專利名稱：具有可控傳輸帶寬的調(diào)制器和控制傳輸帶寬的相應(yīng)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種用于數(shù)字通信系統(tǒng)的發(fā)射機的調(diào)制器，該調(diào)制器是基于可被調(diào)制的鎖相環(huán)(PLL)。本發(fā)明還涉及一種用于諸如此類的調(diào)制器的調(diào)節(jié)的方法。
背景技術(shù)：
用于相位或頻率調(diào)制且被用于數(shù)字通信系統(tǒng)的發(fā)射機中的現(xiàn)代調(diào)制器經(jīng)常是基于頻率合成器的直接調(diào)制原理，而這又采用PLL的形式。
圖1顯示諸如此類的調(diào)制器的一個典型方案，這在T.A.Riley等人1994年5月的出版物“A simplified continuous phase modulatortechnique(簡化的連續(xù)相位調(diào)制器技術(shù))”，IEEE Transactions onCircuits and Systems IIAnalog and Digital Signal Processing，Vol.41，No.4，pages 321-328中進行了描述。調(diào)制器的實質(zhì)是起頻率合成器作用且具有閉合控制環(huán)的PLL，該控制環(huán)包括帶有電荷泵的相位頻率檢測器1、環(huán)路濾波器2、壓控振蕩器3(VCO)和分頻器4，該分頻器4的分頻比是可變的。
在PLL的穩(wěn)態(tài)工作期間，在PLL的輸出5處的信號頻率f輸出是f輸出＝N·fref(1)在這種情況中，fref表示在基準(zhǔn)頻率輸入6處的信號頻率，以及N表示分頻器4的分頻比。
對于PLL的調(diào)制，PLL具有調(diào)制輸入7，分頻器4的分頻比N經(jīng)該調(diào)制輸入7可被改變。僅具有一個調(diào)制輸入的諸如此類的調(diào)制器還被稱為單點(one-point)調(diào)制器。當(dāng)分頻比N被改變時，在輸出5處信號的頻率f輸出依據(jù)公式1改變。因此，如圖1中所示的電路可用于產(chǎn)生頻率調(diào)制以及相位調(diào)制(因為頻率和相位經(jīng)積分而被聯(lián)系)。
為了驅(qū)動調(diào)制輸入7，數(shù)字(在這種情況中為二進制)調(diào)制數(shù)據(jù)信號8通過數(shù)字脈沖整形濾波器9被調(diào)制。脈沖整形濾波器9用于增加調(diào)制信號的頻譜效率，也就是說，來自脈沖整形濾波器9的輸出信號比原始調(diào)制數(shù)據(jù)信號8具有更窄的帶寬。來自脈沖整形濾波器9的數(shù)字輸出信號具有疊加在其上用于指示通道的信號10(也稱為通道字)。所得到的數(shù)字信號由西格瑪-德耳塔(sigma-delta)調(diào)制器11接收，該調(diào)制器驅(qū)動PLL的調(diào)制輸入7。該西格瑪-德耳塔調(diào)制器11使用得到的數(shù)字信號來產(chǎn)生隨時間波動(也稱為“抖動”)的信號，以使分頻比N有效地表示分?jǐn)?shù)而不是自然數(shù)。因此，如圖1中所示的調(diào)制器還被稱為西格瑪-德耳塔分?jǐn)?shù)N調(diào)制器。用于產(chǎn)生有效分?jǐn)?shù)分頻比的西格瑪-德耳塔調(diào)制器的使用原則上不是必要的，而是增加調(diào)制分辨率，從而減少相位噪聲。
圖1中所示的電路具有的缺點在于，從PLL的調(diào)制輸入7至輸出5的PLL的傳遞函數(shù)(transfer function)的帶寬(在下文中簡稱為PLL帶寬)必須滿足兩個相互矛盾的條件。一方面，帶寬必須被設(shè)計為盡可能地窄，以便在調(diào)制器的輸出端產(chǎn)生盡可能小的噪聲。另一方面，對于調(diào)制數(shù)據(jù)信號8的傳輸，必須確保PLL帶寬比被施加到調(diào)制輸入7的信號的帶寬寬，也就是說，對于調(diào)制數(shù)據(jù)信號8的傳輸，必須以盡可能高的數(shù)據(jù)速率來選擇帶寬適當(dāng)?shù)馗?。因此，在輸出端上盡可能高的數(shù)據(jù)速率和盡可能小的噪聲可被互相組合在一起，這僅具有如圖1所示的原理上的難點。
由于部件分散、溫度波動和工作電壓波動，在工作期間，如圖1所示的調(diào)制器的實際實施具有如由開發(fā)者提供的PLL帶寬受到主要公差(tolerance)的影響的問題。為了確保調(diào)制數(shù)據(jù)信號8以預(yù)定數(shù)據(jù)速率被傳輸，PLL帶寬因此必須被選擇為較高，以便覆蓋這些公差。一般地，因此在工作期間實際被使用的帶寬是相當(dāng)高的，從而不必要地增加了調(diào)制器中的相位噪聲。
麻省理工學(xué)院(Massachussetts Institute of Technology)的MichaelHenderson Perrot于1997年9月的論文“Techniques for High DataRate Modulation and Low Power Operation of Fractional-NFrequency Synthesizers(用于分?jǐn)?shù)N頻率合成器的高數(shù)據(jù)速率調(diào)制和低功率工作的技術(shù))”描述了用于西格瑪-德耳塔分?jǐn)?shù)N調(diào)制器的原理，在其中被施加到調(diào)制輸入7的信號帶寬可被選擇為寬于PLL的帶寬，以使調(diào)制數(shù)據(jù)信號8的數(shù)據(jù)速率可被增加。在這種情況下，西格瑪-德耳塔分?jǐn)?shù)N調(diào)制器的復(fù)雜性和功率損耗僅僅略高于發(fā)生在圖1所示的調(diào)制器中的復(fù)雜性和功率損耗。
圖2顯示如由Perrot提出的西格瑪-德耳塔分?jǐn)?shù)N調(diào)制器。在這種情況下，在圖1和圖2中具有相同參考標(biāo)記的電路部件和信號互相對應(yīng)。通過數(shù)字補償濾波器12的使用來實現(xiàn)調(diào)制數(shù)據(jù)信號8的數(shù)據(jù)速率的增加，該數(shù)字補償濾波器12被連接在脈沖整形濾波器9的下游(downstream)。在這種情況下，補償濾波器12的傳遞函數(shù)對應(yīng)于從PLL的調(diào)制輸入7至輸出5的PLL的傳遞函數(shù)的倒數(shù)(inverse)，并且所得到的補償濾波器12和PLL的傳遞函數(shù)從而在理論上至少是不變的，以使調(diào)制數(shù)據(jù)信號8的數(shù)據(jù)速率可被選擇為大大寬于PLL的帶寬。在這種情況下，補償濾波器12可與脈沖整形濾波器9被組合在一起以作為單個數(shù)字FIR濾波器(FIR為有限脈沖響應(yīng))。被存儲在ROM(ROM為只讀存儲器)中的脈沖整形濾波器9的濾波器系數(shù)必須被修改為適于將補償濾波器12集成在脈沖整形濾波器9中。
圖2中所示的調(diào)制器原理的一個主要因素是，附加的補償濾波器12的使用沒有增加噪聲，因為補償濾波器12的提供僅僅與脈沖整形濾波器9中的變化有效地對應(yīng)，以使模擬電路部分不受影響。
圖2中所示的調(diào)制器原理具有的缺點在于，數(shù)字補償濾波器12和模擬PLL之間的匹配，尤其是和模擬環(huán)路濾波器2之間的匹配具有嚴(yán)格的要求。PLL的帶寬可因模擬環(huán)路濾波器2的模擬濾波器部件中的部件公差、或因VCO3的控制斜率(control gradient)中的分散而波動。因此，實際上，考慮到制造公差，對于數(shù)字補償濾波器12的傳遞函數(shù)，完全補償PLL的傳遞函數(shù)是不可能的。工作溫度和電源電壓的波動也具有類似的負(fù)面影響。
圖3說明可替換圖2中所說明的原理的原理，用于增加西格瑪-德耳塔分?jǐn)?shù)N調(diào)制器的數(shù)據(jù)速率。與圖1和圖2中所示的單點調(diào)制器對比，圖3所示的西格瑪-德耳塔分?jǐn)?shù)N調(diào)制器是二點調(diào)制器。在這種情況下，在圖2和圖3中具有相同參考標(biāo)記的電路部件和信號互相對應(yīng)。在圖3中所示的二點調(diào)制器的情況中，調(diào)制數(shù)據(jù)信號8不僅經(jīng)過分頻器4(與圖1和圖2類似)的控制輸入7、而且經(jīng)過VCO3的第二控制輸入14被饋送至PLL。在這種情況下，VCO3經(jīng)第二控制輸入14被直接調(diào)制。另外，需要數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換器和模擬脈沖整形濾波器經(jīng)第二控制輸入14來驅(qū)動VCO3，并且這些由電路塊13形成。在圖3中所示的二點調(diào)制器的情況中，調(diào)制數(shù)據(jù)信號8的低頻信號分量經(jīng)分頻器4來調(diào)制PLL，同時調(diào)制數(shù)據(jù)信號8的高頻信號分量(主要在高于PLL帶寬的頻率處)直接調(diào)制VCO3。
圖3中所說明的二點調(diào)制器具有的缺點在于，與常規(guī)的單點調(diào)制器相比，附加的電路塊增加了二點調(diào)制器的功耗。另外，圖3所說明的原理具有與圖2所說明的原理相似的缺點，也就是說數(shù)字調(diào)制通道和模擬調(diào)制通道之間的匹配對于圖3中所說明的調(diào)制器的正確操作具有嚴(yán)格的要求。

發(fā)明內(nèi)容
相對于圖1中所述的現(xiàn)有技術(shù)的背景，本發(fā)明的一個目的是確定一種基于PLL的調(diào)制器，該調(diào)制器避免上述的PLL帶寬的選擇的沖突。諸如此類的調(diào)制器打算不具有從現(xiàn)有技術(shù)(參見圖2和圖3)中已知的調(diào)制器原理的缺點，尤其是匹配問題，該調(diào)制器已經(jīng)試圖克服這種沖突。本發(fā)明的另一目的是確定一種用于基于PLL的調(diào)制器的相應(yīng)方法，該方法克服了上述的PLL帶寬的選擇的沖突。
本發(fā)明所基于的目的由獨立權(quán)利要求的特征來實現(xiàn)。
依據(jù)本發(fā)明用于數(shù)字通信系統(tǒng)的發(fā)射機的調(diào)制器具有如權(quán)利要求1中所要求的帶有基準(zhǔn)頻率輸入的PLL、用于PLL的調(diào)制的調(diào)制輸入和用于輸出調(diào)制信號的輸出。因此，這是基于PLL直接調(diào)制的調(diào)制器。在這種情況中，PLL具有的特征在于，在已調(diào)制信號和在調(diào)制輸入處的信號之間的傳遞函數(shù)的帶寬是可變的。調(diào)制器還包含用于確定第一信號的裝置，該第一信號的特征為調(diào)制偏移，例如為相位或頻率調(diào)制偏移。還提供一種用于供給第二信號的裝置，該第二信號的特征為標(biāo)稱調(diào)制偏移。該調(diào)制器另外具有比較裝置，用于將第一信號和第二信號進行比較。最后，提供一種用于隨來自比較裝置的輸出信號的變化而改變帶寬的裝置。
依據(jù)本發(fā)明的調(diào)制器是基于在每個工作情形中以特定部件為基礎(chǔ)來最佳設(shè)置PLL的帶寬的能力。如果與標(biāo)稱調(diào)制偏移相比，由適當(dāng)?shù)难b置確定的實際調(diào)制偏移太小，則這表示帶寬太窄以及調(diào)制數(shù)據(jù)信號以相應(yīng)的高比特率的傳輸將受到不利的影響。在這種情形中，依據(jù)本發(fā)明的調(diào)制器提供適當(dāng)增加PLL帶寬的能力。相反地，如果實際調(diào)制偏移與標(biāo)稱調(diào)制偏移相比是非常大的，則PLL的實際帶寬太高，以致于PLL在輸出端具有不必要的大量的噪聲。在這種情形中，依據(jù)本發(fā)明的調(diào)制器還提供適當(dāng)?shù)販p少PLL的帶寬的能力。
因此，與圖1中所述的調(diào)制器相比，依據(jù)本發(fā)明的調(diào)制器具有的優(yōu)點在于在工作情形中實際被設(shè)置的PLL帶寬正好是足夠地高，以確保調(diào)制數(shù)據(jù)信號的傳輸，同時在這種情況中在輸出端的噪聲保持為盡可能低。對于依據(jù)本發(fā)明的調(diào)制器，上面提到的選擇PLL帶寬以通常高于實際上需要的帶寬以便覆蓋公差的過程因此是不必要的。
如上面已經(jīng)提到的，依據(jù)本發(fā)明的調(diào)制器是基于PLL的直接調(diào)制，其中PLL是經(jīng)調(diào)制輸入被調(diào)制的。PLL有利地具有分頻器，該分頻器的分頻比經(jīng)PLL的調(diào)制輸入是變化的。因此，依據(jù)本發(fā)明的調(diào)制器的PLL經(jīng)控制輸入被調(diào)制以便改變分頻比。
為了降低輸出端的噪聲，調(diào)制器有利地具有西格瑪-德耳塔調(diào)制器，該調(diào)制器的輸出被電連接至PLL的調(diào)制輸入，并且該調(diào)制器的輸入信號被用作調(diào)制數(shù)據(jù)信號的基礎(chǔ)。諸如此類的調(diào)制器還被稱作西格瑪-德耳塔分?jǐn)?shù)N調(diào)制器，正如上面已經(jīng)提到的。
然而，西格瑪-德耳塔調(diào)制器的輸入信號不必與調(diào)制數(shù)據(jù)信號相對應(yīng)；例如，如圖1中所示，使用脈沖整形濾波器，調(diào)制數(shù)據(jù)信號可以首先在西格瑪-德耳塔調(diào)制器的輸入端被濾波。
用于改變帶寬的裝置被有利地設(shè)計成使得當(dāng)?shù)谝恍盘栃∮诘诙盘枙r增加PLL的傳遞函數(shù)的帶寬。用于改變帶寬的裝置還使當(dāng)?shù)谝恍盘柎笥诘诙盘枙r減小該帶寬成為可能。因此，用于改變帶寬的裝置被設(shè)計成使得當(dāng)已調(diào)制信號的調(diào)制偏移小于標(biāo)稱調(diào)制偏移時增加該帶寬，以及使得當(dāng)已調(diào)制信號的調(diào)制偏移大于標(biāo)稱調(diào)制偏移時減小該帶寬。
依據(jù)一個有利的實施例，使用帶寬的調(diào)節(jié)，作為鎖相環(huán)的部件的電荷泵的電流可被改變。在這種情況中，電流影響PLL的帶寬。上面提到的論文“Techniques for High Data Rate Modulation and LowPower Operation of Fractional-N Frequency Synthesizers(用于分?jǐn)?shù)N頻率合成器的高數(shù)據(jù)速率調(diào)制和低功率工作的技術(shù))”的第2.3部分指定了用于PLL的傳遞函數(shù)的公式。在這種情況中，PLL的傳遞函數(shù)G(f)被給定為
G(f)=H(f)·Kv/(πN)jf+H(f)·Kv/(πN)---(2)]]>在這種情況中，變量H(f)表示與電荷泵一起的環(huán)路濾波器的傳遞函數(shù)。變量KV表示VCO的控制斜率，而變量N表示標(biāo)稱分頻比。正如從公式2可以看出的，H(f)的量值越大，則PLL的帶寬越寬。這意味著PLL的帶寬隨電荷泵的電流而增大。
可選擇地或另外地，作為鎖相環(huán)的部件的環(huán)路濾波器的傳遞函數(shù)還可經(jīng)用于改變帶寬的裝置而被改變。在這種情況中，對環(huán)路濾波器中的單個電阻器或電容器進行編程是可能的。可編程意味著環(huán)路濾波器中的這些電阻器或電容器可被啟動和被停用，或作為替換，它們的值也可被改變。環(huán)路濾波器的傳遞函數(shù)例如可以是可變的，以便有可能改變環(huán)路濾波器的傳遞函數(shù)的帶寬和/或DC增益，也就是說在0Hz處的增益。如可從公式2中得到的，PLL帶寬隨環(huán)路濾波器的DC增益而增加。如從公式2中也是顯然的，環(huán)路濾波器的傳遞函數(shù)的較窄的帶寬一般導(dǎo)致PLL帶寬的減小。
依據(jù)一個有利實施例，作為鎖相環(huán)的部件的VCO的控制斜率可經(jīng)用于改變帶寬的裝置而被改變。如從公式2中可看到的，VCO的控制斜率的任何增長導(dǎo)致PLL帶寬的增加。
用于確定第一信號的裝置有利地具有用于解調(diào)已調(diào)制信號的解調(diào)器，該第一信號的特征為已調(diào)制信號的調(diào)制偏移。因此，解調(diào)器產(chǎn)生已調(diào)制信號的調(diào)制信號，也就是說頻率信息或相位信息。在這種情況中，諸如這種的解調(diào)器一般具有至少一個模擬混頻器。實際解調(diào)器的核心被連接在模擬混頻器的下游且經(jīng)常是以數(shù)字的形式。外差或零差法可被考慮用于諸如這種的解調(diào)器。
在這種情況中，有利的是解調(diào)器是可切換的，以便對于已調(diào)制信號的解調(diào)，解調(diào)器不僅可作為接收器的一部分工作在接收模式，而且可作為調(diào)制器的一部分工作在發(fā)射模式。諸如這種的解調(diào)器的優(yōu)點在于，假如解調(diào)器已經(jīng)存在于接收器中且被用于兩個任務(wù)，則除了提供切換能力，不需要附加的硬件來用于已調(diào)制傳輸信號的解調(diào)。
用于確定第一信號的裝置有利地具有被布置在解調(diào)器的輸出端的平均電路，該第一信號的特征為已調(diào)制信號的調(diào)制偏移。作為解調(diào)器的輸出信號的隨著時間改變的已解調(diào)相位或頻率信號可通過諸如這種的電路來平均。于是，在這個電路的輸出處的已平均信號的特征為已調(diào)制信號的平均調(diào)制偏移。用于幅值形成的電路可選地位于解調(diào)器的輸出和平均電路之間。
調(diào)制數(shù)據(jù)信號有利的是周期性測試信號，尤其當(dāng)使用諸如GFSK(高斯頻移鍵控)之類的二進制調(diào)制時為交替二進制測試信號。諸如這種的二進制測試信號是基于數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)序列“1010...”的。
依據(jù)一個有利實施例，用于提供特征為標(biāo)稱調(diào)制偏移的第二信號的裝置產(chǎn)生隨調(diào)制數(shù)據(jù)信號而變的第二信號，也就是說，PLL調(diào)制所基于的調(diào)制數(shù)據(jù)信號還被用于獲得特征為標(biāo)稱調(diào)制偏移的第二信號。
在這種情況中，有利的是，用于提供特征為標(biāo)稱調(diào)制偏移的第二信號的裝置具有延遲裝置，該延遲裝置用于延遲第二信號。該延遲裝置可被用于補償在驅(qū)動PLL的電路中、在PLL自身中以及在解調(diào)器中的延遲時間，以使第一信號和第二信號在比較時間上是基于調(diào)制數(shù)據(jù)信號的相同值。在這種情況中，延遲形成第二信號基礎(chǔ)的調(diào)制數(shù)據(jù)信號也是可行的。
依據(jù)本發(fā)明的方法被用于改變在數(shù)字通信系統(tǒng)中發(fā)射機的調(diào)制器。該方法所基于的該調(diào)制器具有一個PLL，該PLL帶有基準(zhǔn)頻率輸入、用于調(diào)制PLL的調(diào)制輸入和用于輸出調(diào)制信號的輸出。在這種情況中，PLL的帶寬是可變的。在該方法的過程中，確定特征為已調(diào)制信號的調(diào)制偏移的第一信號。另外，提供特征為標(biāo)稱調(diào)制偏移的第二信號。將第一信號與第二信號進行比較。PLL的帶寬隨比較結(jié)果的變化而被改變。
在調(diào)制器接通之后，也就是說在傳輸開始之前，該方法就被有利地啟動?？蛇x擇地或另外地，在調(diào)制器的溫度和/或調(diào)制器的電源電壓發(fā)生特定變化時，該方法可被有利地啟動。溫度傳感器和/或工作電壓監(jiān)控電路應(yīng)該被提供以用于這個目的。諸如這種的測量是值得做的，因為在工作環(huán)境中諸如這些的變化對PLL的帶寬有影響，并且可以偏移PLL的帶寬，從而改變調(diào)制偏移。在這種情況中，依據(jù)本發(fā)明的方法使得有可能再次將帶寬校正至最佳值。
本發(fā)明另外有利的改進在從屬權(quán)利要求中進行了規(guī)定。


在下文中將使用兩個示例性實施例并參考附圖來更詳細(xì)地說明本發(fā)明，其中圖1顯示依據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的西格瑪-德耳塔分?jǐn)?shù)N調(diào)制器的電路圖；圖2顯示依據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的具有附加補償濾波器的西格瑪-德耳塔分?jǐn)?shù)N調(diào)制器的電路圖；圖3顯示依據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的具有兩個調(diào)制點的西格瑪-德耳塔分?jǐn)?shù)N調(diào)制器的電路圖；圖4顯示依據(jù)本發(fā)明的西格瑪-德耳塔分?jǐn)?shù)N調(diào)制器的第一示例性實施例的電路圖；圖5顯示依據(jù)本發(fā)明的西格瑪-德耳塔分?jǐn)?shù)N調(diào)制器的第二示例性實施例的電路圖；圖6顯示可變分頻器的實現(xiàn)的詳細(xì)電路圖；以及圖7顯示電荷泵和環(huán)路濾波器的實現(xiàn)的詳細(xì)電路圖。
具體實施例方式
對于涉及現(xiàn)有技術(shù)的圖1至3，可以參考以上在說明書的引言中的陳述。
現(xiàn)有技術(shù)中已知的且被顯示在圖1中的西格瑪-德耳塔分?jǐn)?shù)N調(diào)制器表示如圖4中所示的依據(jù)本發(fā)明的調(diào)制器的第一示例性實施例的起點。涉及圖1中所示電路的說明還可被轉(zhuǎn)用至如圖4中所示的依據(jù)本發(fā)明的調(diào)制器。在圖1和圖4中具有相同參考標(biāo)記的電路部件和信號互相對應(yīng)。與圖1中所示的框圖相比，相位頻率檢測器1a和電荷泵1b在圖4的框圖中被分開說明。
圖1中所示的調(diào)制器和圖4中所示的依據(jù)本發(fā)明的調(diào)制器的第一示例性實施例之間的差別是，依據(jù)本發(fā)明的調(diào)制器具有用于改變PLL帶寬的附加控制過程。在圖4中明確地說明的調(diào)制器是PSK調(diào)制器(相移鍵控)，盡管圖4中說明的原理可以相同方式被轉(zhuǎn)用至基于FSK的調(diào)制器(頻移鍵控)。
在PLL的輸出5處的已調(diào)制信號首先被解調(diào)以便改變帶寬。解調(diào)過程被粗略再分成通過混頻器級14的頻率轉(zhuǎn)換和在數(shù)字解調(diào)器塊15中的實際解調(diào)過程。
對于頻率轉(zhuǎn)換，在PLL的輸出5處已調(diào)制的信號與本機振蕩器信號LO經(jīng)混頻器級14被混頻為較低頻頻帶。根據(jù)本機振蕩器信號LO頻率的選擇，混頻器級14的輸出信號直接對應(yīng)于基帶信號(零IF解調(diào))或具有低載波頻率(低IF解調(diào))?？商鎿Q地，常規(guī)外差解調(diào)原理也可使用多個級聯(lián)混頻器級而被提供。
混頻器級14后面為數(shù)字解調(diào)器塊15，該數(shù)字解調(diào)器塊15執(zhí)行已調(diào)制信號的實際解調(diào)。此外，通道濾波器和模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器位于混頻器級14和數(shù)字解調(diào)器塊15之間，但這些沒有在圖4中說明。在本示例性實施例中，數(shù)字解調(diào)器塊15執(zhí)行相位解調(diào)。來自數(shù)字解調(diào)器塊15的以采樣率1/Ts的數(shù)字輸出信號r(kTs)對應(yīng)于PLL輸出5的調(diào)制信號的相位調(diào)制。數(shù)字調(diào)制信號r(kTs)與數(shù)字標(biāo)稱調(diào)制信號(kTs+τ)在數(shù)字比較裝置16中進行比較以便控制PLL的帶寬，其中數(shù)字比較裝置16執(zhí)行數(shù)字減法過程。標(biāo)稱調(diào)制信號(kTs+τ)對應(yīng)于來自脈沖整形濾波器9、由延遲裝置17延遲的數(shù)字輸出信號(kTs)。在這種情況中，選擇延遲裝置17的時間延遲τ，以使將被比較的信號(kTs+τ)和r(kTs)在比較時是基于調(diào)制數(shù)據(jù)信號8的相同值，也就是說，時間延遲τ對應(yīng)于從脈沖整形濾波器9的輸出至數(shù)字解調(diào)器塊15的輸出的時間延遲。
表示控制誤差信號的來自比較裝置16的輸出信號x(kTs)，被饋送至具有傳遞函數(shù)H(z)的數(shù)字濾波器18。濾波器18的傳遞函數(shù)H(z)對應(yīng)于PI調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)。在這種情況中，PI調(diào)節(jié)器18的I分量可由帶反饋的累加器提供。來自調(diào)節(jié)器18的輸出信號y(kTs)被饋送至可變電荷泵1b的數(shù)字控制輸入19。經(jīng)可變電荷泵的數(shù)字控制輸入19可設(shè)置電荷泵1b的模擬電流；也就是說在這個接口處實施數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換。
可選擇地(由虛線箭頭表示)，有可能將來自調(diào)節(jié)器18的輸出信號y(kTu)饋送至可變PLL群濾波器2的控制輸入20。經(jīng)可變PLL群濾波器2的控制輸入20可改變?yōu)V波器2的傳遞函數(shù)，例如，DC增益或濾波器2的帶寬?？删幊屉娮杵骰螂娙萜骺杀惶峁┯糜谶@個目的，所述電阻器或電容器的值是經(jīng)控制輸入20的信號而改變的。
此外，有可能將來自調(diào)節(jié)器18的輸出信號y(kTs)可選擇地饋送至VCO3的另外的控制輸入(未示出)，經(jīng)過該VCO3的另外控制輸入，VCO3的控制斜率KV可受到影響。以類似方式，隨信號y(kTs)的變化而改變相位頻率檢測器1a的特性也是可行的。
從PLL的調(diào)制輸入7至輸出5的PLL的傳遞函數(shù)的帶寬(如在公式2中所述)是通過改變電荷泵19的電流、環(huán)路濾波器2的傳遞函數(shù)或PLL中其它部件的參數(shù)來執(zhí)行的。由于這是帶有反饋的閉合控制環(huán)，因此PLL的帶寬是變化的，直到誤差信號x(kTs)具有0值。在這種情況中，調(diào)制信號r(kTs)對應(yīng)于標(biāo)稱調(diào)制信號(kTs+τ)，以使PLL的帶寬被最佳地設(shè)置。
周期性測試數(shù)據(jù)模式，例如交替比特序列“1010...”應(yīng)當(dāng)優(yōu)選地用作調(diào)制數(shù)據(jù)信號8。
PLL帶寬的控制不必一直是有效的。帶寬的控制應(yīng)當(dāng)在實際傳輸之前在起動移動無線電之后被有利地初始啟動，以使PLL帶寬和因此的調(diào)制偏移以特定的設(shè)備和工作環(huán)境為基礎(chǔ)(例如根據(jù)工作溫度或電源電壓)而被最佳地設(shè)定。還有可能提供的是，借助于溫度傳感器和/或工作電壓監(jiān)控電路來監(jiān)控的調(diào)制器的溫度和調(diào)制器的電源電壓。在溫度或電源電壓的特定變化的情況下，依據(jù)本發(fā)明的方法然后再次被起動，以便PLL的帶寬和從而的調(diào)制偏移與改變的工作環(huán)境相匹配。借助于依據(jù)本發(fā)明的方法，生產(chǎn)、溫度和電源電壓公差對調(diào)制偏移的影響可因此被補償。
在這種情況中，PLL還可在多個步驟中被調(diào)節(jié)；在這種情況中，調(diào)節(jié)過程是基于逐次近似算法(SAR)。
圖5顯示依據(jù)本發(fā)明的西格瑪-德耳塔分?jǐn)?shù)N調(diào)制器的第二示例性實施例的電路圖。在這種情況中，在圖4和圖5中具有相同參考標(biāo)記的電路部件和信號互相對應(yīng)。與圖4中所示的調(diào)制器相比，圖5中所示的調(diào)制器是基于FSK調(diào)制，尤其是基于GFSK調(diào)制(高斯頻移鍵控)，如已被使用的，例如在藍(lán)牙或DECT系統(tǒng)中。因此，與圖4相比，來自脈沖整型濾波器9的輸出信號f(kTs)是頻率信息，而不是如圖4中的相位信息(kTs)。
在PLL的輸出5處調(diào)頻信號經(jīng)緩沖器21被讀出，并被提供給可切換的混頻器級14，該混頻器級14可被切換，以使它對于已調(diào)制信號的解調(diào)，不僅作為接收器的一部分可在接收模式中工作，而且作為調(diào)制器的一部分可在發(fā)射模式中工作。另外，被連接至混頻器級的解調(diào)器的電路元件還以兩種形式且以相同的方式被使用。由于簡化的原因，解調(diào)器的雙重使用所需要的另外的開關(guān)、多路復(fù)用器等沒有顯示在圖5中。
當(dāng)混頻器級14作為接收器的一部分工作在接收模式中時，圖5中所示的開關(guān)處于上部開關(guān)位置；在這種情況中，LO信號經(jīng)輸入22被供給以用于接收模式。對于調(diào)制信號的解調(diào)，開關(guān)21處于下部開關(guān)位置。具有周期持續(xù)時間Trof＝1/frof的方波信號經(jīng)輸入23被供給，也就是說方波信號的基頻與PLL的基準(zhǔn)信號的頻率相對應(yīng)。方波信號具有諧波，從而基于LO信號的各個諧波的大量混合積(mixingproduct)在輸出處被產(chǎn)生。非線性部件，例如限幅放大器可用于產(chǎn)生來自于頻率為fref的信號的方波信號。使用可變的模擬通道濾波器24來選擇正確的混合積，該模擬通道濾波器24位于混頻器級14的輸出端。
如果解調(diào)過程基于零IF解調(diào)(也就是說不具有任何載波的信號被供給數(shù)字解調(diào)器14)，則通道濾波器24被設(shè)定以使被選擇的混合積是在輸入23處基于信號的Nstat-1次諧波的混合積，在不考慮經(jīng)數(shù)據(jù)輸入8的調(diào)制也就是說只考慮通道字10的情況下，可變的Nstat對應(yīng)于分頻器4的穩(wěn)態(tài)分頻比。例如，可變的Nstat由用于26MHz的基準(zhǔn)頻率fref和2444MHz的通道中頻的Nstat＝2444/26＝94給定，這是經(jīng)通道字10選擇的。
如果解調(diào)過程基于低IF解調(diào)(也就是說低載波頻率的信號被供給數(shù)字解調(diào)器14)，在適當(dāng)選擇通道字10的情況下，分頻器的穩(wěn)態(tài)分頻比Nstat可被設(shè)定，用于校準(zhǔn)帶寬PLL，以使可變Nstat是一個分?jǐn)?shù)。如果穩(wěn)態(tài)分頻比Nstat在基準(zhǔn)頻率fref26MHz處被選擇為94.5，則在混頻器級14的輸入處信號是以2457MHz的頻率。假定中頻為13MHz，則混合積必須基于在輸入23處信號的Nstat-1次諧波而被選擇。
為了簡化解調(diào)過程，通道濾波器24的輸出信號由限幅放大器25轉(zhuǎn)換成方波信號，該方波信號然后由采樣器26被轉(zhuǎn)換成過采樣數(shù)字信號?？商鎿Q地，也可提供模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器。采樣器26的數(shù)字輸出信號由數(shù)字解調(diào)器塊15接收。數(shù)字解調(diào)器塊15產(chǎn)生脈沖幅度調(diào)制信號，該信號表示PLL輸出信號的頻率調(diào)制。當(dāng)使用以“1010...”的形式的二進制交替調(diào)制數(shù)據(jù)信號8時，數(shù)字解調(diào)器塊15的數(shù)字輸出信號具有正弦波形。附加的濾波器27還可選擇地被提供以用于噪聲濾波和信號平滑。數(shù)字輸出信號的負(fù)最小值和正最大值從數(shù)字采樣值(未示出)中進行選擇。然后，選擇的采樣值的幅值被確定(未示出)。
然后，數(shù)字電路30被提供以用于在時間上求平均，并且其輸出端表示測量的平均頻率偏移FEDV。電路30具有經(jīng)寄存器29來反饋的累加器28，該累加器28相加在時間窗期間到達(dá)的采樣值，例如1024個采樣值。求和的持續(xù)時間由復(fù)位信號RESET確定。然后，累加器28的輸出信號除以所累加的采樣值的數(shù)量。所累加的采樣值的數(shù)量優(yōu)選是2的冪，以使除法過程由移位來實現(xiàn)。在本例子中，為了除以1024，只需累加器28的19位長輸出信號的10個最高有效位被傳遞。經(jīng)電路30確定的平均頻率偏移FDEV與存儲的標(biāo)稱頻率偏移FDEVNOM進行比較，其中從標(biāo)稱頻率偏移FDEVNOM中減去所確定的平均頻率偏移FDEV。減法結(jié)果表示控制誤差信號。該信號由環(huán)路濾波器32接收。環(huán)路濾波器32的輸出信號被饋送至控制電路33。該控制電路33使用逐次近似算法，該算法增加或減少電荷泵1b的電流。然而，類似于圖4，PLL的其它可變部件也可隨該控制電路33輸出信號的變化而被驅(qū)動。
圖6顯示可變分頻器4的實現(xiàn)的詳細(xì)電路圖。該分頻器4具有頻率輸入35、頻率輸出36和用于改變分頻比的控制輸入7，該控制輸入對應(yīng)于圖1至5中所說明的調(diào)制器的調(diào)制輸入7。1∶2分頻器34(一般以帶反饋的主從D觸發(fā)器的形式)在頻率輸入35處接收信號且在各個例子中的輸出端4以半頻產(chǎn)生90°相移信號。經(jīng)多路復(fù)用器37可選擇4個相位之一。選擇的相位被供給由5個可變分頻器39.1-39.5形成的分頻器級聯(lián)38，該5個分頻器39.1-39.5中每個具有分頻比2或3，該分頻比可彼此間獨立地改變。從而，整個分頻器級聯(lián)38的分頻比可在從32至63的范圍內(nèi)改變。該分頻器級聯(lián)因此形成所謂的多模分頻器。
用于改變分頻器4的分頻比的控制輸入7具有7位的長度，其中5個最高有效位指示分頻器級聯(lián)38的分頻比。另外，剩余的兩個最低有效位可用于設(shè)定分頻器4的分?jǐn)?shù)分頻比?？刂齐娐?0在控制輸入7處接收兩個最低有效位，并且隨這兩位的變化產(chǎn)生用于多路復(fù)用器37的選擇信號。在這種情況中，該選擇信號被連續(xù)傳遞，以使多路復(fù)用器的輸出信號的相位連續(xù)跳躍，從而使得可能提供非整數(shù)分頻比。與具有純整數(shù)分頻比的另外的相同分頻器相比，這個方法將分頻器4的分頻比的分辨率增加到4倍。
圖7顯示PLL中的電荷泵1b和環(huán)路濾波器2的實現(xiàn)。相位頻率檢測器1a的輸出信號被再分為兩個數(shù)字信號碼元41和42，這兩個數(shù)字信號碼元41和42經(jīng)常也分別被稱作UP和DOWN。信號碼元41或信號碼元42以脈沖的形式被設(shè)定為有效狀態(tài)，這取決于相位頻率檢測器1a的輸入信號之間相位誤差的極性。
當(dāng)信號碼元41(UP)有效時，第一可切換電流源43被激勵，同時另一方面，當(dāng)信號碼元42(DOWN)有效時，第二可切換電流源44被激勵。在這種情況下，第一電流源43和第二電流源44屬于不同的極性，且共同地驅(qū)動環(huán)路濾波器2的輸入。
為了以電荷泵1b的電流為基礎(chǔ)改變PLL帶寬，電荷泵1b(上面已經(jīng)說明)具有控制輸入19(未示出)。電流源43和44的電流幅值可借助于控制輸入19來改變。
環(huán)路濾波器3是以非集成環(huán)路濾波器的形式。對于其產(chǎn)品只需要無源電阻器和電容器。
最后，還應(yīng)當(dāng)注意到，輸出端相位或頻率調(diào)制對于PSK調(diào)制器或?qū)τ贔SK調(diào)制器不是必需的。為了應(yīng)用，可行的是對于PSK調(diào)制器可選擇地確定頻率調(diào)制，或?qū)τ贔SK調(diào)制器確定相位調(diào)制。
權(quán)利要求
1.用于數(shù)字通信系統(tǒng)的發(fā)射機的調(diào)制器，該調(diào)制器具有-具有基準(zhǔn)頻率輸入(6)、用于調(diào)制鎖相環(huán)的調(diào)制輸入(7)和用于輸出已調(diào)制信號的輸出(5)的鎖相環(huán)，其中已調(diào)制信號和在調(diào)制輸入(7)處信號之間的傳遞函數(shù)的帶寬是可變的，-用于確定第一信號(r(kTs)；FDEV)的裝置(14、15；14、15、24、25、26、27、30)，該第一信號(r(kTs)；FDEV)的特征在于已調(diào)制信號的調(diào)制偏移，-用于提供第二信號((kTs+τ)；FDEVNOM)的裝置，該第二信號((kTs+τ)；FDEVNOM)的特征在于標(biāo)稱調(diào)制偏移，-用于比較第一信號(r(kTs)；FDEV)和第二信號((kTs+τ)；FDEVNOM)的比較裝置(16)，和-用于隨比較裝置(16)的輸出信號的變化而改變帶寬的裝置(18；32、33)。
2.如權(quán)利要求1所述的調(diào)制器，其特征在于，鎖相環(huán)具有分頻器(4)，該分頻器(4)的分頻比經(jīng)鎖相環(huán)的調(diào)制輸入(7)來調(diào)節(jié)。
3.如權(quán)利要求2所述的調(diào)制器，其特征在于，調(diào)制器具有西格瑪-德耳塔調(diào)制器(11)，該西格瑪-德耳塔調(diào)制器(11)的輸出被電連接至鎖相環(huán)的調(diào)制輸入(7)，并且它的輸入信號是基于調(diào)制數(shù)據(jù)信號(8)。
4.如前面權(quán)利要求之一所述的調(diào)制器，其特征在于，以這樣一種方式設(shè)計用于改變帶寬的裝置(18；32、33)，即-當(dāng)?shù)谝恍盘?r(kTs)；FDEV)小于第二信號((kTs+τ)；FDEVNOM)時，增加上述的傳遞函數(shù)的帶寬，以及-當(dāng)?shù)谝恍盘?r(kTs)；FDEV)大于第二信號((kTs+τ)；FDEVNOM)時，減少上述的傳遞函數(shù)的帶寬。
5.如前面權(quán)利要求之一所述的調(diào)制器，其特征在于-作為鎖相環(huán)的部件的電荷泵(1b)的電流，或-作為鎖相環(huán)的部件的環(huán)路濾波器(2)的傳遞函數(shù)可以經(jīng)裝置(18；32、33)被改變以便改變帶寬。
6.如前面權(quán)利要求之一所述的調(diào)制器，其特征在于，作為鎖相環(huán)的部件的壓控振蕩器(3)的控制斜率可經(jīng)用于改變帶寬的裝置(18；32、33)而被改變。
7.如前面權(quán)利要求之一所述的調(diào)制器，其特征在于，用于確定其特征為已調(diào)制信號的調(diào)制偏移的第一信號(r(kTs)；FDEV)的裝置具有解調(diào)器(14、15；14、15、24、25、26)，該解調(diào)器被用于解調(diào)已調(diào)制信號。
8.如權(quán)利要求7所述的調(diào)制器，其特征在于，解調(diào)器(14、15；14、15、24、25、26)是可切換的，以這種方式該解調(diào)器可以-作為接收器的一部分工作在接收模式中，-以及作為調(diào)制器的一部分工作在發(fā)射模式中，以用于已調(diào)制信號的解調(diào)。
9.如權(quán)利要求7或8中之一所述的調(diào)制器，其特征在于，用于確定第一信號(r(kTs)；FDEV)的裝置(14、15；14、15、24、25、26、27、30)具有被布置在解調(diào)器(14、15；14、15、24、25、26)的輸出端的平均電路(30)，該第一信號的特征為已調(diào)制信號的調(diào)制偏移。
10.如權(quán)利要求3或返回引用權(quán)利要求3的權(quán)利要求4至9中之一所述的調(diào)制器，其特征在于，調(diào)制數(shù)據(jù)信號(8)是周期性測試信號，特別是交替的二進制測試信號。
11.如權(quán)利要求3或返回引用權(quán)利要求3的權(quán)利要求4至10中之一所述的調(diào)制器，其特征在于，用于提供第二信號((kTs+τ)；FDEVNOM)的裝置產(chǎn)生隨調(diào)制數(shù)據(jù)信號(8)而變的第二信號，該第二信號((kTs+τ)；FDEVNOM)的特征為標(biāo)稱調(diào)制偏移。
12.如權(quán)利要求11所述的調(diào)制器，其特征在于，用于提供第二信號((kTs+τ)；FDEVNOM)的裝置具有用于延遲第二信號的延遲裝置(17)，該第二信號((kTs+τ)；FDEVNOM)的特征為標(biāo)稱調(diào)制偏移。
13.如前面權(quán)利要求之一所述的調(diào)制器，其特征在于，調(diào)制器是PSK或FSK調(diào)制器，特別是GPSK調(diào)制器。
14.如前面權(quán)利要求之一所述的調(diào)制器，其特征在于，調(diào)制器是用于DECT-兼容或藍(lán)牙-兼容的發(fā)射機的調(diào)制器。
15.調(diào)節(jié)用于數(shù)字通信系統(tǒng)的發(fā)射機的調(diào)制器的方法，該調(diào)制器具有-具有基準(zhǔn)頻率輸入(6)、用于調(diào)制鎖相環(huán)的調(diào)制輸入(7)和用于輸出已調(diào)制信號的輸出(5)的鎖相環(huán)，其中已調(diào)制信號和在調(diào)制輸入(7)處信號之間傳遞函數(shù)的帶寬是可變的，具有下列步驟-確定第一信號(r(kTs)；FDEV)，該第一信號(r(kTs)；FDEV)的特征為已調(diào)制信號的調(diào)制偏移，-提供第二信號((kTs+τ)；FDEVNOM)，該第二信號((kTs+τ)；FDEVNOM)的特征為標(biāo)稱調(diào)制偏移，-比較第一信號(r(kTs)；FDEV)和第二信號((kTs+τ)；FDEVNOM)，和-改變已調(diào)制信號和在調(diào)制輸入(7)處信號之間傳遞函數(shù)的帶寬。
16.如權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于，以這樣一種方式改變上述的傳遞函數(shù)的帶寬，即-當(dāng)?shù)谝恍盘?r(kTs)；FDEV)小于第二信號((kTs+τ)；FDEVNOM)時，增加上述的傳遞函數(shù)的帶寬，以及-當(dāng)?shù)谝恍盘?r(kTs)；FDEV)大于第二信號((kTs+τ)；FDEVNOM)時，減少上述的傳遞函數(shù)的帶寬。
17.如權(quán)利要求15或16所述的方法，其特征在于，一旦調(diào)制器被接通，該方法就被起動。
18.如權(quán)利要求15至17中之一所述的方法，其特征在于，當(dāng)調(diào)制器的溫度和/或調(diào)制器的電源電壓有一特定的變化時，該方法被起動。
全文摘要
依據(jù)本發(fā)明的調(diào)制器是以PLL的調(diào)制為基礎(chǔ)的，該PLL的帶寬是可變的。該調(diào)制器還具有用于確定特征為已調(diào)制信號的調(diào)制偏移的信號(φ
文檔編號H04L27/00GK1761249SQ20051011372
公開日2006年4月19日 申請日期2005年10月14日 優(yōu)先權(quán)日2004年10月15日
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