28的輸出。積分器產生的效果是把各個新采樣加到當前積分器輸出上，并且從以前的Ng個采樣接收的采樣。這樣，輸出表示最新Ng個采樣之和。輸出如圖2(c)所示。要注意的是該輸出向各符號的終端方向逐漸增大，緊跟其后開始減少。峰值檢測器(未圖示)在積分器的輸出每一達到峰值就產生定時信號(如，圖2的定時t的時刻所示)。其被用作FFT14用的同步脈沖，并且其是適合于在各符號的終端出現(xiàn)，即FIFO寄存器36受理的最新Nu個采樣由FFT14來使用的采樣，還要留意在這種情況中出現(xiàn)。
FFT以信號的有效部分的Nu個采樣動作。從圖2中，可在符號的最后的Ng個采樣內的任意時刻(即，也就是針對圖2(b)的波形處于高電平的情況)供給同步信號t，而且，由于配備保護間隔G意味著前面的Nu個采樣是來自相同信號的采樣，ISI判斷出回避。
圖4表示多路干擾的作用之一的可能性。圖4(a)和圖4(b)表示不同時間接收的相同信號，圖4(a)表示比在該情況中最初接收到的信號弱的信號。
圖4(c)表示不存在圖4(b)的信號時圖3的相關器供給的輸出，圖4(d)表示不存在圖4(a)的信號時圖3的相關器供給的輸出。兩個信號都存在時，相關器產生圖4(e)表示的輸出。(此時圖4(c)至圖4(e)表示在多個符號上進行相加平均的相關器輸出)。
圖4(e)的波形有3個部分101、102和103。這些部分通過由一個或兩個信號內的Nu的采樣分離的值之間的有意相關集中表示相關器的輸出處于高電平的間隔。要留意部分102把來自信號4(a)的符號的最后的Ng個采樣作為與信號4(b)的符號的最后的Ng個采樣同時出現(xiàn)的波形的唯一部分。因此，子間隔102是避免ISI同時可供給定時信號的唯一間隔。
但是，相關器的輸出由圖3的已有電路積分時，輸出變?yōu)槿鐖D4(f)所示的輸出。該輸出的峰值在部分103的終端出現(xiàn)，意思是最遲在此位置。尤其，意味著FFT14僅處理來自圖4(b)的信號的符號i的采樣，附加處理來自圖4(a)的信號的符號i+1的采樣。
參考圖5，本發(fā)明的實施例的同步電路20與圖3的已有裝置同樣，配備由移位寄存器30、復數(shù)共軛電路32和乘法器34形成的相關器28。相關器28的輸出送到加法平均器46，其可以是與圖3的已有的裝置相同的FIFO寄存器，但此時，部分數(shù)等于比Ng少得多的L1。FIFO46的輸出送到符號加法平均器48，其對于對應于在來自FIFO46的各個采樣之前的Ns個符號的采樣進行相加。因此，符號相加平均器的輸出等于以L1個采樣和Ns個采樣作加法平均的相關器的輸出。圖4所示的多路干擾情況下，輸出因L1的加法平均而稍稍平滑，但與圖4(e)所示的波形類似。
接著輸出送到定時恢復電路50。這將同步信號供給FFT14。
由定時恢復電路50執(zhí)行的功能由圖6的框圖簡單表示。從信號加法平均器48輸出的采樣送到絕對值電路52。絕對值電路52計算各個采樣的絕對值，即(x2+y2)1/2(其中x和y是采樣的同相和指直角相位成分)這些由判定最大值的采樣的峰值檢測器54檢查。窗口產生電路56響應于來自絕對值電路52的采樣和由電路54檢測的峰值判定作為小于等同于峰值的0.75倍的閾值的峰值兩側的最靠近采樣。由此，窗口產生電路56檢測出表示來自相關器的信號的最高相關度的nmin到nmax的采樣范圍。圖7示出表示該周期中的來自符號加法平均器48的采樣的標準波形。從nmin到nmax的周期產生的定時信號可能適用于避免ISI。
同步信號發(fā)生器58接著后述的初始化動作，對每一符號產生1次同步脈沖。
比較器60比較該定時信號產生的時間和窗口產生電路56判定的nmin到nmax的采樣值范圍。有很大差別時，變更在計數(shù)器電路62上存儲的值。在計數(shù)器電路62上存儲的幾個值之一達到規(guī)定閾值時，把用于將同步信號的定時僅調整依賴于窗口產生電路56計算的范圍nmin到nmax的量的信號送到信號發(fā)生器58。裝置被構成為在采樣nmin和nmax之間的大致中間處產生定時信號，但僅在有與當前定時信號連續(xù)的和/或相當大的誤差時作調整。
該實施例中，比較器60如圖7所示，為增大采樣數(shù)目，把nmin到nmax的范圍分割為4的象限，即q1，q2，q3和q4。比較器60判定同步脈沖的當前定時處于q1時，計數(shù)器62內的最初的“早”寄存器僅增加1。判斷出定時信號處于q4時，第二的“遲”寄存器僅增加1。判斷出定時處于q2或q3時，兩個寄存器都僅減去1，但不低于0。任意時刻任意計數(shù)器達到4時，計數(shù)器電路62把信號發(fā)生器58產生的定時脈沖移動僅這樣一個量，該量對應于在對下一個符號而言(或者為了后面說明的進一步處理有更多時間，例如是第二或第三個后續(xù)信號這樣的規(guī)定的靠后的符號)最靠近的4個采樣上平滑地附加的(nmax-nmin)/4。定時脈沖響應于達到4的值的是早計數(shù)器還是遲計數(shù)器來向順行方向或逆行方向移動。
計數(shù)器電路62的其他寄存器對應于定時是否位于范圍nmin到nmax之外來增加或降低。在連續(xù)4個周期上產生這種情況時，計數(shù)器電路62進行初始化動作。
再調諧到新的局時或接通電源后進行的該初始化動作的結果把信號發(fā)生器58設定成在nmin和nmax的中間位置處產生定時信號。初始化動作中還可包含變更濾波器特性，如后所述。
每次信號發(fā)生器58移動同步脈沖的定時，F(xiàn)FT14的輸出產生載波的不同相位旋轉。為促進該處理，定時恢復電路50的計數(shù)器電路62輸出表示在同步脈沖上施加的變更量的信號，該信號由相位旋轉器15接收。相位旋轉器15包括搜索表，該表存儲與由來自定時恢復電路50的信號表示的可能值對應的預先計算的相位旋轉。因此，接收該信號時，從搜索表導出適當值，并且把FFT輸出內的各個復合采樣僅調整對應量。作為其替代方法，相位旋轉器15可包括響應于來自定時恢復電路50的信號計算相位旋轉的裝置。相位的調整促進的理由是(a)定時恢復電路50產生表示同步脈沖的調整量的信號、
(b)如前所述，定時恢復電路構成為以較小頻度進行調整、(c)平滑附加同步脈沖的調整量，由此減少可能施加在同步脈沖的定時上的不同的調整的數(shù)目、(d)定時恢復電路可預先指定受同步脈沖的定時變化影響的最初的符號、(e)由于僅在定時恢復電路50檢出同樣性質的連續(xù)定時誤差后進行定時的調整，希望事前，例如在判定僅有1個或2個符號有定時誤差時進行適當?shù)南辔恍D確定，可有更多的時間用于動作、(f)施加的變更事先計算并存儲在搜索表中。
再參考圖5，F(xiàn)IFO寄存器46的輸出還被送到具有作為對L2個連續(xù)采樣組相加的滑動窗口加法平均器的功能的其他FIFO寄存器64。把抽樣率除以F1，相加L2個最新的采樣。最好L1XL2實際等于Ng。這2個加法平均器46和64的組合在功能上等同于圖3的現(xiàn)有技術的電路的已有相加平均器36。加法平均器64的輸出送到峰值搜索電路66，該電路檢測大小最大的采樣，并且導出該采樣的角度，其得出微小的頻率偏移的推算值。接著，表示該頻率偏移的信號被送到由接收的采樣相位旋轉修正頻率的頻率修正電路12。
該實施例中，L2加法平均器66對符號內的連續(xù)值相加平均，或(延遲正確得到微小頻率推算值)在連續(xù)的符號內的對應值上進行相加平均。
接收機被功率放大或調諧到新的局時，希望盡可能快速地鎖住新的信號。該處理最好從最初接收的符號開始。此時，Ns的值，即符號相加平均器48考慮的符號數(shù)以1開始，從而由于避免了過分長期考慮信號在其間變化的間隔，使得不容許把所述值提高到比較小的數(shù)(例如8)以上，每個新接收的符號上則會增加。
由于Ns從極小的值開始，而后增大，所以希望初始階段中變化L1和L2的值。L1最好是從比較大的值開始(當然最好比Ng小得多)，其原因是，如不這樣的話，Ns值小時，L1加法平均器的輸出容易變得過分地不規(guī)則。例如把L1設定為64，另一方面，使Ns等于1時，對于第一符號的同步信號而言，得到良好的第一定時推算值。把L1最初設定在比較大的值時，最好把L2設定成小的值，以作出補償。
圖8的表表示這些值是如何變化的例子。
第9和以后的符號的值保留在第8個符號的值。
可理解本發(fā)明不僅在關于圖4說明的簡單多路干擾中有效，在信號經2個以上的路徑被接收的其他狀態(tài)下也是有效的。這種環(huán)境下，圖4(e)的波形變成更復雜的梯形波。但是在延遲的展開為有重復全部的保護間隔周期的情況下，可使用本發(fā)明的技術來判定對應于應產生同步信號的窗口。
參考了處于符號的始端的存在保護間隔的重復的周期，如上述實施例的情況所示，要注意這未必是適合產生同步信號的時間。上述實施例中，有以重復數(shù)據(jù)的重疊度對應于應發(fā)出信號的周期。適當間隔的選擇受多個因素影響，如是否應把保護間隔看作信號的始端或終端、和(如上述實施例那樣)是否使用用于規(guī)定符號周期的終端而非始端的定時信號。更應注意的一點是上述的說明是不考慮例如FIFO加法平均器46產生的延遲的。在上述實施例中，實際上，由于考慮該延遲，最好進行與-(L1)/2的采樣對應的修正。
上述實施例中，通過用其他采樣的復數(shù)共軛乘以1個采樣使間隔開僅Nu的采樣周期的間隔的采樣相關。其他結構也可以。例如，如在對方所有的英國專利BPA9920446.3號(英國代理人案號J00041703GB)所記載那樣，相關器通過取出由Nu個采樣周期分離的采樣的絕對值的差來運作。
為規(guī)定進行快速傅立葉變換的采樣的窗口，至此以使用同步脈沖的OFDM接收機結構說明了本發(fā)明。但是，本發(fā)明在必須有表示符號的邊界的同步脈沖的其他環(huán)境中使用。例如，這樣的脈沖在不進行完全FFT解調的轉發(fā)器中是有效的。
這里所記載的功能部件可用專用的硬件或軟件之一實施。
如上所述，由于與本發(fā)明有關的同步脈沖產生方法是一種產生表示包含由保護間隔分離的有效符號周期的OFDM信號的符號邊界的同步脈沖的方法，包括步驟把各個保護間隔內的數(shù)據(jù)與各個有效周期內的數(shù)據(jù)的一部分對應，提供表示由對應于符號有效部分的周期分離接收信號的采樣之間相關度的信號，由此，信號在各個符號中提供表示確認為有意的相關的間隔的輸出，而且還包括判定其中出現(xiàn)最大相關度的子間隔以在該子間隔內供給同步脈沖的步驟，所以避免符號間干擾(ISI)的同時實現(xiàn)包含收集時間的處理時間的縮短和處理功率的降低。
權利要求
1.一種產生表示包含由保護間隔分離的有效符號周期的OFDM信號的符號邊界的同步脈沖的方法，其中各個保護間隔內的數(shù)據(jù)與各個有效周期內的數(shù)據(jù)的一部分對應，所述方法包括步驟響應于當前的定時計算的誤差超出預定閾值而調整同步脈沖的定時。
2.一種產生表示包含由保護間隔分離的有效符號周期的OFDM信號的符號邊界的的同步脈沖的方法，其中各個保護間隔內的數(shù)據(jù)與各個有效周期內的數(shù)據(jù)的一部分對應，所述方法包括步驟響應于在預定數(shù)目的符號周期上判定有當前的定時有誤差而調整同步脈沖的定時，其中，所述預定數(shù)目的符號周期為1以上。
3.根據(jù)權利要求2的方法，其特征在于響應于當前的定時在所述規(guī)定數(shù)目的符號周期上具有超出預定閾值的誤差而調整同步脈沖的定時。
4.一種產生表示包含由保護間隔分離的有效符號周期的OFDM信號的符號邊界的同步脈沖的方法，其中各個保護間隔內的數(shù)據(jù)與各個有效周期內的數(shù)據(jù)的一部分對應，所述方法包括步驟把同步脈沖的定時調整對應于多個采樣周期的預定量。
5.根據(jù)權利要求1到3之一的方法，其特征在于同步脈沖的定時被調整對應于多個采樣周期的預定量。
6.一種OFDM信號接收方法，其特征在于包括步驟使用前述任何一項權利要求的方法來產生同步脈沖，并且使用所述同步脈沖以便把快速傅立葉變換應用于從OFDM信號導出的復合采樣。
7.根據(jù)權利要求6的方法，其特征在于還包括步驟在同步脈沖的定時變化時，提供表示變化程度的信號，向變換了的采樣施加由該信號確定的相位旋轉。
8.根據(jù)權利要求7的方法，其特征在于由根據(jù)表示同步脈沖的定時的變化程度的信號尋址的搜索表中的值來確定相位旋轉。
9.一種同步脈沖發(fā)生裝置，其特征在于根據(jù)權利要求1到5之一的方法來運作。
10.一種OFDM接收機，其特征在于根據(jù)權利要求6到8之一的方法來運作。
全文摘要
一種OFDM接收機，通過檢查相關器的輸出產生規(guī)定快速傅立葉變換窗口的同步脈沖，以找到根據(jù)符號的有效部分的長度分離的符號的采樣之間的最相關的子間隔。同步脈沖在該子間隔(102)之間產生。僅在當前誤差為有意且連續(xù)的誤差的情況下，進行同步脈沖的定時調整。表示調整量的信號用于確定施加在FFT電路的輸出上的相位旋轉。
文檔編號H04J11/00GK1694446SQ20051007851
公開日2005年11月9日 申請日期2000年8月24日 優(yōu)先權日1999年8月27日
發(fā)明者S·K·巴爾頓, S·M·布倫特, J·伊查瓦里, J·奧里斯 申請人:三菱電機株式會社