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一種分集接收器的制作方法

文檔序號:7626309閱讀:223來源:國知局
專利名稱:一種分集接收器的制作方法
技術領域
本發(fā)明是關于一種接收器,特別是關于一種應用于正交頻分復用系統(tǒng)的分集接收器。
背景技術
一般的正交頻分復用(Orthogonal frequency division multiplexing,OFDM)系統(tǒng)為了解決載波間相互干擾(Interference)與快速的信道衰減(選擇性的頻率衰減),而嚴重影響系統(tǒng)的執(zhí)行效能等問題,均采用分集接收技術來克服。分集接收技術的應用非常廣泛,特別是將該技術應用在移動接收(Mobile reception)時,可具有非常好的效果。一般而言,分集接收器包含至少二個天線(antenna)與其后續(xù)的信號處理,其中后續(xù)信號處理部分是用以合并不同路徑的輸入信號,且二個天線被分開置放藉以接收不同版本(Version)的同一傳輸信號(transmitted signal)。
如圖1所示,該圖揭露了一種已知分集接收器10。該分集接收器10包含二個相同的分支(branch)11與12、一分集合并選擇單元1a、以及一維特比解碼器(Viterbi decoder)1b。第一分支11包含一傅立葉轉(zhuǎn)換電路(Fourier transform circuit)111、一信道狀態(tài)信息估計器(Channelestimation information estimator)112、一信道均衡器(Channelequalizer)113、一軟式位元反向映射器(Soft-bits demapper)114。而第二分支12也包含與第一分支11相同的元件121-124。舉例而言,假設n與k為正整數(shù),且當發(fā)送器(圖未示)傳輸?shù)趎個符元(symbol)與第k個次載波的第一版本輸入信號I1(n,k)至分集接收器10時,第一分支11的傅立葉轉(zhuǎn)換電路111通過天線接收該輸入信號I1(n,k),在進行傅立葉轉(zhuǎn)換后,產(chǎn)生一頻域信號Y1(n,k);而當發(fā)送器傳輸?shù)趎個符元與第k個次載波的第二版本輸入信號I2(n,k)至分集接收器10時,第二分支12的傅立葉轉(zhuǎn)換電路121通過天線接收該輸入信號I2(n,k),在進行傅立葉轉(zhuǎn)換后,產(chǎn)生一頻域信號Y2(n,k)。其中,頻域信號Y1(n,k)與Y2(n,k)的信道模型為Y1(n,k)=H1(n,k)S1(n,k)+V1(n,k)Y2(n,k)=H2(n,k)S2(n,k)+V2(n,k)(1.1)上式(1.1)中,H1(n,k)與H2(n,k)分別為第一、第二版本輸入信號的信道頻率響應(Channel frequency response);S1(n,k)與S2(n,k)為由發(fā)送器傳輸?shù)膫鬏斮Y料(Transmission data);V1(n,k)與V2(n,k)為加成性白色高斯噪聲(Additive white Gaussian noise,AWGN),且V1(n,k)、V2(n,k)與信道的關系為σV12≠σV22.]]>其中σV12≠σV22]]>表示第一分支11與第二分支12中各別信號的變化量不相等,換言之,即表示兩個分支的背景噪聲V1(n,k)與V2(n,k)也不相等。但須注意σV12≠σV22]]>并不表示噪聲V1(n,k)、V2(n,k)兩者沒有相應的關系。
接著,信道狀態(tài)信息估計器112擷取頻域信號Y1(n,k),并利用頻域信號Y1(n,k)內(nèi)含的參考信號(例如引導信號(pilot signal)),來估算出信道頻率響應H1(n,k)的估計值,并將該估計值H1(n,k)輸出至信道均衡器113。相同地,信道狀態(tài)信息估計器122也將其估計出的估計值H2(n,k)輸出至信道均衡器123。信道均衡器113接收頻域信號Y1(n,k),根據(jù)信道狀態(tài)信息估計器112所輸出的信道頻率響應估計值H1(n,k),在其內(nèi)部產(chǎn)生一信號M1(n,k)(圖未示)。同樣的,第二分支12也進行相同的處理,信道均衡器123也在其內(nèi)部產(chǎn)生另一信號M2(n,k)(圖未示)。而該信號M1(n,k)與M2(n,k)為M1(n,k)=|H1(n,k)|2S1(n,k)+H1*(n,k)V1(n,k)M2(n,k)=|H2(n,k)|2S2(n,k)+H2*(n,k)V2(n,k)(1.2)
上式(1.2)中H1*(n,k)與H2*(n,k)分別為H1(n,k)與H2(n,k)的共軛復數(shù)(complex conjugate)。
接著,第一分支11的信道均衡器113利用其內(nèi)部的一除法器(Divider)將M1(n,k)中的|H1(n,k)|2除出,將|H1(n,k)|2傳送至分集合并選擇單元1a來作為維特比解碼器1b的參考信息。最后信道均衡器113在除以|H1(n,k)|2后產(chǎn)生第一等化后信號Eo1(n,k)。同樣的,第二分支12的信道均衡器123也會進行相同處理,產(chǎn)生第二等化后信號Eo2(n,k),且輸出|H2(n,k)|2至分集合并選擇單元1a中。其中,第一、第二等化后信號Eo1(n,k)、Eo2(n,k)為Eo1(n,k)=S1(n,k)+{(H1*(n,k)V1(n,k))/|H1(n,k)|2}Eo2(n,k)=S2(n,k)+{(H2*(n,k)V2(n,k))/|H2(n,k)|2}(1.3)一般在此時,(1.3)式中的噪聲項(Noise term)(H1*(n,k)V1(n,k))/|H1(n,k)|2}、{(H2*(n,k)V2(n,k))/|H2(n,k)|2}與傳輸資料S1(n,k)、S2(n,k)相較之下,噪聲項會顯的相當小而被忽略。因此,在信道均衡器113、123中傳輸資料S1(n,k)、S2(n,k)將被粹取(Extract)出來。軟式位元反向映射器114與124分別接收粹取出的傳輸資料S1(n,k)與S2(n,k)來執(zhí)行符號反向映射,即執(zhí)行soft{S1(n,k)}與soft{S2(n,k)},產(chǎn)生一輸出信號Sf1(n,k)與Sf2(n,k)并輸出至分集合并選擇單元1a。
最后,分集合并選擇單元1a分別將兩個分支11、12所輸出的Sf1(n,k)與Sf2(n,k)、以及|H1(n,k)|2與|H2(n,k)|2,進行合并或選擇處理,將響應較佳、或合并后較佳的信號以一待解碼信號E傳送至維特比解碼器1b進行處理。最后,維特比解碼器1b產(chǎn)生解碼數(shù)據(jù)0。
然而,一般分集接收器每一分支的信道均衡器均將其信道權(quán)重(Channelweight)設定為等于其它分支的信道權(quán)重,所以已知分集接收器僅僅提供給維特比解碼器信道信息(Channel information),并無法提供各個信道的背景噪聲(Background noise)部分。結(jié)果,將導致維特比解碼器的解碼效果較差。

發(fā)明內(nèi)容
針對上述問題,本發(fā)明的目的在提供一種分集接收器,而可提供各個信道的背景噪聲部分給信道解碼器來提高解碼效果。
首先,在本發(fā)明中提供了一種分集接收器,并在說明本發(fā)明之前先假設N、M、P、Q為正整數(shù),且1PN、1QM。
本發(fā)明的分集接收器設有N個分支,用以接收M個版本的輸入信號。該分集接收器包含N個傅立葉轉(zhuǎn)換電路、N個信道狀態(tài)信息估計器、N個信道均衡器、N個軟式位元反向映射器、N個噪聲功率估計器、N個乘法器、以及一分集合并選擇單元。所述傅立葉轉(zhuǎn)換電路分設于每一分支,第P個傅立葉轉(zhuǎn)換電路接收第Q個版本輸入信號,并產(chǎn)生一第P頻域信號,且該第P頻域信號至少包含一第P傳輸資料。所述信道狀態(tài)信息估計器,分設于每一分支,第P信道狀態(tài)信息估計器根據(jù)第P頻域信號產(chǎn)生一第P信道頻率響應估計值與一第P傳輸資料估計值。所述信道均衡器,分設于每一分支,第P信道均衡器接收前述第P頻域信號,并根據(jù)前述第P信道頻率響應估計值產(chǎn)生一第P等化后信號與一前述第P信道頻率響應估計值的絕對值平方,且該第P等化后信號至少包含前述第P傳輸資料。所述軟式位元反向映射器,分設于每一分支,第P軟式位元反向映射器接收第P等化后信號,執(zhí)行符號反向映射以產(chǎn)生一第P輸出信號。所述噪聲功率估計器,分設于每一分支,且第P噪聲功率估計器接收第P頻域信號,并根據(jù)第P傳輸資料估計值,產(chǎn)生一第P信道權(quán)重值。所述乘法器,分設于每一分支,且第P乘法器用以將第P輸出信號乘以第P信道權(quán)重值。之后,分集合并選擇單元接收分別乘以各自信道權(quán)重值的N個輸出信號、以及N個信道頻率響應估計值的絕對值平方,并分別根據(jù)所述乘以各自信道權(quán)重值的輸出信號、以及信道頻率響應估計值的絕對值平方的信號品質(zhì)進行合并或選擇處理,產(chǎn)生一待解碼信號。最后將該待解碼信號輸出至一信道解碼器解碼。
本發(fā)明的分集接收器,利用噪聲功率估計器來提供每一信道的不同信道權(quán)重值給后續(xù)處理的信道解碼器。如此,信道解碼器可得到各個信道的背景噪聲部分,解決已知分集接收器無法提供各個信道的背景噪聲給信道解碼器的問題,而達成較佳的解碼效果。


圖1是顯示已知分集處理器的示意圖;圖2是顯示本發(fā)明分集接收器的示意圖。
具體實施例方式
以下參考圖式詳細說明本發(fā)明分集接收器,并假設n、k、N、M、P、Q為正整數(shù),且1PN、1QM。
圖2是顯示本發(fā)明的一種分集接收器。該分集接收器20設有N個分支21-2N,用以接收M個版本的輸入信號I1(n,k)-IM(n,k),其中IQ(n,k)為發(fā)送器(圖未示)傳輸?shù)牡趎個符元與第k個次載波的第Q版本輸入信號。分集接收器20包含N個傅立葉轉(zhuǎn)換電路111-1N1、N個信道狀態(tài)信息估計器112-1N2、N個信道均衡器113-1N3、N個軟式位元反向映射器114-1N4、N個噪聲功率估計器211-2N1、N個乘法器212-2N2、一分集合并選擇單元2a、以及一信道解碼器2b。
所述傅立葉轉(zhuǎn)換電路111-1N1分設于每一分支21-2N。第P個傅立葉轉(zhuǎn)換電路1P1接收第Q個版本輸入信號IQ(n,k),并產(chǎn)生一第P頻域信號YP(n,k),且該第P頻域信號YP(n,k)至少包含一第P傳輸資料SP(n,k)。所述信道狀態(tài)信息估計器112-1N2分設于每一分支21-2N。第P信道狀態(tài)信息估計器1P2根據(jù)前述第P頻域信號YP(n,k)內(nèi)含的第P信道參考信號(例如引導信號)產(chǎn)生一第P信道頻率響應估計值HP(n,k)、與一第P傳輸資料估計值 。所述信道均衡器113-1N3分設于每一分支21-2N。第P信道均衡器1P3接收第P頻域信號YP(n,k),并根據(jù)第P信道頻率響應估計值HP(n,k)產(chǎn)生一第P等化后信號EoP(n,k)、與一第P信道頻率響應估計值的絕對值平方|HP(n,k)|2,且第P等化后信號EoP(n,k)中至少包含上述第P傳輸資料SP(n,k)。所述軟式位元反向映射器114-1N4分設于每一分支21-2N。第P軟式位元反向映射器1P4接收第P等化后信號EoP(n,k),并執(zhí)行符號反向映射產(chǎn)生一第P輸出信號SfP(n,k)。所述噪聲功率估計器211-2N1分設于每一分支21-2N,且第P噪聲功率估計器2P1接收第P頻域信號YP(n,k),并根據(jù)第P傳輸資料估計值 ,產(chǎn)生一第P信道權(quán)重值dp。所述乘法器212-2N2分設于每一分支21-2N,且第P乘法器2P2將第P輸出信號SfP(n,k)乘以第P信道權(quán)重值dp。分集合并選擇單元2a接收N個輸出信號Sf1(n,k)-Sfn(n,k)分別乘以各自信道權(quán)重值d1-dn的乘積d1×Sf1(n,k)-dn×Sfn(n,k)、以及接收N個前述信道頻率響應估計值的絕對值平方|H1(n,k)|2-|Hn(n,k)|2,并分別根據(jù)這些輸出信號乘以信道權(quán)重的乘積d1×Sf1(n,k)-dn×Sfn(n,k)、以及這些信道頻率響應估計值的絕對值平方|H1(n,k)|2-|Hn(n,k)|2的信號品質(zhì)進行合并或選擇處理,產(chǎn)生一待解碼信號En。信道解碼器2b接收并解碼該待解碼信號En,以產(chǎn)生一解碼資料Do。其中,該信道解碼器2b可以維特比解碼器(Viterbi decoder)、或雷德一所羅門解碼器(Reed-Solomon decoder)...等裝置其中之一來實施。
以下以第一、第二分支21、22來詳細說明本發(fā)明分集接收器20的運作方式,其余分支與第一、第二分支21、22的原理相同,不再重復贅述。另外,本發(fā)明的分集接收器20與已知分集接收器10的架構(gòu)與運作方式大致相同,差異為本發(fā)明的分集接收器20為了提供信道解碼器2b各個信道的背景噪聲部分,因此在每一分支增加了一噪聲功率估計器2P1與一乘法器2P2。
如圖2所示,該分集接收器20的第一噪聲功率估計器211接收第一頻域信號Y1(n,k),并根據(jù)第一傳輸資料估計值 ,產(chǎn)生一第一信道權(quán)重值d1。而第一乘法器212將軟式位元反向映射器214產(chǎn)生的第一輸出信號Sf1(n,k),即soft{S1(n,k)},乘以第一信道權(quán)重值d1后,再將信道權(quán)重值d1與第一輸出信號的乘積d1×Sf1(n,k)輸出。同樣地,第二分支22也輸出一信道權(quán)重值d2與第二輸出信號的乘積d2×Sf2(n,k)。之后由分集合并選擇單元2a根據(jù)信號乘積d1×Sf1(n,k)、d2×Sf2(n,k)與信道頻率響應估計值的絕對值平方|H1(n,k)|2、|H2(n,k)|2,來進行信號合并或選擇處理后產(chǎn)生一待解碼信號En給解碼器2b。舉例而言,分集合并選擇單元2a將第一、第二輸出信號與第一、第二信道權(quán)重值的乘積d1×Sf1(n,k)、d2×Sf2(n,k)進行合并處理時,其待解碼信號En的數(shù)學模型為En=d1×soft{S1(n,k)}+d2×soft{S2(n,k)}(2.1)其中,第一、第二信道權(quán)重值d1、d2是經(jīng)由下列關系式求得d1/d2=E{|V~2(n,k)|2}/E{|V~1(n,k)|2}---(2.2)]]>E{|V~1(n,k)|2}=E{|Y1(n,k)-H1(n,k)S^1(n,k)|2}]]>E{|V~2(n,k)|2}=E{|Y2(n,k)-H2(n,k)S^2(n,k)|2}---(2.3)]]>(2.2)式表示d1、d2與噪聲估計值V1、V2的均方差(mean square deviation)成反比);(2.3)式表示噪聲估計值V1、V2的估算式。由上式(2.2)與(2.3)可得知第一、第二信道權(quán)重值d1、d2兩者成反比關系。當然,信道分支在兩個以上時信道權(quán)重值d1-dN之間的關系可擴展為d1×Sf1(n,k)=d2×Sf2(n,k)=...=dN×SfN(n,k)或{d1∶d2∶...∶dN}={1/E{|V1(n,k)|2}∶1/E{|V2(n,k)|2}∶...∶1/E{|VN(n,k)|2}}因此,可知第N信道權(quán)重值dN與第N-1信道權(quán)重值dN-1成反比關系。本發(fā)明分集接收器20利用噪聲功率估計器211-2N1來產(chǎn)生每一信道的不同信道權(quán)重值d1-dN,藉以提供后續(xù)處理的信道解碼器2b各個信道的背景噪聲,而可達成更好的解碼效果。結(jié)果,本發(fā)明的分集接收器20可解決已知分集接收器10無法提供后續(xù)信道解碼器2b各個信道的背景噪聲部分問題,使信道解碼器2b得到更充足的信息,達成更好的解碼效果。
當然,本發(fā)明的分集接收器可采用各種分集接收方式來實施,例如頻率分集(frequency diversity)、天線空間分集(antenna spatial diversity)、天線極化分集(antenna polarization diversity)與天線電波場型分集(antenna pattern diversity)...等,或其它種類的分集接收方式。
以上雖以實施例說明本發(fā)明,但并不因此限定本發(fā)明的范圍,只要不脫離本發(fā)明的要旨,該行業(yè)者可進行各種變形或變更。
權(quán)利要求
1.一種分集接收器,其特征在于,設有N個分支,用以接收M個版本的輸入信號,該分集接收器包含N個傅立葉轉(zhuǎn)換電路,分設于每一分支,第P個傅立葉轉(zhuǎn)換電路接收前述第Q個版本輸入信號,并產(chǎn)生一第P頻域信號,且該第P頻域信號至少包含一第P傳輸資料;N個信道狀態(tài)信息估計器,分設于每一分支,第P信道狀態(tài)信息估計器根據(jù)前述第P頻域信號產(chǎn)生一第P信道頻率響應估計值與一第P傳輸資料估計值;N個信道均衡器,分設于每一分支,第P信道均衡器接收前述第P頻域信號,并根據(jù)前述第P信道頻率響應估計值產(chǎn)生一第P等化后信號與一前述第P信道頻率響應估計值的絕對值平方,且該第P等化后信號至少包含前述第P傳輸資料;N個軟式位元反向映射器,分設于每一分支,第P軟式位元反向映射器接收前述第P等化后信號,執(zhí)行符號反向映射以產(chǎn)生一第P輸出信號;N個噪聲功率估計器,分設于每一分支,且第P噪聲功率估計器接收前述第P頻域信號,并根據(jù)前述第P傳輸資料估計值,產(chǎn)生一第P信道權(quán)重值;N個乘法器,分設于每一分支,且第P乘法器用以將前述第P輸出信號乘以前述第P信道權(quán)重值;以及一分集合并選擇單元,接收分別乘以各自信道權(quán)重值的N個前述輸出信號、以及N個前述信道頻率響應估計值的絕對值平方,并分別根據(jù)這些乘以各自信道權(quán)重值的輸出信號、以及信道頻率響應估計值的絕對值平方的信號品質(zhì)進行合并或選擇處理,產(chǎn)生一待解碼信號;其中,前述N、M、P、Q為正整數(shù),且1 P N、1 Q M。
2.如權(quán)利要求1所述的分集接收器,其特征在于,更包含一信道解碼器,用以解碼前述待解碼信號來產(chǎn)生一解碼資料。
3.如權(quán)利要求2所述的分集接收器,其特征在于,所述信道解碼器為維特比解碼器、雷德-所羅門解碼器其中之一。
4.如權(quán)利要求1所述的分集接收器,其特征在于,所述第P信道均衡器根據(jù)前述第P信道頻率響應估計值產(chǎn)生一第P內(nèi)部信號,該內(nèi)部信號包含前述第P等化后信號與前述第P信道頻率響應估計值的絕對值平方兩者的乘積,該第P信道均衡器利用一第P除法器將該內(nèi)部信號中的第P信道頻率響應估計值的絕對值平方除出,藉以分離前述第P等化后信號與前述第P信道頻率響應估計值的絕對值平方。
5.如權(quán)利要求1所述的分集接收器,其特征在于,所述第P等化后信號的函數(shù)為EoP(n,k)=SP(n,k),其中EoP(n,k)為該第P等化后信號,SP(n,k)為前述第P傳輸資料,且n、k為正整數(shù)。
6.如權(quán)利要求1所述的分集接收器,其特征在于,所述第P頻域信號包含一第P信道參考信號,且前述第P信道狀態(tài)信息估計器利用該第P信道參考信號來估計出前述第P傳輸資料估計值。
7.如權(quán)利要求6所述的分集接收器,其特征在于,所述第P信道參考信號為引導信號。
8.如權(quán)利要求1所述的分集接收器,其特征在于,所述第P信道權(quán)重值與第P-1信道權(quán)重值成反比。
9.如權(quán)利要求1所述的分集接收器,其特征在于,所述每一信道權(quán)重值之間的關系為{d1∶d2∶…∶dN}={1/E{|V1(n,k)|2}∶1/E{|V2(n,k)|2}∶…∶1/E{|VN(n,k)|2}},其中d1、d2…dN為前述N個信道權(quán)重值,且估計函數(shù) 等于E{|YP(n,k)-HP(n,k)S^P(n,k)|2},]]>其中YP(n,k)為前述第P頻域信號,HP(n,k)為前述第P信道頻率響應估計值, 為前述第P傳輸資料估計值,且n、k為正整數(shù)。
10.如權(quán)利要求1所述的分集接收器,其特征在于,所述第Q版本輸入信號為一發(fā)送器傳輸?shù)牡趎個符元與第k個次載波的第Q版本輸入信號,且n、k為正整數(shù)。
全文摘要
本發(fā)明提供一種分集接收器,利用一噪聲功率估計器來提供后續(xù)處理的信道解碼器各個信道的背景噪聲。本發(fā)明的分集接收器可解決已知分集接收器無法提供后續(xù)信道解碼器各個信道的背景噪聲部分問題,使信道解碼器得到更充足的信息,達成更好的解碼效果。
文檔編號H04L27/26GK1968045SQ20051011533
公開日2007年5月23日 申請日期2005年11月14日 優(yōu)先權(quán)日2005年11月14日
發(fā)明者曾雅蒂, 侯文生 申請人:矽統(tǒng)科技股份有限公司
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