專利名稱：在零前綴正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)符號(hào)盲同步的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無(wú)線通信技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種零前綴正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中的符號(hào)盲同步實(shí)現(xiàn)方法。
背景技術(shù)：
由于OFDM(正交頻分復(fù)用)技術(shù)可以有效地對(duì)抗多徑時(shí)延擴(kuò)展，因此有效地推動(dòng)了OFDM技術(shù)的應(yīng)用。在OFDM技術(shù)應(yīng)用過(guò)程中，為了最大限度地消除ISI(符號(hào)間干擾)，還可以在每個(gè)OFDM符號(hào)之間插入保護(hù)間隔(Guard Interval，GI)，而且該保護(hù)間隔長(zhǎng)度Tg一般要大于無(wú)線信道的最大時(shí)延擴(kuò)展，這樣一個(gè)符號(hào)的多徑分量就不會(huì)對(duì)下一個(gè)符號(hào)造成干擾。
另外，在OFDM技術(shù)應(yīng)用過(guò)程中，信道的擴(kuò)散性將會(huì)破壞子載波之間的正交性，因而導(dǎo)致出現(xiàn)ICI(子載波間干擾)。
為了消除由于多徑所造成的ICI，OFDM符號(hào)需要在其保護(hù)間隔內(nèi)加入CP(cyclic prefix，循環(huán)前綴)，CP的長(zhǎng)度為L(zhǎng)，數(shù)據(jù)塊的長(zhǎng)度為N。加入長(zhǎng)度為L(zhǎng)的CP后，在接收端，將長(zhǎng)度為N+L的符號(hào)塊的前L個(gè)符號(hào)丟棄。
消除ICI的另一種方式為如圖1所示，在保護(hù)間隔GI內(nèi)不插入任何信號(hào)，即為ZP(零前綴)，并在ZP-OFDM(zero prefix-orthogonalfrequency-division multiplexing，具有ZP的OFDM)系統(tǒng)的接收端進(jìn)行相應(yīng)的改進(jìn)。如附圖2所示，ZP-OFDM系統(tǒng)的接收端與CP-OFDM系統(tǒng)比較起來(lái)，只做了很少的改動(dòng)，但是ZP-OFDM系統(tǒng)與CP-OFDM一樣，可以消除ICI。
綜上所述，CP-OFDM系統(tǒng)只作少量改動(dòng)便可成為ZP-OFDM系統(tǒng)，而且與CP-OFDM系統(tǒng)相比較，ZP-OFDM系統(tǒng)有同樣的對(duì)抗多徑的能力。在CP-OFDM系統(tǒng)中，由于CP的引入會(huì)帶來(lái)信息速率和功率的損失{相應(yīng)的功率損失為10log((N+L)/N)}，而在ZP-OFDM系統(tǒng)中ZP的引入只有信息速率損失，沒(méi)有功率損失，而且，ZP的引入還會(huì)起到平滑功率譜的作用。因此，對(duì)于功率受限的系統(tǒng)來(lái)說(shuō)通常會(huì)選擇ZP-OFDM系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)。
在上述兩種OFDM系統(tǒng)中均需要實(shí)現(xiàn)OFDM符號(hào)的同步。目前OFDM符號(hào)同步算法包括一種非數(shù)據(jù)輔助型(也稱為盲同步)的同步算法。該非數(shù)據(jù)輔助型算法以基于最大似然函數(shù)(ML)算法為代表，該算法利用了CP與OFDM符號(hào)的最后一部分完全相同這個(gè)特性進(jìn)行符號(hào)同步。
然而，在ZP-OFDM系統(tǒng)中卻不再具備這一特性。因此，在ZP-OFDM系統(tǒng)中無(wú)法利用上述在CP-OFDM系統(tǒng)中的同步算法實(shí)現(xiàn)OFDM符號(hào)的同步，進(jìn)而使得目前還無(wú)法實(shí)現(xiàn)ZP-OFDM系統(tǒng)中的OFDM符號(hào)的盲同步。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種在零前綴正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)符號(hào)盲同步的方法，從而為ZP-OFDM系統(tǒng)提供了一種實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單、方便的符號(hào)盲同步方法，且具有著較好的同步效果。
本發(fā)明的目的是通過(guò)以下技術(shù)方案實(shí)現(xiàn)的本發(fā)明提供了一種在零前綴正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)符號(hào)盲同步的方法，包括A、在零前綴正交頻分復(fù)用ZP-OFDM系統(tǒng)中，計(jì)算不同滑動(dòng)窗口接收的信號(hào)能量值；B、根據(jù)計(jì)算獲得的信號(hào)能量值確定系統(tǒng)中OFDM符號(hào)的起始位置；C、基于確定的OFDM符號(hào)的起始位置在ZP-OFDM系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)OFDM符號(hào)的同步。
所述的滑動(dòng)窗口的寬度等于零前綴的長(zhǎng)度或者小于零前綴的長(zhǎng)度。
該方法中，在多徑信道下，所述的滑動(dòng)窗口的寬度為零前綴的長(zhǎng)度減去多徑信道的多徑數(shù)再加上1，或者，直接設(shè)置為小于零前綴長(zhǎng)度的固定值，該值與多徑數(shù)無(wú)關(guān)。
所述的步驟A包括連續(xù)統(tǒng)計(jì)計(jì)算兩個(gè)連續(xù)滑動(dòng)窗口接收的信號(hào)能量值，或者，連續(xù)統(tǒng)計(jì)計(jì)算多組兩個(gè)連續(xù)滑動(dòng)窗口接收的信號(hào)能量值。
所述的步驟B包括B1、實(shí)時(shí)計(jì)算兩個(gè)滑動(dòng)窗口下的接收的信號(hào)能量值的比值；B2、當(dāng)根據(jù)所述的比值的變化情況確定當(dāng)前比值為最大值時(shí)，確定零前綴完全進(jìn)入位置在先的滑動(dòng)窗口，并據(jù)此確定OFDM信號(hào)的起始位置。
所述的步驟B1包括分別統(tǒng)計(jì)計(jì)算多組兩個(gè)連續(xù)滑動(dòng)窗口中位置在先的所有滑動(dòng)窗口的總的信號(hào)能量值，以及多組兩個(gè)連續(xù)滑動(dòng)窗口中位置在后的所有滑動(dòng)窗口的總的信號(hào)能量值；計(jì)算所述的位置在先的所有滑動(dòng)窗口的總的信號(hào)能量值與位置在后的所有滑動(dòng)窗口的總的信號(hào)能量值的比值。
所述的方法還包括利用所述比值的峰值的統(tǒng)計(jì)平均減去1作為系統(tǒng)中的瞬時(shí)信噪比值的估計(jì)值，并根據(jù)系統(tǒng)要求確定滑動(dòng)窗口組的數(shù)目。
由上述本發(fā)明提供的技術(shù)方案可以看出，本發(fā)明提出的基于零前綴的ZP-OFDM符號(hào)盲同步方法，不需要專門的同步訓(xùn)練序列，而是基于ZP-OFDM符號(hào)中的ZP功率出現(xiàn)規(guī)律性的分布特性，利用滑動(dòng)窗能量檢測(cè)的辦法來(lái)進(jìn)行符號(hào)同步，該同步方法除了窗口大小需要調(diào)整外，整個(gè)同步結(jié)構(gòu)可通用于高斯和多徑環(huán)境下的同步處理，因此，相應(yīng)的同步系統(tǒng)簡(jiǎn)便實(shí)用，同時(shí)，還可以有效保證系統(tǒng)中的同步性能，并能夠估計(jì)出接收信號(hào)的信噪比；為了提高同步性能，可根據(jù)估計(jì)的接收信噪比，適當(dāng)增加滑動(dòng)窗口的數(shù)目，從而利用多滑動(dòng)窗方法代替雙滑動(dòng)窗方法改善同步性能。
而且，本發(fā)明提出的同步方法不需要太多的信道信息，僅需粗略估計(jì)多徑徑數(shù)H即可以實(shí)現(xiàn)同步。


圖1為ZP-OFDM系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖；圖2為CP-OFDM和ZP-OFDM區(qū)別示意圖；圖3為雙滑動(dòng)窗分組檢測(cè)符號(hào)同步方法示意圖；圖4為ZP受多徑延時(shí)影響的示意圖；圖5為接收信號(hào)的能量分布特性示意圖；圖6為多徑信道下不同窗口寬度的同步點(diǎn)示意圖；圖7為滑動(dòng)窗寬度對(duì)符號(hào)同步的估計(jì)誤差的影響示意圖；圖8為連續(xù)多組雙滑動(dòng)窗口示意圖；圖9為高斯信道下的mn值(Eb/NO＝9dB)；圖10為瑞利信道下的mn值(Eb/NO＝9dB)；圖11為符號(hào)同步的估計(jì)誤差；圖12為ZP-OFDM符號(hào)同步的概率。
具體實(shí)施例方式
本發(fā)明主要是考慮到在ZP-OFDM系統(tǒng)中，由于ZP的插入，接收信號(hào)中出現(xiàn)有規(guī)律的空閑傳輸段。因而，可以利用ZP-OFDM系統(tǒng)這一特性，采用基于接收信號(hào)能量測(cè)量的“滑動(dòng)窗分組檢測(cè)”方案來(lái)實(shí)現(xiàn)OFDM符號(hào)同步，并可實(shí)現(xiàn)接收信噪比的檢測(cè)。
具體一點(diǎn)講，本發(fā)明提出了一種適合于ZP-OFDM系統(tǒng)的OFDM符號(hào)的盲同步方法，該方法不需要專門的同步訓(xùn)練序列，該方法是基于ZP-OFDM符號(hào)中的ZP功率出現(xiàn)規(guī)律性的分布特性，利用滑動(dòng)窗能量檢測(cè)的辦法來(lái)進(jìn)行符號(hào)同步，同時(shí)，根據(jù)本發(fā)明還可以估計(jì)出接收信號(hào)的信噪比。
本發(fā)明提出了高斯信道和瑞利多徑信道下的符號(hào)同步方法，詳細(xì)推導(dǎo)了瑞利多徑信道下接收信號(hào)的功率分布特性，得出了統(tǒng)一的表達(dá)式，進(jìn)而得出了在多徑環(huán)境下該方法及其性能與估計(jì)窗口寬度的關(guān)系。即無(wú)論窗口寬度取大于0且小于ZP的長(zhǎng)度中的任意值，均具有相同的同步點(diǎn)，這樣同步結(jié)構(gòu)無(wú)需改動(dòng)。
同時(shí)，為了提高同步性能，本發(fā)明設(shè)計(jì)了多滑動(dòng)窗方法調(diào)整同步性能。
另外，本發(fā)明在實(shí)現(xiàn)同步處理過(guò)程中不需要太多的信道信息，僅需粗略估計(jì)多徑徑數(shù)H即可滿足系統(tǒng)中的同步要求。
本發(fā)明中，基于接收信號(hào)能量測(cè)量的“雙滑動(dòng)窗分組檢測(cè)”方案實(shí)現(xiàn)OFDM符號(hào)同步的過(guò)程，如附圖3所示。下面將結(jié)合圖3分別對(duì)高斯信道下的同步算法和瑞利多徑信道下的同步算法進(jìn)行描述。
(一)高斯信道下的同步算法具體計(jì)算兩個(gè)連續(xù)滑動(dòng)窗口A、B的接收能量an、bn，通過(guò)計(jì)算mn＝bn/an峰值點(diǎn)確定符號(hào)的起始位置，窗口A、B的長(zhǎng)度選為L(zhǎng)，計(jì)算結(jié)果如下an=Σm=0L-1rn-mrn-m*=Σm=0L-1|rn-m|2]]>an+1＝an+|rn+1|2-|rn-L+1|2(1)bn=Σj=1Lrn+jrn+j*=Σj=1L|rn+j|2]]>bn+1＝bn+|rn+L+1|2-|rn|2(2)mn＝bn/an(3)假設(shè)信號(hào)和噪聲的平均功率分別為S和N0。每個(gè)接收數(shù)據(jù)的總的功率Prk，其中包含的信號(hào)和噪聲功率分別為Psk和Pnk。
rk=Sk+nk⇒Prk=PSk+Pnk---(4)]]>當(dāng)一個(gè)OFDM符號(hào)的L個(gè)ZP中的L1(0≤L1≤L)個(gè)樣值進(jìn)入窗口A時(shí)，則mL1=Σj=L-L1+12L-L1PTk+jΣj=0L1-1Pnk-j+Σj=1L-L1PTk+j=Σj=L-L1+12L-L1PSk+j+Σj=L-L1+12L-L1Pnk+jΣj=0L1-1Pnk-j+Σj=1L-L1PSk+j+Σj=1L-L1Pnk+j=(Σj=L-L1+12L-L1PSk+j+Σj=L-L1+12L-L1Pnk+j)/L(Σj=0L1-1Pnk-j+Σj=1L-L1Pnk+j+Σj=1L-L1PSk+j)/L---(5)]]>≈S+N0S×L-L1L+N0=SN0+1SN0(1-L1L)+1=SN0+1(SN0+1)-L1L×SN0≥1]]>當(dāng)OFDM符號(hào)的L個(gè)ZP中有L2(0≤L2≤L)個(gè)樣值離開(kāi)窗口A進(jìn)入窗口B時(shí)，則mL2=Σj=L2L-1Pnk-j+Σj=LL+L2-1Prk-jΣj=0L2-1Pnk-j+Σj=0L-L2-1Prk+j=(Σj=L2L-1pnk-j+Σj=LL+L2-1PSk-j=+Σj=LL+L2-1Pnk-j)/L(Σj=0L2-1Pnk-j+Σj=0L-L2-1PSk+j+Σj=0L-L2-1Pnk+j)/L=---(6)]]>≈L-L2L×S+N0L2L×S+N0=(1-L2L×S+N0)L2L×S+N0=(1-L2L)×SN0+1L2L×SN0+1]]>由上述公式(5)、(6)可知，L1↑⇒mL1↑]]>L2↑⇒mL2↓,]]>當(dāng)一個(gè)OFDM符號(hào)的L個(gè)ZP的最后一個(gè)樣值rk完全進(jìn)入窗口A時(shí)，即L1＝L，L2＝0時(shí)，有mL1=mL2=mpeak≈SN0+1---(7)]]>可由(5)、(6)、(7)來(lái)判斷一個(gè)OFDM符號(hào)的起始位置，確定OFDM符號(hào)的起始位置便實(shí)現(xiàn)了相應(yīng)的同步。
(二)瑞利多徑信道下的同步算法具體計(jì)算兩個(gè)連續(xù)滑動(dòng)窗口A、B的接收能量an、bn，通過(guò)計(jì)算mn＝bn/an峰值點(diǎn)確定符號(hào)的起始位置，窗口A、B的長(zhǎng)度選為L(zhǎng)’＝L-H+1?？梢宰C明，當(dāng)一個(gè)OFDM符號(hào)的后L’個(gè)ZP完全進(jìn)入窗口A時(shí)，窗口B與窗口A的能量和之比達(dá)到最大值。
mpeak'≈[HpH(p-1)-(pH-1)p(pH-1)(p-1)L'+(L'-H+1)L']SN0+1---(8)]]>根據(jù)(8)可以確定OFDM的起始位置。
如圖4所示，在多徑信道h(k)＝[hk，hk+1，…，hk+H-1]條件下，H≤L，輸入信號(hào)塊D(k){Sk，Sk+1，…，Sk+N-1}的長(zhǎng)度為N，緊跟Dk的是前一數(shù)據(jù)塊的L個(gè)ZP。根據(jù)卷積的性質(zhì)，rk＝Sk*hk的數(shù)據(jù)長(zhǎng)度是(N+H-1)，將有(H-1)個(gè)數(shù)據(jù)疊加到ZP區(qū)域。ZP的實(shí)際長(zhǎng)度變成(L-H+1)。
將(8)寫(xiě)成矩陣形式r＝S×h+nr′kr′k+1...r′k+H-2r′k+H-1...r′k+N-1r′k+N...r′k+N+H-2=Sk0...00Sk+1Sk0...0...............Sk+H-2Sk+H-3...Sk0Sk+H-1Sk+H-2Sk+H-3...Sk...............Sk+N-2Sk+N-2...Sk+N-H-3Sk+N-H-20Sk+N-1Sk+N-2...Sk+N-H-3...............00...0Sk+N-1hkhk+1hk+2...hk+H-2hk+H-1+n′kn′k+1...n′k+H-2n′k+H-1...n′k+N-1n′k+N...n′k+N+H-2---(9)]]>其中，S為(N+H-1)×H的托普尼茲(Toeplitz)矩陣，它所有對(duì)角線上的元素相等，S矩陣的前(H-1)行和后(H-1)行包含0，因此，r′的前(H-1)個(gè)和后(H-1)個(gè)采樣存在邊界效應(yīng)。
假設(shè)此時(shí)接收信號(hào)中的數(shù)據(jù)信息和噪聲的平均功率分別為為S′，N′0，其它不變，我們對(duì)多徑信道作能量歸一化處理，有[hk,hk+1...hk+H-1]⇒[hk(|hk|2+|hk+1|2+...+|hk+H-1|2),...hk+H-1(|hk|2+|hk+1|2+...+|hk+H-12)]---(10)]]>⇒Σi=-∞∞|hk+i|2=1]]>可推得，S’＝S，N0’＝N0。這樣輸出的信噪比等于輸入的信噪比。
假定h為瑞利多徑信道，多徑的能量按負(fù)指數(shù)衰減，并且按(9)作歸一化處理，有
E{|hk|2}＝el/αE{|hk+1|2}＝(el/α)2E{|hk+2|2}＝… 假定p＝el/α(11)其中，α為指數(shù)衰減因子。由于托普尼茲矩陣存在邊界效應(yīng)，并且rk’，hk，nk之間相互獨(dú)立，可推得接收信號(hào)的能量分布特性，如圖5所示，具體為E{|rk+i′|2}=PH-PH-i-1PH-1×S+N00≤i≤H-2S+N0H-1≤i≤N-1PN+H-i-1-1PH-1×S+N0N≤i≤N+H-2---(12)]]>知道了接收信號(hào)的能量分布后，從附圖5中可以看出明顯的邊緣效應(yīng)，一個(gè)OFDM符號(hào)的FFT輸入的前(H-1)(區(qū)間{0，H-2})個(gè)符號(hào)能量遞增到接近數(shù)據(jù)平均能量S，而下一個(gè)OFDM符號(hào)的ZP的前(H-1) (區(qū)間{N，N+H-2})個(gè)符號(hào)能量從接近S遞減到接近噪聲能量N0。而且隨著i的改變，區(qū)間{N，N+H-2}比區(qū)間{0，H-2}能量變化更快。正是這種能量分布特性，很容易證明無(wú)論窗口寬度L’取0＜L’＜L中的任意值，如圖6所示，均具有相同的同步點(diǎn)，而且與高斯下信道下的同步點(diǎn)也相同。所以此同步方法除了窗口大小需要調(diào)整外，整個(gè)同步結(jié)構(gòu)可通用于高斯和多徑環(huán)境下。
實(shí)現(xiàn)本發(fā)明中，最佳選用的窗口寬度L’＝L-H+1。假設(shè)估計(jì)出多徑信道中的徑數(shù)H，則可以直接調(diào)整雙滑動(dòng)窗窗口大小為L(zhǎng)’＝L-H+1。但本發(fā)明在具體實(shí)現(xiàn)過(guò)程中對(duì)H不敏感，這也是本發(fā)明的一個(gè)特有的優(yōu)點(diǎn)。
由于在瑞利多徑信道下，較佳的滑動(dòng)窗的窗口大小L’＝L-H+1，所以要先估計(jì)出信道的平均時(shí)延擴(kuò)展，即多徑數(shù)H，具體的估計(jì)方法本發(fā)明不做限定，在此可以推薦用信號(hào)子空間分解法(subspace2based)估計(jì)所述H值。
在圖7中，給出了8徑8窗口的條件下，信道估計(jì)分別為6，7，8，10，12，16徑(窗口寬度分別為27，26，25，23，21，19)時(shí)估計(jì)均方根誤差對(duì)SNR的曲線圖?？梢钥闯?，低SNR時(shí)，窗口的寬度對(duì)估計(jì)性能影響不大；隨著SNR的增加，便有(L＝L-H+1的估計(jì)精度)＞(L’＜L-H+1的估計(jì)精度)＞(L’＞L-H+1的估計(jì)精度)，但是，得到的估計(jì)精度都可以接受。窗口寬度選取的總的原則是，窗口偏小性能優(yōu)于偏大。因此，即使不對(duì)H進(jìn)行估計(jì)，根據(jù)經(jīng)驗(yàn)選取一個(gè)稍大的H值，在多徑信道下就可達(dá)到不錯(cuò)的信號(hào)初始位置估計(jì)結(jié)果，由此足見(jiàn)本發(fā)明所述方法的簡(jiǎn)便性與魯棒性。
本發(fā)明中，除采用雙滑動(dòng)窗口實(shí)現(xiàn)同步外，還可以采用多組雙滑動(dòng)窗口實(shí)現(xiàn)ZP-OFDM系統(tǒng)中的OFDM符號(hào)的同步。
也就是說(shuō)，前面的雙滑動(dòng)窗口算法針對(duì)一個(gè)發(fā)送的OFDM符號(hào)就作一次能量收集，在一個(gè)OFDM符號(hào)中，假定數(shù)據(jù)、信道和噪聲之間相互獨(dú)立，且單個(gè)抽樣的能量都以各自的平均能量計(jì)算，顯然一個(gè)OFDM符號(hào)的長(zhǎng)度有限，統(tǒng)計(jì)效果是不太精確的。下面提出用M個(gè)連續(xù)的OFDM符號(hào)多窗口能量檢測(cè)估計(jì)方法，來(lái)提高估計(jì)的準(zhǔn)確度。
如圖8所示，M個(gè)連續(xù)的OFDM符號(hào)共需2M個(gè)窗口，相鄰組窗口的距離為FFT長(zhǎng)度加上ZP長(zhǎng)度。
設(shè)ain、bin為n時(shí)刻第i個(gè)A窗口和B窗口的能量和，有mn=Σi=1Mbni/Σi=1Mani---(13)]]>多窗口下的同步方法類似于雙窗口同步方法，也是通過(guò)計(jì)算mn峰值點(diǎn)確定符號(hào)的起始位置，從而實(shí)現(xiàn)針對(duì)同步結(jié)果的平滑處理，進(jìn)一步提高的同步處理的性能。
下面將就針對(duì)本發(fā)明進(jìn)行的計(jì)算機(jī)仿真結(jié)果分析本發(fā)明的效果。
在進(jìn)行相應(yīng)的分析描述之前，首先進(jìn)行相應(yīng)處理的定義(1)估計(jì)均方根誤差定義為估計(jì)值與真實(shí)值之間的均方根誤差；(2)符號(hào)同步定義為符號(hào)準(zhǔn)確同步次數(shù)與符號(hào)判斷總次數(shù)的比值。
仿真過(guò)程采用的仿真參數(shù)為子載波數(shù)N＝128，ZP長(zhǎng)度L＝32，瑞利信道功率指數(shù)衰減因子α＝14，α的這一取值屬于多徑影響較嚴(yán)重的情況。
如圖9和圖10所示，分別是高斯信道和瑞利信道下式的mn的值，且兩圖中均為Eb/N0＝9dB，橫坐標(biāo)是樣值數(shù)。理論上的mpeak的值高斯信道Eb/N0＝9dB→S/N+1＝mpeak＝16.8866；瑞利信道Eb/N0＝9dB→0.8749×S/N+1＝mpeak＝14.899；mpeak所在的點(diǎn)便是同步的依據(jù)，是每個(gè)ZP-OFDM符號(hào)的同步點(diǎn)。從附圖9和附圖10可以看出，無(wú)論在高斯信道還是瑞利信道下，隨著每次同步的統(tǒng)計(jì)符號(hào)數(shù)增加，從1個(gè)OFDM符號(hào)到4個(gè)OFDM符號(hào)，即從2窗口變到8窗口，mpeak震蕩變小，更接近理論值。反過(guò)來(lái)，還可以利用mpeak估計(jì)出接收信號(hào)信噪比S/N，這樣也便于接收系統(tǒng)的其它設(shè)計(jì)。
利用mpeak所做的符號(hào)同步估計(jì)效果顯示在附圖11、12，每一個(gè)ZP-OFDM符號(hào)作一次同步判斷。圖11給出了高斯信道、瑞利信道8徑和16徑下估計(jì)均方根誤差對(duì)SNR的曲線圖，圖12給出了相應(yīng)的信道下ZP-OFDM符號(hào)同步概率對(duì)SNR的曲線圖。如果符號(hào)同步誤差在1～2個(gè)樣值之間，就足以保證生成穩(wěn)定的時(shí)鐘。
從圖11和圖12中可以看出，基于滑動(dòng)窗能量檢測(cè)的符號(hào)同步方法的性能隨SNR的增加顯著提高，隨統(tǒng)計(jì)窗口數(shù)目的增加而提高，隨多徑信道的徑數(shù)的增加而下降。高斯信道下有極好的同步性能，高斯信道的符號(hào)同步性能優(yōu)于瑞利多徑信道。瑞利多徑信道下，有較高的SNR和窗口數(shù)時(shí)，仍保持較高的同步性能，顯示了該方法的優(yōu)越性能。
以上所述，僅為本發(fā)明較佳的具體實(shí)施方式
，但本發(fā)明的保護(hù)范圍并不局限于此，任何熟悉本技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員在本發(fā)明揭露的技術(shù)范圍內(nèi)，可輕易想到的變化或替換，都應(yīng)涵蓋在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。因此，本發(fā)明的保護(hù)范圍應(yīng)該以權(quán)利要求的保護(hù)范圍為準(zhǔn)。
權(quán)利要求
1.一種在零前綴正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)符號(hào)盲同步的方法，其特征在于，包括A、在零前綴正交頻分復(fù)用ZP-OFDM系統(tǒng)中，計(jì)算不同滑動(dòng)窗口接收的信號(hào)能量值；B、根據(jù)計(jì)算獲得的信號(hào)能量值確定系統(tǒng)中OFDM符號(hào)的起始位置；C、基于確定的OFDM符號(hào)的起始位置在ZP-OFDM系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)OFDM符號(hào)的同步。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的在零前綴正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)符號(hào)盲同步的方法，其特征在于，所述的滑動(dòng)窗口的寬度等于零前綴的長(zhǎng)度或者小于零前綴的長(zhǎng)度。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的零前綴正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)符號(hào)盲同步的方法，其特征在于，在多徑信道下，所述的滑動(dòng)窗口的寬度為零前綴的長(zhǎng)度減去多徑信道的多徑數(shù)再加上1，或者，直接設(shè)置為小于零前綴長(zhǎng)度的固定值，該值與多徑數(shù)無(wú)關(guān)。
4.根據(jù)權(quán)利要求1、2或3所述的在零前綴正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)符號(hào)盲同步的方法，其特征在于，所述的步驟A包括連續(xù)統(tǒng)計(jì)計(jì)算兩個(gè)連續(xù)滑動(dòng)窗口接收的信號(hào)能量值，或者，連續(xù)統(tǒng)計(jì)計(jì)算多組兩個(gè)連續(xù)滑動(dòng)窗口接收的信號(hào)能量值。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的在零前綴正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)符號(hào)盲同步的方法，其特征在于，所述的步驟B包括B1、實(shí)時(shí)計(jì)算兩個(gè)滑動(dòng)窗口下的接收的信號(hào)能量值的比值；B2、當(dāng)根據(jù)所述的比值的變化情況確定當(dāng)前比值為最大值時(shí)，確定零前綴完全進(jìn)入位置在先的滑動(dòng)窗口，并據(jù)此確定OFDM信號(hào)的起始位置。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的零前綴正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)符號(hào)盲同步的方法，其特征在于，所述的步驟B1包括分別統(tǒng)計(jì)計(jì)算多組兩個(gè)連續(xù)滑動(dòng)窗口中位置在先的所有滑動(dòng)窗口的總的信號(hào)能量值，以及多組兩個(gè)連續(xù)滑動(dòng)窗口中位置在后的所有滑動(dòng)窗口的總的信號(hào)能量值；計(jì)算所述的位置在先的所有滑動(dòng)窗口的總的信號(hào)能量值與位置在后的所有滑動(dòng)窗口的總的信號(hào)能量值的比值。
7.根據(jù)權(quán)利要求5所述的零前綴正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)符號(hào)盲同步的方法，其特征在于，所述的方法還包括利用所述比值的峰值的統(tǒng)計(jì)平均減去1作為系統(tǒng)中的瞬時(shí)信噪比值的估計(jì)值，并根據(jù)系統(tǒng)要求確定滑動(dòng)窗口組的數(shù)目。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種在零前綴正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)符號(hào)盲同步的方法。本發(fā)明主要包括首先，在ZP－OFDM(零前綴正交頻分復(fù)用)系統(tǒng)中，計(jì)算不同滑動(dòng)窗口接收的信號(hào)能量值，并根據(jù)計(jì)算獲得的信號(hào)能量值確定系統(tǒng)中OFDM(正交頻分復(fù)用)符號(hào)的起始位置；然后，基于確定的OFDM符號(hào)的起始位置在ZP－OFDM系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)符號(hào)同步。本發(fā)明提出的基于零前綴的ZP－OFDM符號(hào)盲同步方法，不需要專門的同步訓(xùn)練序列，而是基于ZP－OFDM符號(hào)中的ZP功率出現(xiàn)規(guī)律性的分布特性，利用滑動(dòng)窗能量檢測(cè)的辦法來(lái)進(jìn)行符號(hào)同步，從而可以有效地節(jié)省系統(tǒng)耗能并保證系統(tǒng)的同步性能。
文檔編號(hào)H04L27/26GK1980210SQ200510130070
公開(kāi)日2007年6月13日 申請(qǐng)日期2005年12月8日 優(yōu)先權(quán)日2005年12月8日
發(fā)明者李長(zhǎng)青, 劉丹譜, 樂(lè)光新, 尹長(zhǎng)川, 羅濤, 郝建軍, 紀(jì)紅 申請(qǐng)人:北京郵電大學(xué)