專利名稱：在發(fā)射前運用預旋轉方法的碼分多址系統(tǒng)的制作方法
背景技術：
本發(fā)明主要涉及數(shù)字通信技術，特別涉及一種在發(fā)射前預旋轉數(shù)字擴頻信號的系統(tǒng)和方法，借此提高接收機準確率并改進接收機相位和頻率信息的恢復還原狀況。
許多現(xiàn)有通信系統(tǒng)都使用數(shù)字擴頻調(diào)制或碼分多址(CDMA)技術。數(shù)字擴頻調(diào)制是一種通信技術，在此技術中，待發(fā)射數(shù)據(jù)與偽隨機噪聲信號相調(diào)制，并通過加寬的頻帶(擴頻)將數(shù)據(jù)發(fā)射出去。用碼分多址技術發(fā)射數(shù)據(jù)可以不受信號失真或發(fā)射路徑中干擾頻率的影響。
圖1為碼分多址通信系統(tǒng)的簡圖，所示通信系統(tǒng)包括一個具有給定帶寬的單通信信道。該信道通過擴頻編碼混頻，而此擴頻編碼重復偽隨機噪聲(pn)序列發(fā)生器生成的預定圖形。數(shù)據(jù)信號與偽隨機噪聲序列相調(diào)制以生成數(shù)字擴頻信號。載波信號與數(shù)字擴頻信號相調(diào)制，用以建立前向鏈路并隨后發(fā)射出去。接收機解調(diào)發(fā)射的內(nèi)容以析取數(shù)字擴頻信號。建立反向鏈路時也是如此。
在地面通信中，由于變化的地面、環(huán)境條件以及人為障礙，發(fā)射信號往往經(jīng)由反射分布。其結果是單個發(fā)射信號生成為多個接收信號，而這些接收信號到達接收機時存在不同的時延。這一效應通常被稱為多路失真。發(fā)生多路失真時，從不同的路徑傳來的信號以各自不同的振幅和載波相位延遲到達接收機。
在現(xiàn)有技術中，多路失真造成的誤差通常由接收機加以糾正。此糾錯過程在信號與匹配的偽隨機噪聲序列相關聯(lián)且發(fā)射數(shù)據(jù)被再現(xiàn)后進行。這樣，在關聯(lián)完成的同時，信號中已含有誤差。類似的多路失真也影響反向鏈路發(fā)射過程。法國第2767238號專利提出了一種用于估算接收到的信號的系統(tǒng)，其中采用預定函數(shù)來估算接收到的信號的相移。相移用于鎖相環(huán)路，使系統(tǒng)會聚于零誤差。
歐洲第0818892號和美國第5,499,236號專利提出了一種系統(tǒng)，其中由一個基站在下行傳輸中發(fā)送一個誤差信號，表明要由終端站進行調(diào)整，以便進行反向線路發(fā)射。
因此，我們需要一種能夠在發(fā)射過程中糾正所遇信號誤差的系統(tǒng)。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明涉及一種數(shù)字擴頻通信系統(tǒng)，其在無線通信中計算通信實體發(fā)出的接收信號在相位和頻率方面的誤差，并在向該實體發(fā)射前對信號相位和頻率方面的這些誤差做預校正。


圖1所示為碼分多址(CDMA)通信系統(tǒng)現(xiàn)有技術的簡化框圖。
圖2所示為B-CDMATM通信系統(tǒng)的詳細框圖。
圖3A所示為依照本發(fā)明使用偽隨機導頻信號的詳細框圖，載波偏移糾錯在碼片級進行。
圖3B所示為瑞克(rake)接收機的框圖。
圖4所示為正交相移鍵控組上接收符號p0的示意圖，該圖顯示了硬式?jīng)Q策過程。
圖5所示為與指定符號對應的糾錯角度示意圖。
圖6所示為應用與指定符號對應的糾錯角度后合成符號的示意圖。
圖7所示為常規(guī)鎖相環(huán)框圖。
圖8A所示為依照本發(fā)明較佳實施例的發(fā)射機簡化框圖。
圖8B所示為依照本發(fā)明另一實施例的發(fā)射機簡化框圖。
圖8C所示為依照本發(fā)明另一實施例的發(fā)射機簡化框圖。
具體實施例方式
本發(fā)明較佳實施例現(xiàn)結合圖示詳細說明如下，相應數(shù)字始終代表相應元件。
如圖2所示，碼分多址通信系統(tǒng)25包括發(fā)射機27和接收機29，可以設置于基站或移動用戶接收機上。發(fā)射機27包括信號處理器31，該處理器將音頻信號及非音頻信號按不同的速率編碼成數(shù)據(jù)，例如按每秒八千字節(jié)、每秒十六千字節(jié)、每秒三十二千字節(jié)或每秒六十四千字節(jié)的數(shù)據(jù)速率。信號處理器31根據(jù)信號的種類或設定數(shù)據(jù)速率來選擇具體的數(shù)據(jù)速率。
背景技術：
中，多路訪問系統(tǒng)生成發(fā)射信號包括以下兩步。第一步，輸入數(shù)據(jù)33，經(jīng)前向糾錯(FEC)編碼35進行編碼。其中輸入數(shù)據(jù)33可視為一種雙相已調(diào)制信號。例如，如果使用r＝1/2的卷積碼，那么上述單個雙相已調(diào)制數(shù)據(jù)信號變成了雙變量或兩個雙相已調(diào)制信號。一個信號被指定在同相(I)信道41a。另一個信號被指定在正交(Q)信道41b。復數(shù)采用a+bj的形式，其中a和b是實數(shù)，且|j2＝-1|。雙相調(diào)制的I和Q信號常被稱為正交相移鍵控(QPSK)。在較佳實施例中，約束長度k＝7和卷積碼速率r＝1/2的拓撲生成多項式為G1＝171|8|37和G2＝133839。
第二步，上述兩個雙相已調(diào)制數(shù)據(jù)或符號41a、41b經(jīng)復數(shù)偽隨機噪聲(pn)序列擴頻。合成的145a和Q45b擴頻信號與其它具有不同擴頻編碼的擴頻信號(信道)相結合|于|53，并與載波信號51混頻，隨后發(fā)射55。此項發(fā)射包含具有不同數(shù)據(jù)速率的多個單體信道。
接收機29包括解調(diào)器57a、57b，該解調(diào)器將所發(fā)射的寬帶信號55下變頻為中頻信號59a、59b。第二次下變頻將信號降至基帶。正交相移鍵控信號接著被過濾61，并經(jīng)復數(shù)偽隨機噪聲(pn)序列43a、43b與63a、63b混頻。其中復數(shù)偽隨機噪聲(pn)序列43a、43b與已發(fā)射復數(shù)編碼的共軛相匹配。只有在發(fā)射機27上經(jīng)同樣編碼擴頻的原始波形被有效去擴頻。其它波形以噪聲形式出現(xiàn)于接收機29。數(shù)據(jù)65a、65b接著被送至信號處理器67，卷積編碼的數(shù)據(jù)在信號處理器67處接受前向糾錯解碼。
當信號被接收并解調(diào)后，基帶信號處于碼片級。信號中的I和Q組成部分都經(jīng)在擴頻中使用過的偽隨機噪聲序列的共軛進行去擴頻，并使信號回到符號級。然而，由于載波偏移，發(fā)射中發(fā)生的相位誤差通過單個碼片波形的改變反映出來。如果載波偏移糾錯在碼片級進行，那么由于碼片級信號的固有卷積，整體準確度獲得提高。載波偏移糾錯也可在符號級進行，但整體準確度達不到那么高。然而，由于符號速率遠不及碼片速率，因此在符號級進行糾錯時，整體處理速度較低。
圖3A所示為依照本發(fā)明系統(tǒng)75和方法使用的接收機。構成同相和正交相位元件的復數(shù)基帶數(shù)字擴頻信號77經(jīng)由自適應匹配濾波器(AMF)或其它自適應濾波方法被輸入和過濾。自適應匹配濾波器79是一個橫向濾波器(有限脈沖響應)，該濾波器采用濾波系數(shù)81以使接收信號77的延遲復件相互覆蓋，從而生成濾波后的信號輸出83。該信號輸出具有增大的信噪比(SNR)。自適應匹配濾波器79生成的輸出83與多個信道去擴頻器851、852、85n以及導頻去擴頻器87相連接。屬于信號輸出83的成分的導頻信號經(jīng)獨立去擴頻器87和偽隨機噪聲序列91進行去擴頻，與此同時，發(fā)射數(shù)據(jù)77被指定到經(jīng)偽隨機噪聲序列911、922、93n分別去擴頻851、852、85n的信道。數(shù)據(jù)信道完成去擴頻851、852、85n后，數(shù)據(jù)比特流951、952、95n與維特比解碼器971、972、97n相連接并輸出991、992、99n。
用于調(diào)整自適應匹配濾波器79的濾波系數(shù)81或加權通過多條單體多路傳播路徑的解調(diào)而獲得。這一操作由瑞克接收機101完成。用瑞克接收機101來彌補多路失真的方法已為所屬通信技術領域的技術人員所熟知。
如圖3B，瑞克接收機101包括并行組合的路徑解調(diào)器“指狀元件”1030、1031、1032、103n，這些元件解調(diào)特定的多路元件。特定解調(diào)器的導頻序列跟蹤環(huán)路始于給定路徑的時序估計，而此給定路徑由偽隨機噪聲序列105決定。在現(xiàn)有技術中，偽隨機噪聲序列105可屬于通信系統(tǒng)任一信道931。通常是使用具有最大接收信號的信道。
每個路徑解調(diào)器都包括復數(shù)混頻器1070、1071、1072、107n、加法器和鎖存器1090、1091、1092、109n。對于每個瑞克元件而言，偽隨機噪聲序列105受到碼片延遲τ1111、1112、111n并經(jīng)基帶擴頻信號113與1071、1072、107n進行混頻，從而對每個信號加以去擴頻。每個倍增乘積都被輸入至累加器1090、1091、1092、109n，并在完成下一個符號時鐘循環(huán)后與原有乘積相加且鎖存。瑞克接收機101為每個多路元件提供相對路徑值。多個n維輸出1150、1151、1152、115n提供了抽樣脈沖信道響應的估計量，其包括0°、90°、180°或270°的相對相位誤差。
參照前面的圖3A，瑞克接收機生成的多個輸出與n維復數(shù)混頻器117相結合。經(jīng)過與每個瑞克接收機101的混頻，輸出115是對抗衰落輸出中相對相位誤差的糾正。
導頻信號是一個復數(shù)正交相移鍵控信號，但正交元件要設置為零。本發(fā)明的糾錯119信號是由去擴頻信道951通過對每個去擴頻信號951的符號首先進行硬式?jīng)Q策121而導出的。硬式?jīng)Q策處理器121決定正交相移鍵控組最靠近去擴頻符號值的位置。
如圖4所示，硬式?jīng)Q策處理器121是一個歐幾米德距離處理器以將信道1的接收符號p0比做四個正交相移鍵控組點x1，1，x-1，1，x-1，-1，x1，-1。由于在多路和射頻的情況中發(fā)射55過程都存在噪聲和失真的影響，因此有必要對每個接收符號p0進行檢查。硬式?jīng)Q策處理器121計算從接收符號p0到每個象限的四個距離d1、d2、d3、d4，并選擇最近距離d2，指定該符號定位x-1，1。原有符號坐標p0被廢棄。
參照前面的圖3A，在經(jīng)過每次硬式符號決策121后，每個符號輸出125的復共軛123被決定。復共軛是一對復數(shù)，其具有相同的實數(shù)部分，且虛數(shù)部分僅在記號上有所不同。如圖5所示，通過首先決定指定符號坐標x-1，-1的復共軛來對符號解調(diào)或去旋轉，并形成糾錯信號119以除去抗衰落輸出中的相對相位誤差。這樣，抗衰落輸出通過硬式?jīng)Q策相關角度被有效地去旋轉，且除去了相對相位誤差。這一操作有效地提供了由導頻信號驅(qū)動的抗衰落，而無需絕對相位參考。
參照前面的圖3A，復共軛123生成的輸出119與復數(shù)n維混頻器117相連接，每個瑞克接收機101的輸出115都與糾錯信號119進行混頻。如圖6所示，合成乘積是脈沖信道響應的噪聲估計量。圖6所示的誤差表明了同相軸上的弧度距離π/6。
參照前面的圖3A，復數(shù)n維信道混頻器117的輸出129與n維估算器131相連接。信道估算器131是多個低通濾波器，每個濾波器都為一個多路元件的濾波而設。n維估算器131的輸出81與自適應匹配濾波器79相連接。這些輸出81用作自適應匹配濾波器79加權。自適應匹配濾波器79對基帶信號加以過濾從而彌補由于在多路情況中沒有大量使用導頻信號而造成的信道失真。
瑞克接收機101與鎖相環(huán)(PLL)133電路聯(lián)合使用以除去載波偏移。載波偏移是由于發(fā)射機/接收機元件誤配或其它射頻失真而造成的。本發(fā)明75使用低級導頻信號135，該信號是使用導頻偽隨機噪聲序列91對基帶信號77的導頻信號進行去擴頻87而產(chǎn)生的。如圖7所示，導頻信號與單個輸入鎖相環(huán)133相連接。鎖相環(huán)133測量導頻信號135與參考相位0之間的相位差。去擴頻導頻信號135是與鎖相環(huán)133相連的實際誤差信號。
鎖相環(huán)133包括反正切分析儀136、復數(shù)濾波器137、積分器139以及相位復數(shù)轉換器141。導頻信號135是對鎖相環(huán)133的誤差信號輸入，并與復數(shù)濾波器137相連接。復數(shù)濾波器137包括兩個增益級143a、143b、一個積分器145和一個加法器147。復數(shù)濾波器137的輸出與積分器139相連接。頻率的積分是相位，該相位被輸出140至轉換器141。相位輸出140與轉換器141相連接，后者將相位信號轉換成復數(shù)信號以便與基帶信號77進行混頻151。由于上行操作是可交換的，鎖相環(huán)133的輸出149也是進入系統(tǒng)75的反饋環(huán)。
如圖8A所示，復共軛123的糾錯信號119和鎖相環(huán)133的輸出信號149分別與位于發(fā)射器181里的混頻器相連接，其目的是在發(fā)射前糾正信號。圖8A中的發(fā)射機181與圖2中的發(fā)射機27工作原理類似，只是前者的待發(fā)射信號在發(fā)射前已被預旋轉。參照前面的圖8A，數(shù)據(jù)1641、1642、1643通過使用前向糾錯編碼(FEC)35進行編碼。兩個雙相調(diào)制的數(shù)據(jù)或符號41a、41b經(jīng)復數(shù)偽隨機噪聲(pn)序列擴頻，所得的145a和Q45b擴頻信號與糾錯信號119相混頻，與載波信號51進行上變頻，并將53與其它具有不同擴頻編碼的擴頻信號相結合。結果信號55通過從接收機鎖相環(huán)133發(fā)出的信號149接受再次糾錯。已完成相位和頻率預校正的信號56接著被發(fā)射。這樣，本發(fā)明用圖3A中的系統(tǒng)75生成的信號119、149對發(fā)射信號做預校正，從而減少接收機所得信號在相位和頻率方面的誤差。
參照前面的圖8B，所示為依照本發(fā)明另一實施例所制的發(fā)射機183。這一實施例與圖8A中的實施例類似，僅有的不同在于糾錯信號119通過混頻器157與基帶數(shù)據(jù)信號混頻。這樣，基帶數(shù)據(jù)在編碼和擴頻前已做預校正。當然，所屬技術領域的技術人員應該意識到在糾錯信號119與數(shù)據(jù)信號混頻前還可能含有其它步驟。
參照前面的圖8C，所示為依照本發(fā)明另一實施例所制的發(fā)射機188。在此實施例中，糾錯信號119和載波偏移信號149被輸入至組合器，該組合器在發(fā)射前將所述信號與單個預校正信號結合，并通過混頻器169與加法器53的輸出混頻。
最后，請注意，載波偏移糾錯和預旋轉糾錯是相互獨立的糾錯方法。各自可以被單獨使用。例如，系統(tǒng)可以只對載波偏移誤差做預校正而不使用預旋轉。或者，系統(tǒng)進行預旋轉，而不對載波偏移誤差加以糾正。
雖然本文對本發(fā)明具體的實施例已做上述說明和描述，所屬技術領域的技術人員在不離開本發(fā)明主旨和范圍的前提下還可做很多調(diào)整和修改。以上描述僅以說明為目的，而非對本發(fā)明的某些方式方法加以限定。
權利要求
1.一種在發(fā)射一通信信號時通過一用戶設備減少發(fā)射誤差的方法，包括下列步驟在所述用戶設備接收一射頻通信信號；分析所述接收信號的誤差；根據(jù)所述分析生成一糾錯信號；以及在從所述用戶設備發(fā)射所述通信信號前，使用所述糾錯信號糾正所述通信信號。
2.根據(jù)權利要求1所述的方法，還包括下列步驟使用一加權信號時將所述接收信號進行過濾以生成一濾波信號；解調(diào)所述接收信號以在所述經(jīng)接收信號中生成各多重路徑元件的相對路徑值以及將所述路徑值與所述糾錯信號進行混頻以生成所述加權信號。
3.根據(jù)權利要求1所述的方法，其中所述誤差包括相位誤差，且在發(fā)射所述通信信號前，所述糾錯信號對所述相位誤差進行糾錯。
4.根據(jù)權利要求1所述的方法，其中所述誤差包括頻率誤差，且在發(fā)射所述通信信號前，所述糾錯信號對所述頻率誤差進行糾錯。
5.根據(jù)權利要求2所述的方法，其中所述分析步驟包括使用一導頻信號對所述濾波信號進行去擴頻；在所述去擴頻濾波信號中執(zhí)行一硬式?jīng)Q策以生成符號輸出；以及決定所述符號輸出的復共軛以生成所述糾錯信號；其中所述糾錯信號將所述路徑值中的相對相位誤差移除。
6.一種用于發(fā)射與接收通信信號的用戶設備，所述用戶設備包括有一接收機與一發(fā)射機用于減少所述經(jīng)發(fā)射信號的發(fā)射誤差，所述接收機包括一天線，用于接收一通信信號；一分析儀，用于分析所述接收信號的誤差并根據(jù)所述分析以生成糾錯信號；以及一糾錯單元，使用所述糾錯信號對所述接收信號進行糾錯；以及所述發(fā)射機響應所述糾錯單元，在發(fā)射前對所述發(fā)射信號進行糾錯。
7.根據(jù)權利要求6所述的用戶設備，所述接收器還包括一自適應匹配濾波器，用城使用一加權信號過濾所述經(jīng)接收信號以生成一濾波信號。
8.根據(jù)權利要求7所述的用戶設備，其中所述分析儀包括至少一去擴頻器，使用一導頻信號對所述濾波信號進行去擴頻；一處理器，用于在所述去擴頻濾波信號中執(zhí)行一硬式?jīng)Q策并生成符號輸出；以及一共軛器，用于決定所述符號輸出的復共軛以生成所述糾錯信號。
9.根據(jù)權利要求8所述的用戶設備，其中所述糾錯單元包括一瑞克接收器，用于解調(diào)所述經(jīng)接收信號并生成所述接收信號的各多重路徑元件的相對路徑值；以及一混頻器。用于將所述路徑值與所述糾錯信號進行混頻以生成所述加權信號。
10.根據(jù)權利要求6所述的用戶設備，其中所述誤差包括相位誤差，且在發(fā)射所述通信信號前，所述糾錯信號對所述相位誤差進行糾錯。
11.根據(jù)權利要求6所述的用戶設備，其中所述誤差包括頻率誤差，且在發(fā)射所述通信信號前，所述糾錯信號對所述頻率誤差進行糾錯。
全文摘要
一種在無線通信中計算從通信實體發(fā)出的接收信號在相位和頻率方面的誤差并在向該實體發(fā)射前對信號的相位和頻率誤差做預校正的數(shù)字擴頻通信系統(tǒng)。
文檔編號H04B1/62GK1707991SQ20051008381
公開日2005年12月14日 申請日期2001年3月28日 優(yōu)先權日2000年3月28日
發(fā)明者J·D·凱維爾 申請人:交互數(shù)字技術公司