專利名稱：在多入多出移動通信系統(tǒng)中檢測信號的裝置和方法
技術領域：
本發(fā)明一般涉及在移動通信系統(tǒng)中檢測信號的裝置和方法，具體地說，涉及在多入多出(MIMO)移動通信系統(tǒng)中的信號檢測裝置和方法。
背景技術：
通信中的基本問題是如何有效和可靠地在多個信道上發(fā)送數據。在需要超過傳統(tǒng)語音服務的能夠處理和發(fā)送視頻和無線數據的高速通信系統(tǒng)的同時，在當前正在開發(fā)的未來一代多媒體移動通信系統(tǒng)中使用適當的信道編碼方案增加系統(tǒng)的效率是非常重要的。
通常，在與有線信道環(huán)境不同的移動通信系統(tǒng)的無線信道環(huán)境中，由于諸如多徑干擾、遮蔽、波形衰減、時變噪聲和衰落等多種因素使得發(fā)送信號不可避免地被丟失。所導致的信息丟失使得實際發(fā)送的信號嚴重失真。進而使得整個系統(tǒng)的性能退化。為了減少信息的丟失，根據信道的特征采用了很多誤差控制技術，以便增加系統(tǒng)的可靠性。例如，基本誤差校正技術使用了誤差校正碼。
另外，為了消除由于衰落引起的通信系統(tǒng)的不穩(wěn)定性，經常使用分集技術。所述分集技術被分類為時間分集、頻率分集和天線分集，即空間分集。
天線分集使用多個天線。該分集方案還被分支為使用多個Rx天線的接收(Rx)天線分集和使用多個Tx天線的發(fā)送(Tx)天線分集，以及使用多個Tx天線和多個Rx天線的MIMO。
圖1簡要地示出了在MIMO移動通信系統(tǒng)中的發(fā)射機。參看圖1，所述發(fā)射機包括調制器111、編碼器113和多個Tx天線，即，第一到第Nt個Tx天線115-1到115-Nt(Tx.ANT1到Tx.ANT Nt)。在輸入信息數據位時，調制器111以預定的調制方案對所述信息數據位進行調制。調制方案是二進制相移鍵控(BPSK)、正交相移鍵控(QPSK)、正交幅度調制(QAM)、脈沖幅度調制(PAM)和相移鍵控(PSK)其中之一。
編碼器113以預定的編碼方案對從調制器111接收的串行調制信號進行編碼并將代碼碼元提供給第一到第NtTx天線115-1到115-Nt。所述編碼方案將串行調制碼元轉換成與Tx天線115-1到115-Nt的數量相同的并行碼元。假設具有經過NtTx天線發(fā)射的信號的發(fā)射矢量是xc，由下述等式(1)表示xc=[x1,x2,...xNt]T...(1)]]>圖2簡要示出了在MIMO移動通信系統(tǒng)中的接收機。參看圖2，所述接收機包括多個例如Nr個Rx天線211-1到211-Nr(Rx.ANT1到RX.ANT Nr)、檢測器213和解調器215。雖然在這里假設Rx天線的數量不同于在圖1所示發(fā)射機中Tx天線的數量，但是它們可以是相等的。
在第一到第NrRx天線211-1到211-Nr處接收經過所述Nt個Tx天線從發(fā)射機發(fā)射的信號。假設具有所接收信號的所接收的矢量是yc，由等式(2)表示。
yc＝[y1，y2，...，yNr]T.......(2)所接收的矢量yc可以由等式(3)表示yc＝Hcxc+nc(3)這里，Hc表示具有第一到第NrRx天線211-1到211-Nr的信道響應的信道響應矢量，和nc表示具有在第一到第NrRx天線211-1到211-Nr處接收的噪聲信號的噪聲矢量。Hc可以被表示為Nt×Nr矩陣并且假設平坦衰落信道位于發(fā)射機和接收機之間。
發(fā)射矢量xc、接收矢量yc和信道響應矢量Hc是復數值。為便于說明，xc、yc、nc和Hc被表示為滿足等式(4)的實數值。
y＝Hx+n ............(4)在等式(4)中，y=Re{yc}Im{yc},x=Re{xc}Im{xc},n=Re{nc}Im{nc},]]>和H=Re{Hc}-Im{Hc}Im{Hc}Re{Hc}.]]>檢測器213從在第一到第NrRx天線211-1到211-Nr處接收的信號中檢測發(fā)射信號，即，所接收的矢量yc。解調器215以與在發(fā)射機調制器111中使用的調制方案相對應的解調方案解調檢測到的信號，借此恢復原來的信息數據位。
根據在MIMO通信系統(tǒng)中同時接收的碼元檢測發(fā)射碼元的主要次優(yōu)(Major Sub-optimal)算法包括Babai點算法和規(guī)則的連續(xù)干擾消除(OrderedSuccessive Interference Cancellation，OSIC)算法。
所述Babai點算法通過將所接收的信號y乘以信道響應矩陣H的偽逆矩陣H+來消除碼間干擾，如等式(5)所示。
＝H+y .......(5)通過搜索最接近沒有碼間干擾的發(fā)射信號的整數點來檢測所述信號。信號是Babai點。
由于只需要一個矩陣乘法，即，所接收信號y乘以信道響應矩陣H的偽逆矩陣H+，所以，Babai點算法有益地使信號檢測具有最小的計算復雜度。但是，Babai點算法相對于其他次優(yōu)檢測算法具有較高的檢測誤差率。
在OSIC算法中，接收機連續(xù)地檢測被接收信號的碼元并從接收信號中消除每個碼元的信號分量。按照最小檢測誤差率的升序執(zhí)行碼元檢測。與干擾為0相比，由于從被接收信號中連續(xù)消除具有最小檢測誤差率的碼元導致相對高的自由度，所以，OSIC算法與Babai點算法相比具有較低的檢測誤差率。但是，與最大似然(Maximum Likelihood)(ML)算法相比，OSIC算法具有相對高的檢測誤差率且特別是當接收機處的Rx天線的數量減少時它的性能嚴重下降。
在MIMO移動通信系統(tǒng)中檢測被同時接收的碼元中，ML算法是最佳的。
在ML算法中，使用等式(6)檢測使ML函數最大化的碼元組合XML=minx∈Z2Nt||Hx-y||,---(6)]]>其中，‖·‖表示Frobenius范數和‖Hx-y‖表示每個碼元組合的成本(之后稱為成本)。使用ML算法的ML解的檢測已知是NP-難度。檢測ML解所需的計算量與Tx天線的數量成比例呈指數地增加。
盡管在MIMO移動通信系統(tǒng)中最優(yōu)碼元檢測有很多的優(yōu)點，但是，所述ML算法的顯著缺點是非常高的計算復雜度。由于這個原因，如在ML算法中所做的，對用于檢測ML解并相對于ML算法具有低計算復雜度的技術進行了積極的研究。在它們之中的關鍵算法是球形解碼算法(sphere decodingalgorithm)。
球形解碼算法被設計用來減少ML算法的平均計算量。這種算法的原理是在具有碼元組合(此后稱做格點)的空間中繪制具有成本相同的碼元組合的球形，并比較位于該球形內的格點的成本(cost)。
圖3示出了普通的球形解碼算法。參看圖3，球形解碼算法通過減小具有格點的球形的半徑來搜索ML解。所述半徑是該球形內格點可能具有的最大成本。因此，當半徑減小時，球形內格點的數量也減少。半徑的不斷減小最后導致具有非常小數量格點的球形和將它們當中具有最小成本的格點選做ML解。如上所述，球形解碼算法執(zhí)行具有低計算量的ML檢測。因此，與ML算法比較，它具有很低的計算復雜度。
球形解碼算法首先產生具有最大半徑的球形，然后連續(xù)地減小球形的半徑，借此以檢測ML解。但是，在移動通信系統(tǒng)中，所述ML解通常存在于靠近Babai點的位置。因此，由于從相對遠離Babai點的格點開始搜索并隨后向相對靠近所述Babai點的格點前進，所以，因為搜索而ML解而增加計算量所以球形解碼算法效率不高。
盡管球形解碼算法的計算量相對ML解碼較低，但是，它的計算量仍然比垂直-貝爾實驗室分層空時(Vertical-Bell Labs Layered Space Time，V-BLAST)算法的計算量大數十倍。因此，球形解碼算法難于在實際移動通信系統(tǒng)中實施。
因此，需要一種新穎的檢測算法，它具有近似于ML的檢測性能和最小的復雜度。
發(fā)明內容
因此，本發(fā)明試圖基本解決至少是上述問題和/或缺點并提供至少下述優(yōu)點。
本發(fā)明的一個目的是提供一種用于在MIMO移動通信系統(tǒng)中以最小計算量的用于檢測信號的裝置和方法。
本發(fā)明的另一個目的是提供一種在MIMO移動通信系統(tǒng)中使用球形解碼檢測信號的裝置和方法，在所述球形解碼中，檢測始于靠近Babai點的格點。
本發(fā)明的還一個目的是提供一種在MIMO移動通信系統(tǒng)中使用以V-BLAST為基礎的球形解碼來檢測信號的裝置和方法。
上述和其它目的是通過在MIMO移動通信系統(tǒng)的接收機中提供一信號檢測方法和裝置實現的。
根據本發(fā)明的一個方面，在MIMO移動通信系統(tǒng)的接收機中的信號檢測裝置中，檢測器按照在每個碼元組合和通過從所接收的信號中消除碼間干擾而產生的發(fā)射碼元之間的差的升序來排序可從MIMO移動通信系統(tǒng)中的發(fā)射機發(fā)射的碼元組合，將具有最小差的碼元組合初始化成ML解，計算任意第一碼元組合與發(fā)射碼元之間的距離和任意第二碼元組合的成本，檢測與發(fā)射碼元的距離等于第一碼元組合和發(fā)射碼元之間的距離并具有最小距離的碼元組合，并且如果所述最小距離超過了第一碼元組合與發(fā)射信號之間的距離，則決定將第一碼元組合作為ML解。解調器以與在發(fā)射機中使用的調制方案對應的解調方法解調ML解。
根據本發(fā)明的另一方面，在MIMO移動通信系統(tǒng)的接收機中的信號檢測裝置中，檢測器最初使用MDDF方法檢測所接收的信號和使用V-BLAST方法檢測通過使用所述MDDF方法初始檢測而產生的信道響應矩陣。然后，檢測器考慮可從MIMO移動通信系統(tǒng)的發(fā)射機發(fā)射的碼元組合來更新球形半徑和參數，并且如果在更新之后一個碼元組合位于球形半徑之內，將這個碼元組合決定為是由發(fā)射機發(fā)射的碼元組合。解調器以與在發(fā)射機中所使用的調制方案對應的解調方案解調所決定的碼元組合。
根據本發(fā)明的再一方面，在MIMO移動通信系統(tǒng)的接收機中的信號檢測方法中，按照在每個碼元組合與通過從所接收的信號中消除碼間干擾所產生的發(fā)射碼元之間的升序來排序可從MIMO移動通信系統(tǒng)的發(fā)射機發(fā)射的碼元組合。具有最小差的碼元組合被初始化為ML解。計算任意第一碼元組合與發(fā)射碼元之間的距離和任意第二碼元組合的成本。檢測具有到發(fā)射碼元的距離等于第一碼元組合與發(fā)射碼元之間的距離并具有最小距離的碼元組合并且如果最小距離超過了第一碼元組合與發(fā)射碼元之間的距離，則第一碼元組合被決定作為ML解。
根據本發(fā)明的另一方面，在MIMO移動通信系統(tǒng)的接收機中的信號檢測方法中，使用MDDF方法初始檢測所接收的信號。使用V-BLAST方法檢測通過使用MDDF方法初始檢測而產生的信道響應矩陣?？紤]可從MIMO移動通信系統(tǒng)的發(fā)射機發(fā)射的碼元組合來更新球形半徑和參數。如果在更新之后一個碼元組合位于球形半徑之內，這個碼元組合被決定作為由發(fā)射機發(fā)射的碼元組合。
通過下面結合附圖的詳細描述，本發(fā)明的上述和其它目的、特性和優(yōu)點將變得更加明顯。其中
圖1簡要地示出了在MIMO移動通信系統(tǒng)中的發(fā)射機；圖2簡要地示出了在MIMO移動通信系統(tǒng)中的接收機；圖3示出了普通的球形解碼算法；圖4示出了根據本發(fā)明實施例的信號檢測；圖5示出了根據本發(fā)明一實施例的信號檢測操作的流程圖；圖6示出了在圖4中k＝1時rmin和格點的位置；圖7示出了計算格點x和Babai點之間的距離；圖8示出了通過基于最短路徑問題建模計算格點x和Babai點之間的距離；圖9示出了當信道響應矩陣H是6×4矩陣和格點x的元素是以16QAM產生時，就相對于信道響應矩陣H的2-范數條件數的實乘法數而言，比較根據本發(fā)明實施例的信號檢測與普通球形解碼的曲線圖；圖10示出了當信道響應矩陣H是6×4矩陣和格點x的元素是以16QAM產生時，就相對于信道響應矩陣H的2-范數條件數的實加法數而言，比較根據本發(fā)明實施例的信號檢測與普通的球形解碼的曲線圖；圖11的曲線示出了根據本發(fā)明一實施例在信號檢測中6×4信道響應矩陣H的累積概率分布；圖12示出了當信道響應矩陣H是6×4矩陣、格點x的元素以16QAM產生和使用變換矩陣Tn時，就相對于信道響應矩陣H的2-范數條件數的實乘法數而言，比較根據本發(fā)明實施例的信號檢測與普通的球形解碼的曲線圖；圖13示出了信道響應矩陣H是10×6矩陣和格點x的元素以16QAM產生時，就相對于信道響應矩陣H的2-范數條件數的實乘法數而言，比較根據本發(fā)明實施例的信號檢測與普通的球形解碼的曲線圖；圖14的曲線示出了根據本發(fā)明實施例在信號檢測中10×6信道響應矩陣H的累積概率分布；圖15示出了根據本發(fā)明實施例描述枚舉的樹結構；圖16示出了根據本發(fā)明該實施例的樹結構和子樹結構；圖17示出了在4×4MIMO信道和QPSK情況下就平均計算量而言，比較根據本發(fā)明實施例的信號檢測與普通的球形解碼的曲線圖；和圖18示出了在6×6MIMO信道和QPSK情況下就平均計算量而言，比較根據本發(fā)明實施例的信號檢測與普通的球形解碼的曲線圖。
具體實施例方式
下面將結合附圖描述本發(fā)明的最佳實施例。在下面的描述中，由于公知的功能和結構的不必要的詳細描述將使得本發(fā)明變得模糊不請，所以這里不詳細描述它們。
本發(fā)明試圖提供一種在使用例如MIMO方案的空間分集方案的移動通信系統(tǒng)中使所需計算量最少的信號檢測裝置和方法。特別是，根據本發(fā)明實施例，所述信號檢測裝置和方法使用球形解碼來檢測信號，所述球形解碼在靠近MIMO移動通信系統(tǒng)中Babai點的格點中搜索ML解。在另外實施例中，所述信號檢測裝置和方法使用基于MIMO移動通信系統(tǒng)中的V-BLAST的球形解碼來檢測信號。
球形解碼是一種減少ML檢測中平均計算量的信號檢測方法。它的原理是在具有格點的空間中利用繪制具有帶有相同成本的多個碼元組合(下面稱之為格點)的球形并比較位于該球形內的格點的成本。如在說明書相關技術中所描述的，由于球形解碼通過減小球形的半徑來搜索ML解，所以在檢測靠近Babai點的ML解中，它需要增加的計算量。
因此，根據本發(fā)明，球形的半徑從一Babai點被擴大并比較位于該球形中的格點的成本，借此以檢測ML解。該信號檢測方法相對普通的球形解碼方法減少了計算量。
圖4示出了根據本發(fā)明實施例的信號檢測。參看圖4，首先檢測最靠近Babai點的格點x1。使用Babai點算法檢測Babai點。如上面結合等式(5)所述，Babai點算法通過將所接收的信號y乘以信道響應矩陣H的偽逆矩陣H+來消除碼間的干擾。因此，Babai點是沒有碼間干擾的發(fā)送信號。
將格點x1與由ML檢索所檢測的ML解xML進行比較。如果x1與xML相同，對于檢測所述ML解不再需要進一步的操作。如果x1不同于xML，那么，檢測其次靠近Babai點的格點x2，并與xML進行比較。根據比較結果，不再需要執(zhí)行檢測ML解的進一步操作，或者檢測第三靠近Babai點的格點x3并與xML進行比較。通過重復上述操作，檢測所述ML解xML。
圖5的流程示出了根據本發(fā)明實施例的信號檢測操作。參看圖5，檢測器在步驟511以‖x-‖的升序排序格點x。在圖5所示的情況下，格點被以{x1，x2，x3，...}的順序進行排序。當格點x的數量增加時，對它們的排序增加了計算量。因此，在初始化過程中，在每個重復的檢測級中只對必要的格點x排序，而不是對系統(tǒng)中所有可能的格點排序。
在步驟513，檢測器假設格點x1是ML解xML(xML＝x1)以確定x1是否與xML相同。檢測器在步驟515計算在格點xk和Babai點文之間的距離r1(r1＝‖Hxk-y‖)并在步驟517計算格點xk+1的成本(r2＝‖xk+1-‖)。
在步驟519，檢測器檢測格點x∈R2Nt,]]>該格點到Babai點的距離等于格點xk的距離(‖x-‖＝r2)，并具有最小的成本，即，最小的距離rmin(rmin=minx∈R2Nt||Hx-y||).]]>檢測格點x∈R2Nt]]>的原因在于檢測所述xk是否是所述xML。
圖6示出了圖4中的對于k＝1的rmin和格點位置。參看圖6，對于k＝1，示出了Babai點、具有最小‖x-‖值的格點x1、具有第二最小‖x-‖值的格點x2和rmin。
在步驟521，檢測器確定所述最小距離rmin是否超過了格點xk和Babai點之間的距離r1(rmin＞r1)。如果rmin超過了r1，那么，檢測器在步驟523將格點xk設置為ML解xML并且檢測過程結束。
但是，如果rmin等于或小于r1，那么，檢測器在步驟525確定在格點xk和Babai點之間的距離r1是否超過了在格點xk+1和Babai點之間的距離‖Hxk+1-y‖。如果r1超過了‖Hxk+1-y‖，那么，檢測器轉到步驟523。
但是，如果r1等于或小于‖Hxk+1-y‖，那么，檢測器將變量k增加1(k＝k+1)，以便在步驟527對具有靠近格點xk的‖x-‖值的下一個較大‖x-‖值的格點執(zhí)行信號檢測，然后返回到步驟515。
對于信號檢測，在本發(fā)明的該實施例中，必須在每次重復解碼處計算最小距離rmin。利用相對小的計算量使用共軛轉置矩陣HH與信道響應矩陣H的矩陣乘積HHH的本征值和本征矢量計算所述rmin，如等式(7)所示rmin＝‖boleH(x+r2u)-y‖， (7)其中u表示與HHH的最小本征值相關的本征矢量，滿足‖u‖＝1。在等式(7)中計算最小距離rmin中使用本征矢量u的同時，本征值的直接替換能夠減少包括在計算最小距離rmin過程中所用的計算量。
檢測器在步驟511以‖x-‖的升序排序格點x。該操作通常需要接近于檢測所述ML解xML計算量的非常大量的計算。但是，由于在典型的移動通信系統(tǒng)中的調制，格點x是有限的。如果它們具有特定的分布，可以通過依據最短路徑問題的逼近方法使用相對少量的計算執(zhí)行排序。
例如，如果發(fā)射機使用16QAM，對各Tx天線獨立計算每個格點x和Babai點之間的距離并求和所生成的距離?？蛇x的，可以對于實部和虛部分開地計算每個Tx天線的所述格點x和Babai點之間的距離，這將在下面結合圖7說明。
參看圖7，可以使用實部距離Ik，nI和虛部距離Ik，nQ計算由第k個Tx天線發(fā)射的信號，即格點xc，k和Babai點c，k之間的距離。對于Nt個Tx天線，可以考慮所述Nt個Tx天線利用最短路徑問題逼近方法建?！瑇-‖。
圖8示出了通過基于最短路徑問題建模計算格點x和Bahai點之間的距離。參看圖8，在最短路徑問題逼近方法的基礎上可以建模以‖x-‖的升序的格點x的排序。與以一般方法的格點x的排序比較，根據以最短路徑問題為基礎的模型的格點x的排序明顯減少了計算量。
當信道響應矩陣H的條件數增加時，根據本發(fā)明該實施例的信號檢測需要更多的計算。即，H的條件數的減少可以減少信號檢測所需的計算量?，F在描述減少H的條件數的方法。
減少H的條件數的一種方法是使用對角矩陣D。具體地說，為了減少H的條件數，使用D來衡量H。在這種一晴況下，所接收的信號y如下述等式(8)表示y＝Hx+n＝HD-1Dx+n (8)如從等式(8)看到的，對于根據本發(fā)明的該實施例的信號檢測，信道響應矩陣H被認為是信道響應矩陣H和對角矩陣D的逆矩陣D-1的矩陣乘積HD-1，和發(fā)射信號x被認為是發(fā)射信號x和對角矩陣D的矩陣乘積Dx。等式(9)示出了使HD-1的2-范數條件數最小的對角矩陣DD=diag{d1,d2,...,d2Nt},---(9)]]>利用下述等式(10)計算對角矩陣D的每個元素dk＝‖H的第k列‖， (10)如上所述，當在檢測ML解xML過程中保持總格點數量的同時，對角矩陣D的使用能夠減少信道響應矩陣H的條件數。因此，也減少了在信號檢測中使用的計算量。
減少信道響應矩陣H的條件數的另一種方法是使用變換矩陣Tn。
必須將變換矩陣Tn設計成能夠減少信道響應矩陣H的條件數而又不會增加總的格點數。如果變換矩陣Tn是任意一個矩陣，最短路徑問題逼近方法的計算量將會增加，進而使本發(fā)明該實施例中用于信號檢測的計算量增加。因此，由于變換矩陣Tn的設計直接與信號檢測的計算量相關，所以，它是一個非常重要的因素。
在假設信道響應矩陣H是2×2矩陣的情況下，有6個調節(jié)H的條件數的變換矩陣Tn(如下面等式11所示的T1到T6)，從而相對于普通的信號檢測方法將總的格點數增加了1到4倍。
T1=1001,T2=1101,T3=01-11,T410-11,T5=11-10,T6=11-11,...(11)]]>減少信道響應矩陣H的條件數的第三種方法可以通過使用對角矩陣D和變換矩陣Tn而仔細考慮。在這種方法中，HTn-1D-1變成新穎的信道響應矩陣H并且選擇使HTn-1D-1的條件數最小的變換矩陣Tn。
圖9示出了當信道響應矩陣H是6×4矩陣和格點x的元素是以16QAM產生時，就相對于信道響應矩陣H的2-范數條件數的實乘法數而言，比較根據本發(fā)明實施例的信號檢測與普通球形解碼的曲線圖。所述普通球形解碼以Schnorr-Euchner策略為基礎并假設信噪比(SNR)為10[dB]。
參看圖9，當信道響應矩陣的2-范數條件數低于25時，根據本發(fā)明實施例的信號檢測相比普通的球形解碼需要較少的實乘法數。
圖10示出了當信道響應矩陣H是6×4矩陣和格點x的元素是以16QAM產生時，就相對于信道響應矩陣H的2-范數條件數的實加法數而言，比較根據本發(fā)明實施例的信號檢測與普通的球形解碼的曲線圖。所述普通球形解碼以Schnorr-Euchner策略為基礎并假設SNR為10[dB]。
參看圖10，當信道響應矩陣的2-范數條件數低于15時，根據本發(fā)明該實施例的信號檢測需要比普通球形解碼更少的實加法數。
圖11的曲線示出了根據本發(fā)明該實施例在信號檢測中6×4信道響應矩陣H的累積概率分布。參看圖11，就在從0到0.3，0.5，和0.7變化的H的相鄰元素之間的關聯性、即信道關聯性方面示出了信道響應矩陣H的累積概率分布。
如從所述曲線看到的，在0.5的信道關聯性處低于25的H的條件數的概率為80％，當信道關聯性是0.3時，其接近90％。由于認為典型的MIMO通信系統(tǒng)通?？紤]0.3到0.5的信道關聯，所以，根據本發(fā)明實施例，低于25的H的條件數的概率是80-90％，從而在所述信號檢測方法中，獲得小于球形解碼的實乘法數。
圖12示出了當信道響應矩陣H是6×4矩陣、格點x的元素以16QAM產生和使用變換矩陣Tn時，就相對于信道響應矩陣H的2-范數條件數的實乘法數而言，比較根據本發(fā)明實施例的信號檢測與普通的球形解碼的曲線圖。參看圖12，注意，與圖9所示的非Tn的應用相比，Tn的應用進一步減少了計算量，并且即使當信道響應矩陣的條件數是25時，與球形解碼相比也只需要較少量的實乘法。
圖13示出了信道響應矩陣H是10×6矩陣和格點x的元素以16QAM產生時，就相對于信道響應矩陣H的2-范數條件數的實乘法數而言，比較根據本發(fā)明實施例的信號檢測與普通的球形解碼的曲線圖。參看圖13，當信道向應矩陣H的條件數接近15時，在實乘法數量方面，本發(fā)明和球形解碼是相反的。
圖14的曲線示出了根據本發(fā)明該實施例在信號檢測中6×4信道響應矩陣H的累積概率分布。參看圖14，針對在從0到0.3，0.5，和0.7變化的H的相鄰元素之間的關聯性(即，信道關聯性)示出了信道響應矩陣H的累積概率分布，如從該曲線可以看到的，在信道關聯性為0.3處低于15的H的條件數的概率近似為70％。
下面將說明根據本發(fā)明另外實施例的信號檢測。
等式(12)給出了在MIMO通信系統(tǒng)中在窄帶、平坦衰落和準靜態(tài)信道環(huán)境下的基本信號模型r[n]＝H[n]d[n]+w[n]，n＝1，...，L，(12)其中，r[n]表示N×1接收的矢量，H[n]表示N×M信道響應矩陣，d[n]表示M×q發(fā)射矢量，w[n]表示N×1附加白高斯噪聲(AGWN)，和L表示多徑的數量。
使用等式(13)計算發(fā)射矢量d[n]的ML解 d^ML=argmaxd∈CMp(r|d,H)=argmind∈CM||r-Hd||2---(13)]]>使用下述方式的球形解碼來檢測ML解 等式(14)示出了信道響應矩陣H的QR沉積H=QR0(N-M)×M=Q1Q2R0(N-M)×M,---(14)]]>
其中，R＝[ri，j]表示M×M上三角矩陣，和Q表示滿足N≥M的N×N酉矩陣。矩陣Q的前M列形成矩陣Q1和矩陣Q的剩余(N-M)列形成矩陣Q2。
Hd處于球形的半徑ρ內的條件是ρ≥‖r-Hd‖2，滿足等式(15)。
ρ2≥||r-Q1Q2R0d||2=||Q1HQ2Hr-R0d||2=||Q1Hr-Rd||2+||Q2Hr||2...(15)]]>假設ρ′2≡ρ2-||Q2Hr||2]]>和y≡Q1Hr=[y1,y2,...,yM]T,]]>等式(15)可以被重寫為等式(16)ρ′2≥‖y-Rd‖2＝(y-rM，MdM)2+(yM-1-yM-1，MdM-rM-1，M-1dM-1)2+...
+(y1-r1，MdM-r1，M-1dM-1...-r1，1d1)...(16)如等式17所示，元素dM的滿足等式(16)的必要條件是ρ′2≥(yM-rM，MdM)2。
(-ρ′+yMrM,M)≤dM≤(ρ′+yMrM,M)...(17)]]>使用等式(18)遞歸獲得除dM以外的剩余元素dk滿足等式(16)的必要條件(-ρ′k+yk|k+1rk,k)≤dk≤(ρ′k+yk|k+1rk,k),]]>(k＝M-1，...，1)...(18)其中，ρk′2=ρk+1′2-(yk+1|k+2-rk+1,k+1dk+1)2,yk|k+1=yk-Σj=k+1Mrkjdj,]]>和初始值是ρM′2=ρ′2]]>和yM|M+1＝y(tǒng)M。
為簡便起見，等式(17)和(18)的條件可以被簡化為等式(19)dk∈Ik＝[Lk，Uk]，(k＝M，...，1) ...(19)其中Lk和Uk由等式(20)和(21)定義Lk=(-ρ′k+yk|k+1rk,k)...(20)]]>Uk=(ρ′k+yk|k+1rk,k)...(21)]]>上述枚舉將以樹結構的形式表示，這將參照圖15說明。
參見圖15，樹結構中的級對應于等式(18)中的k和從根節(jié)點到葉節(jié)點的連線是位于球形內的格點，即，滿足等式(17)和(18)的格點d。
如上所述，在本發(fā)明的另外實施例中，使用球形解碼的信號檢測遵循使用修改的去關聯決定反饋(Modified Decorrelating Decision Feedback，MDDF)方法、即等式(22)所示算法的信號檢測步驟1(初始化)k=M,ρM′2=ρ′2,yM|M+1=yM]]>步驟2(確定生成集)αm＝y(tǒng)k|k+1/rk，k下部邊界Lk＝-ρ′k/rk，k+αk上部邊界Uk＝ρ′k/rk，k+αk生成集Sk＝E(αK)∩Ik，其中，Ik＝[LK，UK]ik＝0前進到步驟4。
步驟3(更新生成集)如果fk＝1清除和設置標記fk＝0，fk+1＝1ρk′2=ρk-1′2+(yk|k+1-rk,kdk)2,]]>其，ρ0′2=0]]>更新下部邊界Lk＝-ρ′k/rk，k+αk更新上部邊界Uk＝ρ′k/rk，k+αk更新生成集Sk＝E(αK)∩Ik結束步驟4(生成)如果ik＜Card(Sk)增加ikik＝ik+1dK＝Sk[ik]，其中，Sk[ik]的意思是Sk的第ik個元素前進到步驟6。
否則前進到步驟5。
結束步驟5(向下移動一級)如果k＝M，
結束算法否則增加kk＝k+1前進到步驟3。
結束步驟6(向上移動一級)如果k＝1，前進到步驟7否則ρk-1′2=ρk′2-(yk|k+1-rk,kdk)2]]>減小kk＝k-1yk|k+1=yk-Σk=k+1Mrk,jdj]]>前進到步驟2。
...(22)其中，k表示圖15所示樹結構中的級，fk表示第k個更新標記，并且Ep(αk)表示格點集P的枚舉函數。
例如，如果Lk＝-8，Uk＝4，P＝{-7，-5，-3，-1，1，3，5，7}(8PAM)，αk＝0.5，和使用Pohst枚舉，Ep(αk)＝{-7，-5，-3，-1，1，3，5，7}和生成順序Sk＝EP(αk)∩Ik＝{-7，-5，-3，-1，1，3}。在Schnorr-Euchner枚舉中，當根據到αk的距離排序格點集P的元素時，Ep(αk)＝{1，-1，3，-3，5，-5，7，-7}。因此，生成順序Sk＝Ep(αk)∩Ik＝{1，-1，3，-3，-5，-7}。步驟4中的Card(Sk)表示生成順序Sk的的基數。
如從等式(22)看到的，雖然以6個步驟執(zhí)行以普通球形解碼為基礎的信號檢測，但是由于作為一個獨立的步驟，即步驟3執(zhí)行參數的再計算，所以以7個步驟執(zhí)行根據本發(fā)明另外實施例的球形解碼。下面將詳細地說明在根據本發(fā)明另外實施例的球形解碼中球形半徑和參數的再計算。
一旦在步驟7檢測到位于球形內的格點 時，球形半徑ρ′被更新為‖y-Rd‖。如等式(23)表示是M×M上三角矩陣的矩陣R＝[ri，j]ρ′2=(yM-rM,Md^M)2+(yM-1-rM-1,Md^m-rM-1,M-1d^M-1)2+]]>...+(y1-r1,Md^M-r1,M-1d^M-1...-r1,1d^1),]]>
...(23)其中，yi和 表示第i個元素，ri，j表示矩陣R中的第i行和第j列的元素。
與普通的球形解碼相比較，在本發(fā)明的另外實施例中，更新標記f1恰好被設置成1，然后在步驟3重新計算ρ′12、I1和S1，而不是利用等式(23)直接計算球形半徑ρ’。但是，由于ρk′2=ρk+1′2-(yk+1|k+2-rk+1,k+1dk+1)2]]>和yk|k+1=yk-Σj=k+1Mrkjdj,]]>所以，ρ′12滿足等式(24)。
ρ0′2=ρ1′2-(y1|2-r1,1d^1)2=0...(24)]]>由此，ρ′12可以如等式(25)所示ρ1′2=(y1|2-r1,1d^1)2...(25)]]>因此，I1和S1被再計算以用于ρ′12。
當級k超過1時，從ρk′2=ρk+1′2-(yk+1|k+2-rk+1,k+1d^k+1)2]]>得到ρk′2=ρk-1′2-(yk|k+1-rk,kd^k)2...(26)]]>如從等式(26)看到的，只有fk是1和在所述樹結構中第(k-1)級被變換到第k級，才可以使用先前計算的ρ′k-12來更新ρ′k2。更新標記用來消除重新計算球形半徑和參數的不必要的操作，這將在下面結合圖16說明。
圖16示出了根據本發(fā)明另外實施例的樹結構和子樹結構。參看圖16，與其中每當在球形內發(fā)現格點時都重新計算它們的普通球形解碼方法相比，只有當檢查在第k級處具有根節(jié)點的子樹結構中的第k級時，才重新計算在第k級處的ρ′k和其它參數。即，雖然在子樹中發(fā)現了5個格點，但在圖16中，ρ′2只被更新兩次。
圖17示出了在4×4MIMO信道和QPSK情況下就平均計算量而言，比較根據本發(fā)明實施例的信號檢測與普通的球形解碼的曲線圖。假設所述4×4MIMO信道是準靜態(tài)瑞利(Rayleigh)平坦衰落信道，接收機具有該信道的知識并且信道編碼不應用于該信道。還假設在普通的球形解碼方法中，(1)使用滿足P{‖r-Hd‖2≤ρ2}＝0.99的球形半徑ρ通過球形解碼執(zhí)行信號檢測，(2)如果信號檢測失敗，通過擴展球形半徑ρ以滿足P{‖r-Hd‖2≤ρ2}＝0.99來執(zhí)行信號檢測，和(3)如果使用擴展的球形半徑ρ的信號檢測再次失敗，結束該信號檢測。
參看圖17，在根據本發(fā)明另外實施例的信號檢測中的平均計算量遠遠少于在普通球形解碼中的平均計算量。特別是，在本發(fā)明信號檢測方案中的平均計算量在相對高的SNR處接近于基于V-BLAST的信號檢測的平均計算量。
圖18示出了在6×6MIMO信道和QPSK情況下就平均計算量而言，比較根據本發(fā)明實施例的信號檢測與普通的球形解碼的曲線圖。假設6×6MIMO信道是準靜態(tài)瑞利平坦衰落信道、接收機具有該信道的知識和信道編碼不被應用于該信道。還假設在普通球形解碼方法中，(1)使用滿足P{‖r-Hd‖2≤ρ2}＝0.99的球形半徑ρ通過球形解碼執(zhí)行信號檢測，(2)如果該信號檢測失敗，通過將球形半徑ρ擴展到滿足P{‖r-Hd‖2≤ρ2}＝0.99來執(zhí)行信號檢測，和(3)如果使用擴展的球形半徑ρ的信號檢測再次失敗，結束該信號檢測。
參看圖18，在根據本發(fā)明另外實施例的信號檢測中的平均計算量遠遠少于在普通球形解碼中的平均計算量。特別是，在本發(fā)明信號檢測方案中的平均計算量在相對高的SNR處接近于基于V-BLAST的信號檢測的平均計算量。
如上所述，本發(fā)明通過提供一種使用其中信號檢測從靠近在MIMO移動通信系統(tǒng)中的Babai點的格點開始的球形解碼的信號檢測方案，使能帶有最小計算量的精確的信號檢測。本發(fā)明還提供一種在MIMO通信系統(tǒng)中基于V-BLAST的球形解碼的信號檢測方法，以便使能精確的信號檢測。
盡管已經參照本發(fā)明的某些最佳實施例示出和描述了本發(fā)明，但是，本領域普通技術人員應當理解，在不脫離由所附權利要求定義的本發(fā)明的精神和范圍的前提下，可以在形式和細節(jié)方面做出各種變化。
權利要求
1.一種在多入多出移動通信系統(tǒng)的接收機中的信號檢測方法，包括下述步驟以每個碼元組合與通過從所接收的信號中消除碼間干擾所產生的發(fā)射碼元之間的差的升序來排序可從多入多出移動通信系統(tǒng)中的發(fā)射機發(fā)射的碼元組合；將具有最小差的碼元組合初始化為最大似然解；計算任一第一碼元組合與發(fā)射碼元之間的距離，以及任一第二碼元組合的成本；檢測到發(fā)射碼元的距離等于第一碼元組合與發(fā)射碼元之間的距離并具有最小距離的碼元組合；和如果所述最小距離超過了第一碼元組合與發(fā)射碼元之間的距離，則將第一碼元組合決定為最大似然解。
2.如權利要求1所述的信號檢測方法，還包擴下述步驟如果所述最小距離等于或小于第一碼元組合與發(fā)射碼元之間的距離并且第一碼元組合與發(fā)射碼元之間的距離超過第二碼元組合與發(fā)射碼元之間的距離，將第一碼元組合決定為最大似然解。
3.如權利要求1所述的信號檢測方法，其中，使用最短路徑問題方法以每個碼元組合與發(fā)射碼元之間的差的升序來排序所述碼元組合。
4.如權利要求1所述的信號檢測方法，其中，排序碼元組合的步驟包括下述步驟計算與在發(fā)射機中使用的調制方案對應的每個碼元組合與獨立用于發(fā)射機每個發(fā)射天線的發(fā)射碼元之間的距離；求和為各發(fā)射天線所計算的每個碼元組合的距離作為每個碼元組合與發(fā)射碼元之間的距離；和以所述碼元組合的和的升序來排序所述碼元組合。
5.如權利要求4所述的信號檢測方法，其中以實部和虛部分開計算每個碼元組合與發(fā)射碼元之間的距離。
6.如權利要求5所述的信號檢測方法，還包括下述步驟通過將信道響應矩陣決定為信道響應矩陣和預定對角矩陣的逆矩陣的矩陣乘積，并且通過將發(fā)射碼元決定為所述對角矩陣和所述發(fā)射碼元的矩陣乘積，來減少表示發(fā)射機和接收機之間信道的信道響應矩陣的條件數。
7.如權利要求6所述的信號檢測方法，其中，對角矩陣的每個元素是信道響應矩陣每列的絕對值。
8.如權利要求5所述的信號檢測方法，還包括下述步驟通過將信道響應矩陣決定為信道響應矩陣、對角矩陣的逆矩陣和預定變換矩陣的逆矩陣的矩陣乘積來減少該信道響應矩陣的條件數。
9.如權利要求8所述的信號檢測方法，其中，如果信道響應矩陣是2×2矩陣，變換矩陣是T1到T6中的一個，其中，T1=1001,T2=1101,T3=01-11,T4=10-11,T511-10,]]>和T6=11-11.]]>
10.一種在多入多出移動通信系統(tǒng)的接收機中的信號檢測裝置，包括檢測器，用于以每個碼元組合與通過從所接收的碼元中消除碼元間干擾而產生的發(fā)射碼元之間的差的升序來排序可從多入多出移動通信系統(tǒng)中的發(fā)射機發(fā)射的碼元組合，將具有最小差的碼元組合初始化為最大似然解，計算任一第一碼元組合與發(fā)射碼元之間的距離，和任一第二碼元組合的成本，檢測到發(fā)射碼元的距離等于第一碼元組合與發(fā)射碼元之間的距離并具有最小距離的碼元組合，并且如果最小距離超過第一碼元組合與發(fā)射碼元之間的距離，將第一碼元組合決定為最大似然解；和解調器，用于以和發(fā)射機中使用的調制方法對應的解調方法解調所述最大似然解。
11.如權利要求10所述的信號檢測裝置，其中，如果最小距離等于或小于第一碼元組合與發(fā)射碼元之間的距離并且第一碼元組合與發(fā)射碼元之間的距離超過了第二碼元組合與發(fā)射碼元之間的距離，檢測器將第一碼元組合決定為最大似然解。
12.如權利要求10所述的信號檢測裝置，其中，檢測器使用最短路徑問題方法以每個碼元組合與發(fā)射碼元之間的差的升序來排序碼元組合。
13.如權利要求10所述的信號檢測裝置，其中，檢測器計算與在發(fā)射機中使用的調制方案對應的每個碼元組合與獨立用于發(fā)射機每個發(fā)射天線的發(fā)射碼元之間的距離，將為各發(fā)射天線計算的每個碼元組合的距離求和作為每個碼元組合與發(fā)射碼元之間的距離，并且以碼元組合之和的升序來排序所述碼元組合。
14.如權利要求13所述的信號檢測裝置，其中，檢測器以實部和虛部分開計算在每個碼元組合與發(fā)射碼元之間的距離。
15.如權利要求14所述的信號檢測裝置，其中，檢測器通過將信道響應矩陣決定為信道響應矩陣和預定對角矩陣的逆矩陣的矩陣乘積，并且通過將發(fā)射碼元決定為對角矩陣和發(fā)射碼元的矩陣乘積，來減少表示發(fā)射機和接收機之間信道的信道響應矩陣的條件數。
16.如權利要求15所述的信號檢測裝置，其中對角矩陣的每個元素是所述信道響應矩陣每一列的絕對值。
17.如權利要求14所述的信號檢測裝置，其中，檢測器通過將信道響應矩陣決定為信道響應矩陣、對角矩陣的逆矩陣和預定變換矩陣的逆矩陣的矩陣乘積的來減少信道響應矩陣的條件數。
18.如權利要求17所述的信號檢測裝置，其中，如果信道響應矩陣是2×2矩陣，則所述變換矩陣是T1到T6之一，其中T1=1001,T2=1101,T3=01-11,T4=10-11,T511-10,]]>和T6=11-11.]]>
19.一種在多入多出移動通信系統(tǒng)的接收機中的信號檢測方法，包括下述步驟使用經修改的去關聯決定反饋方法初始檢測所接收的信號；使用垂直貝爾實驗室分層空時方法檢測信道響應矩陣，所述信道響應矩陣是通過使用修改的去關聯決定反饋方法進行初始檢測而產生的，并且考慮可從多入多出移動通信系統(tǒng)中的發(fā)射機發(fā)射的碼元組合來更新球形半徑和參數；和如果在更新之后一個碼元組合位于該球形半徑內，將這個碼元組合決定為由發(fā)射機發(fā)射的碼元組合。
20.一種在多入多出移動通信系統(tǒng)的接收機中的信號檢測裝置，包括檢測器，用于使用修改的去關聯決定反饋方法來初始檢測所接收的信號，使用垂直貝爾實驗室分層空時方法檢測信道響應矩陣，所述信道響應矩陣是通過使用修改的去關聯決定反饋方法進行初始檢測而產生的，考慮可從多入多出移動通信系統(tǒng)中的發(fā)射機發(fā)射的碼元組合來更新球形半徑和參數；并且如果在更新之后一個碼元組合位于該球形半徑內，則將這個碼元組合決定為由發(fā)射機發(fā)射的碼元組合；和解調器，用于以對應于在發(fā)射機中使用的調制方案的解調方法解調所決定的碼元組合。
全文摘要
在MIMO移動通信系統(tǒng)的接收機中的信號檢測方法和裝置。接收機以碼元組合與通過從所接收的信號中消除碼間干擾所產生的發(fā)射碼元之間的差的升序來排序可從發(fā)射機發(fā)射的碼元組合，將具有最小差的碼元組合初始化成ML解，計算第一碼元組合和發(fā)射碼元之間的距離和第二碼元組合的成本，檢測到發(fā)射碼元的距離等于第一碼元組合與發(fā)射碼元之間的距離并具有最小距離的碼元組合，并且如果最小距離超過了第一碼元組合與發(fā)射碼元之間的距離，則將第一碼元組合決定為ML解。
文檔編號H04L25/02GK1798007SQ20051013752
公開日2006年7月5日 申請日期2005年12月29日 優(yōu)先權日2004年12月31日
發(fā)明者權種炯, 黃讚洙, 李京天, 全柱桓 申請人:三星電子株式會社, 韓國科學技術院