專利名稱：用于確定頻率偏移的方法和系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種用于確定頻率偏移的方法和系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
在實(shí)際的數(shù)據(jù)通信中，接收機(jī)處的本地振蕩器頻率典型地與發(fā)射機(jī)處生成的信號載波的頻率不相同。這原因之一是由于電路局限性，且其特別是當(dāng)接收機(jī)相對于發(fā)射機(jī)運(yùn)動時呈現(xiàn)，因?yàn)槎嗥绽疹l移不可避免地被引入載波頻率。
頻率偏移可能導(dǎo)致載波間干擾(ICI)。對于多載波系統(tǒng)、諸如采用正交頻分復(fù)用(OFDM)的多載波系統(tǒng)，殘余頻率偏移導(dǎo)致顯著的性能劣化。因此存在載波頻率偏移估計(jì)的需要，使得可以對這種效應(yīng)進(jìn)行補(bǔ)償。
在用于在選擇的信道上進(jìn)行信號傳輸?shù)膫鬏敻袷街?，例如IEEE802.11a標(biāo)準(zhǔn)的若干傳輸格式需要在數(shù)據(jù)樣本之前遞送短前導(dǎo)碼形式的導(dǎo)頻符號，以允許載波頻率偏移被接收機(jī)估計(jì)。為此目的已提出了各種方法。盡管在[1]、[2]、[3]中已表述了最大似然估計(jì)(MLE)解，但是它涉及最優(yōu)化搜索，最優(yōu)化搜索對于實(shí)際實(shí)施而言通常在計(jì)算上太過苛求。還報導(dǎo)了維持Cramer-Rao界(CRB)性能但是具有較低計(jì)算量的其它設(shè)計(jì)(見[2]、[3])。在這方面，[2]中開發(fā)的特設(shè)估計(jì)器(ad hocestimator，AHE)可作為一種有吸引力的選擇。
考慮下述情況Ps個相同的短前導(dǎo)碼在數(shù)據(jù)包中的數(shù)據(jù)流之前發(fā)送，每個短前導(dǎo)碼的長度都是L個符號，其表示為xτ+kLTb＝xτ，0≤τ≤LTb，Tb為比特間隔，并且0≤k≤PS-1，k為整數(shù)。例如對于IEEE802.11a規(guī)范，Ps＝10，且L＝16。在通過信道傳輸之后，該P(yáng)s個短前導(dǎo)碼變?yōu)閦t=at+v~t,]]>其中
at=∫-∞∞ht-αxαdα]]>=∫-∞∞h(t+LkTs)-(α+LkTs)xα+LkTbdα]]>=at+LkTb]]>對于LTb≤t≤2LTb是周期性的，其中假設(shè)信道的最大延遲擴(kuò)展小于一個短前導(dǎo)碼的持續(xù)時間LTb，且ht是信道增益，且 是方差σ2的加性白高斯噪聲(AWGN)。本地接收機(jī)振蕩器的頻率與載波頻率的差反映在接收到的短前導(dǎo)碼yt＝ztejΔβt中為Δβ的偏移，其中-2π·0.5≤Δβ≤2π·0.5。由于第一個短前導(dǎo)碼被符號間干擾所破壞而不得不被去除，并且剩余短前導(dǎo)碼中的一些為了諸如時序同步的其它目的而被保留，所以推測，只有P＜Ps個接收到的短前導(dǎo)碼可用于頻率偏移估計(jì)。于是在t＝(n+1)Tb處對Yt采樣之后，PL個離散值Yn可以以矩陣形式表達(dá)為Y＝baH+V，其中 ω□LΔβ
其中vn=v~nejΔβn]]>(n＝0，1，...，PL-1)與 共享相同的統(tǒng)計(jì)性質(zhì)，并因此可以等價地視為AWGN。載波頻率偏移估計(jì)(FOE)問題現(xiàn)在被簡化為給定Y而估計(jì)ω、確切地說即Δβ的問題。
用于估計(jì)Δβ的一種方法是進(jìn)行最大似然估計(jì)(MLE)。它涉及通過粗略搜索以及隨后的精細(xì)搜索來定位接收到的樣本的一維相關(guān)函數(shù)的周期圖的峰值。標(biāo)記無偏估計(jì)的最低可獲得方差的Cramer-Rao界(CRB)可以在一定閾值信噪比(SNR)之上獲得。
由于V中的每個元素都是獨(dú)立高斯分布變量，所以ω的最大似然估計(jì)使費(fèi)用函數(shù)J0＝trace(VHV)最小化，并且當(dāng)aH被估計(jì)為a^‾H=(b‾Hb‾)-1b‾HY‾]]>且J1=trace{Y‾Hb‾(b‾Hb‾)-1b‾HY‾}]]>=trace(b‾HY‾Y‾Hb‾)P]]>
被最大化時得到，其中 是接收到的樣本之間的相關(guān)性的度量，以得到 記號[YYH]i，j，i，j＝0，1，...，P-1表示矩陣YYH的第(i，j)個元素，且 表示相關(guān)聯(lián)的復(fù)自變量的實(shí)部。上面的表述的一種可替選方法可以在[2]中找到。除了如[2]中所采用的快速傅立葉變換(FFT)之外，可以使用高斯-牛頓方法通過下面的迭代方程 和初始估計(jì) 其中 和 表示相應(yīng)復(fù)值的實(shí)部和虛部，來求解上面的 的方程。因此關(guān)鍵在于尋找健壯的初始估計(jì)。
確定最大似然估計(jì)解的問題在于，非線性周期圖函數(shù)的最優(yōu)化在計(jì)算上代價高。通常采用使用具有零填充(zero padding)的快速傅立葉變換(FFT)的實(shí)現(xiàn)(見[1]、[2])。精確的估計(jì)需要重度填充(heavypadding)并因而需要高強(qiáng)度的計(jì)算。在[2]中已詳述了復(fù)雜度的定量計(jì)算。
用于頻率偏移估計(jì)的另一種現(xiàn)有技術(shù)是特設(shè)估計(jì)器(AHE)，根據(jù)所述特設(shè)估計(jì)器，接收到的樣本的雙相關(guān)函數(shù)的相位被線性組合，以使載波頻率偏移估計(jì)中的均方誤差最小化(見[2])。可以以高SNR獲得CRB。
然而，當(dāng)頻率偏移值接近其范圍的邊界時，亦即，當(dāng)Δβ→2π×0.5時，閾值信噪比(SNR)顯著上升。
在[4]中描述了用于復(fù)白高斯噪聲中的單個復(fù)正弦式的頻率估計(jì)器。
本發(fā)明的目的是提供與現(xiàn)有技術(shù)方法相比改進(jìn)的用于頻率偏移估計(jì)的方法。
該目的由具有根據(jù)獨(dú)立權(quán)利要求的特征的用于確定頻率偏移的方法和用于確定頻率偏移的系統(tǒng)來實(shí)現(xiàn)。

發(fā)明內(nèi)容
提供了用于根據(jù)多個信號值確定頻率偏移的方法，其中多個第一相關(guān)系數(shù)根據(jù)所述信號值來確定，其中每個第一相關(guān)系數(shù)通過確定所述信號值中的至少兩個之間的相關(guān)性來確定，并且多個第二相關(guān)系數(shù)根據(jù)所述多個第一相關(guān)系數(shù)來確定，其中每個第二相關(guān)系數(shù)通過確定所述第一相關(guān)系數(shù)中的至少兩個之間的相關(guān)性來確定。所述多個第二相關(guān)系數(shù)被線性組合，并且所述頻率偏移被確定為所述線性組合的相位。
此外，提供了根據(jù)上述用于確定頻率偏移的方法來確定頻率偏移的系統(tǒng)。


圖1示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的通信系統(tǒng)。
圖2示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的頻率偏移估計(jì)單元。
具體實(shí)施例方式
說明性地，執(zhí)行雙相關(guān)，雙相關(guān)系數(shù)由線性濾波器處理，并且線性濾波器的輸出的相位用作對頻率偏移的估計(jì)。
仿真表明，使用本發(fā)明，可以實(shí)現(xiàn)與MLE(最大似然估計(jì)器)的性能幾乎一樣優(yōu)越的性能，并且可以實(shí)現(xiàn)與AHE(特設(shè)估計(jì)器)相比對頻率偏移實(shí)際量的變化的較低敏感度。本發(fā)明可以以與AHE的復(fù)雜度相當(dāng)?shù)膹?fù)雜度實(shí)現(xiàn)。
本發(fā)明例如適用于根據(jù)WLAN 11n、WLAN 11g、WLAN 11n的、亦即用于無線局域網(wǎng)的通信系統(tǒng)，但是也可以適用于諸如移動電話通信系統(tǒng)的大區(qū)域通信系統(tǒng)。本發(fā)明例如可用于確定根據(jù)OFDM(正交頻分復(fù)用)的通信系統(tǒng)中的頻率偏移。
本發(fā)明的實(shí)施例體現(xiàn)自從屬權(quán)利要求。圍繞用于確定頻率偏移的方法而描述的實(shí)施例類似地對用于確定頻率偏移的系統(tǒng)適用。
第二相關(guān)系數(shù)例如被確定為一個第一相關(guān)系數(shù)與另一個第一相關(guān)系數(shù)的復(fù)共軛的乘積。
第二相關(guān)系數(shù)可以通過以下方法來線性組合每個第二相關(guān)系數(shù)乘以整數(shù)，將這些乘法的結(jié)果求和，并將該和除以常數(shù)?？梢愿咝У貙?shí)施具有雙相關(guān)項(xiàng)的整數(shù)乘法。
在一個實(shí)施例中，第一相關(guān)系數(shù)的確定對應(yīng)于將信號值布置在矩陣中，生成所述矩陣的自相關(guān)矩陣，并將第一相關(guān)系數(shù)確定為沿著自相關(guān)矩陣的對角線的元素之和。
在一個實(shí)施例中，信號值對應(yīng)于多個短前導(dǎo)碼。
下面參考附圖來解釋本發(fā)明的說明性實(shí)施例。
圖1示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的通信系統(tǒng)100。
通信系統(tǒng)100包括發(fā)射機(jī)101和接收機(jī)102。
發(fā)射機(jī)101被供給有由某個數(shù)據(jù)源(未示出)提供的數(shù)據(jù)流103。數(shù)據(jù)流103被饋送到發(fā)射機(jī)101的包發(fā)生器104中。發(fā)射機(jī)101進(jìn)一步包括前導(dǎo)碼發(fā)生器105，前導(dǎo)碼發(fā)生器105生成前導(dǎo)碼并將它們供給到包發(fā)生器104。
包發(fā)生器104根據(jù)數(shù)據(jù)流103中包含的數(shù)據(jù)形成數(shù)據(jù)包106，并且將前導(dǎo)碼放在每個數(shù)據(jù)包106的開頭。在這個實(shí)施例中，Ps個相同的短前導(dǎo)碼前置于每個數(shù)據(jù)包106，每個短前導(dǎo)碼的長度都是L個符號，其表示為xτ+kLTb＝xτ，0≤τ≤LTb，Tb為比特間隔，并且0≤k≤PS-1，k為整數(shù)。例如對于IEEE802.11a規(guī)范，Ps＝10，且L＝16。
例如，根據(jù)IEEE802.11a規(guī)范，每個數(shù)據(jù)包106都前置有Ps＝10個相同的短前導(dǎo)碼，每個短前導(dǎo)碼的長度都是L＝16個符號。
數(shù)據(jù)包106被供給到發(fā)送單元107，發(fā)送單元107使用發(fā)射天線108發(fā)送數(shù)據(jù)包106。發(fā)送單元107對發(fā)送天線108所發(fā)送的至少一個載波執(zhí)行某種調(diào)制，例如OFDM(正交頻分復(fù)用)，以發(fā)送數(shù)據(jù)包106。通信系統(tǒng)100可以是MIMO(多輸入多輸出)系統(tǒng)。因此，可以使用多個發(fā)送天線108來發(fā)送數(shù)據(jù)包106。
發(fā)射機(jī)101發(fā)送的數(shù)據(jù)包106由接收機(jī)102通過接收天線109接收，并且被供給到前導(dǎo)碼提取單元110。前導(dǎo)碼提取單元110將包含在數(shù)據(jù)包106中的前導(dǎo)碼值(在下面詳細(xì)解釋)轉(zhuǎn)發(fā)給頻率偏移估計(jì)(FOE)單元111，并將包含在數(shù)據(jù)包106中的并且對應(yīng)于數(shù)據(jù)流103的實(shí)際數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)發(fā)給數(shù)據(jù)處理單元112，數(shù)據(jù)處理單元112執(zhí)行數(shù)據(jù)處理，例如將數(shù)據(jù)解碼并將數(shù)據(jù)供給到某個數(shù)據(jù)接收裝置(data sink)(未示出)。
FOE單元111確定頻率偏移估計(jì)Δβ。頻率偏移估計(jì)Δβ例如可以由數(shù)據(jù)處理單元112用來校正由頻率偏移所造成的載波間干擾所產(chǎn)生的錯誤或者用來執(zhí)行相位補(bǔ)償。
在通過信道傳輸之后，數(shù)據(jù)包106的Ps個短前導(dǎo)碼變?yōu)閦t=at+v~t,]]>其中at=∫-∞∞ht-αxαdα]]>=∫-∞∞h(t+LkTs)-(α+LkTs)xα+LkTbdα]]>=at+LkTb---(1)]]>對于LTb≤t≤2LTb是周期性的，其中假設(shè)信道的最大延遲擴(kuò)展小于一個短前導(dǎo)碼的持續(xù)時間LTb，且ht是發(fā)送天線108和接收天線109之間的無線電信道的信道增益，且 是影響發(fā)射機(jī)101和接收機(jī)102之間的數(shù)據(jù)傳輸?shù)姆讲瞀?的加性白高斯噪聲(AWGN)。接收機(jī)102的振蕩器的頻率與用于數(shù)據(jù)包106的傳輸?shù)妮d波的頻率的差反映在接收到的短前導(dǎo)碼yt＝ztejΔβt中為Δβ的偏移，其中-2π·0.5≤Δβ≤2π·0.5。
由于第一個短前導(dǎo)碼被符號間干擾所破壞而被前導(dǎo)碼提取單元110去除，并且剩余前導(dǎo)碼中的一些為了諸如時序同步的其它目的而保留，所以推測，只有P＜Ps個接收到的短前導(dǎo)碼可用于頻率偏移估計(jì)。包含在這些P個接收到的前導(dǎo)碼中的PL個離散值yn被前導(dǎo)碼提取單元110轉(zhuǎn)發(fā)到頻率偏移估計(jì)單元111。
PL個離散值yn可以以矩陣形式表達(dá)為Y＝baH+V，(2)其中 ω□LΔβ (5)aH□[a0a1ejΔβ...aL-1ejΔβ(L-1)](6)
其中vn=v~nejΔβn,]]>n＝0，1，...，PL-1與 共享相同的統(tǒng)計(jì)性質(zhì)，并并因此可以等價地視為AWGN。如上面提到的那樣，F(xiàn)OE單元111估計(jì)Δβ。
在下文中，參考圖2解釋FOE單元111的功能。
圖2示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的頻率偏移估計(jì)單元200。
如上面解釋的那樣，頻率偏移估計(jì)(FOE)單元200接收包含在數(shù)據(jù)塊的短前導(dǎo)碼中的PL個離散值yn作為輸入。如所提到的那樣，值yn可以以矩陣形式寫為(比較方程(3)) 在沒有噪聲的情況下，Y＝baH和相關(guān)項(xiàng)[YYH]i，i-k將等于(aHa)ejωk，這暗示ejωk可以根據(jù)具有不同i值的[YYH]i，i-k的線性組合來估計(jì)。ω又可以根據(jù)對ejω(k+1)和(ejωk)*的估計(jì)的乘積的分開的線性組合來估計(jì)。
給定[YYH]i，i-k，i＝k，k+1，...，P-1，可以表明，高信噪比(SNR)下的ejωk的最小方差無偏估計(jì)量(見[4])為ck/[(P-k)(aHa)]，其中 意味著ck是比例縮放(scaling)之后對ejωk的最優(yōu)線性估計(jì)量。引入雙相關(guān)項(xiàng)dk，其被定義為
可以表明，dk中的噪聲分量nk在高SNR下具有以下的自相關(guān) =2(a‾Ha‾)3σ2{(P-k-1)(P-m-1)[P-max(k,m)]]]>+(P-k)(P-m)[P-max(k+1,m+1)]]]>+(P-k-1)(P-m)[max(P-k-m-1,0)]]]>+(P-k)(P-m-1)[P-k-m-1,0]}]]>通過以矩陣形式表達(dá)(9)d＝(aHa)2ρ·ejω+n(10)其中列向量ρ的第k個元素(k＝0，1，...，P-2)為[P]k□(P-k)(P-k-1)，使費(fèi)用函數(shù)[d-(aHa)2ρ·ejω]HR-1[d-(aHa)2ρ·ejω](11)最小化的λ□ejω的最小方差無偏估計(jì)量(見[4])為λ^ODC=1(a‾Ha‾)2·ρ‾TR‾-1d‾ρ‾TR‾-1ρ‾.---(12)]]>所關(guān)心的頻率ω于是可以被估計(jì)為ω^ODC=∠[1(a‾Ha‾)2·ρ‾TR‾-1d‾ρ‾TR‾-1ρ‾]=∠(ρ‾TR‾-1d‾)---(13)]]>
因?yàn)?aHa)2(ρTR-1ρ)是實(shí)數(shù)。
通過假設(shè)g中的元素可以用多項(xiàng)式來描述，進(jìn)行獲得如(13)所需的g＝R-1ρ(14)的嘗試。數(shù)值結(jié)果支持該假設(shè)并且揭示該多項(xiàng)式是線性的，亦即R[1t][μ0μ1]T＝ρ，其中t＝
T且μ0，μ1是將要確定的系數(shù)。展開方程并比較各項(xiàng)得到μ0μ1=12(a‾Ha‾)3σ2·6P(4P2-1)12---(15)]]>其意味著，在一些代數(shù)運(yùn)算之后，[R‾-11‾]k=[g‾]k=μ0+μ1k]]>=12(a‾Ha‾)3σ2·6(2k+1)P(4P2-1)---(16)]]>用(10)和(16)回代，驗(yàn)證Σm=0P-1[R‾]k,m[g‾]m=(P-k)(P-k-1),]]>k＝0，1，...，P-2。從(13)和(16)得出 =∠Σk=0P-2(2k+1)dk---(17)]]>
因此，頻率偏移估計(jì)器200根據(jù)下式估計(jì)Δβ 信號值yn因此被饋送到第一相關(guān)單元201，第一相關(guān)單元201確定 ck被饋送到第二相關(guān)單元202，第二相關(guān)單元202確定dk=ck+1ck*]]>dk被饋送到線性濾波器203，線性濾波器203計(jì)算Σk=0P-2(2k+1)dk.]]>這個計(jì)算的結(jié)果被供給到相位確定單元，相位確定單元確定這個結(jié)果的相位并將它除以L，亦即確定Δβ=∠Σk=0P-2(2k+1)dkL]]>其為頻率偏移估計(jì)單元200的輸出。
中報導(dǎo)的特設(shè)估計(jì)器(AHE)由下式給出
其中M＝P/2，該特設(shè)估計(jì)器將權(quán)重分配給雙相關(guān)項(xiàng)的相位，與該特設(shè)估計(jì)器形成對照，所提出的策略在相位被取之前對雙相關(guān)項(xiàng)濾波。根據(jù)(17)和(18)，顯而易見，如這個實(shí)施例中所使用的ODC(最優(yōu)雙相關(guān))濾波器具有與AHE(特設(shè)估計(jì)器)的復(fù)雜度相似的復(fù)雜度，所述AHE在[2]中示出為顯著低于使用FFT(快速傅立葉變換)實(shí)現(xiàn)的MLE的復(fù)雜度。此外，ODC濾波器采用整數(shù)值的權(quán)重。因此簡單的硬件實(shí)施是可能的。
上面的推導(dǎo)設(shè)法使λ□ejω的估計(jì)的方差最小化，盡管最終目的是要使ω的方差最小化。在下文中，通過首先敘述這兩個準(zhǔn)則，來研究所提出的濾波器的性能。
考慮復(fù)量ψ＝Aejθ。取Ψ的微分給出Δψ＝ejθΔA+jAejθΔθ并且|Δψ|2＝(ejθΔA+jAejθΔθ)*(ejθΔA+jAejθΔθ)＝(ΔA)2+A2(Δθ)2(19)其中(·)*代表共軛運(yùn)算。通過寫出A＝(ψ*ψ)，ΔA變?yōu)?amp;Delta;A=ψ*(Δψ)+(Δψ*)ψ2A---(20)]]>將(20)代入(19)并重新整理得到(Δθ)2=(1A2-|ψ|22A4)|Δψ|2-[ψ*(Δψ)]2+[(Δψ)*ψ]24A.---(21)]]>
為了將(21)中的結(jié)果應(yīng)用于通過(12)進(jìn)行的λ的估計(jì)，要求作代換ψ＝λ＝ejω、A＝1且θ＝ω以產(chǎn)生(ΔωODC)2=|ΔλODC|22-[e-jω(ΔλODC)]2+[ejω(ΔλODC)*]24---(22)]]>現(xiàn)在將(10)代入(12)得到ΔλODC=λ^ODC-ejω=1(a‾Ha‾)2.ρ‾TR‾-1n‾ρ‾TR‾-1ρ‾=1(a‾Ha‾)2.g‾Tn‾g‾Tρ‾---(23)]]>因?yàn)镋(nnH)＝R，并且利用(16)中給出的g，所以E(|ΔλODC|2)=1(a‾Ha‾)4(g‾Tρ‾)]]>E[e-jω(ΔλODC)]2=E[e-jω2(g‾Tn‾)2][(a‾Ha‾)2g‾Tρ‾]2]]>E[ejω(ΔλODC)*]2E[ejω2(n‾Hg‾)2][(a‾Ha‾)2g‾Tρ‾]2---(24)]]>可以表明E[e-jω2(g‾Tn‾)2]=E[ejω2(n‾Hg‾)2]=P(P2-1)(4P2-7)2(a‾Ha‾)3σ2(4P2-1)2---(25)]]>
將(24)和(25)代入(22)的期望值，并使用如下結(jié)果g‾Tρ‾=Σk=0P-2gk(P-k)(P-k-1)=12(a‾Ha‾)3σ2.P(P2-1)4P2-1---(26)]]>得到均方誤差MSE(ωODC)=E[(ΔωODC)2]=6a‾Ha‾σ2P(P2-1)CRB(ω)---(27)]]>其為用于ω的估計(jì)的Cramer-Rao界(CRB)(見[2])，表明所提出的雙相關(guān)濾波器實(shí)現(xiàn)了高SNR下的最優(yōu)性能。如(3)所述的頻率偏移Δβ＝ω/L中的對應(yīng)MSE因此為MSE(ΔβODC)=6SNR·P(P2-1)·L3=CRB(Δβ)---(28)]]>其中SNR＝(aHa)/(Lσ2)量化了短前導(dǎo)碼中的信噪比。
仿真顯示，高信噪比下的載波頻率偏移估計(jì)的均方誤差(MSE)等于用于Δβ的估計(jì)的Cramer-Rao界(CRB)。這表明了高SNR下的最優(yōu)性能?？梢詫?shí)現(xiàn)與用MLE(最大似然估計(jì))得到的性能幾乎一樣好的性能，并且提供了優(yōu)于AHE的抗實(shí)際載波頻率偏移值變化的能力的改善。FOE單元200(也表示為ODC濾波器)具有與AHE(特設(shè)估計(jì)器)的計(jì)算復(fù)雜度相當(dāng)?shù)牡陀?jì)算復(fù)雜度，所述AHE又在[2]中示出為顯著低于使用FFT實(shí)現(xiàn)的MLE的計(jì)算復(fù)雜度。
在表1中示出了FOE單元200的計(jì)算強(qiáng)度。

表1用于隨后運(yùn)算的計(jì)算強(qiáng)度，與根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的特設(shè)估計(jì)器相比較，在表2中示出

表2此外，使用本發(fā)明，例如上述實(shí)施例，可以實(shí)現(xiàn)本地接收機(jī)振蕩器頻率偏移的規(guī)格的放松。例如，在發(fā)射機(jī)和接收機(jī)中，IEEE802.11a的當(dāng)前規(guī)格為20ppm(parts per million)，其對于分別為5GHz和20MHz的載波和采樣頻率的系統(tǒng)，轉(zhuǎn)化為如下最大數(shù)字頻率偏移ω=20×10-6×5×10920×106×2=0.01Hz]]>Δβ＝ωL＝0.16Hz利用上述實(shí)施例，容差可以高達(dá)0.45Hz(這可以在SNR＝0dB下通過仿真來證明)，其等價地將振蕩器精度從20ppm放松到
20×0.45/0.16＝56ppm放松了大于2.5倍。
在此文獻(xiàn)中，引用了以下出版物[1]J.Li，G.Liu，and G.B.Giannakis，″Carrier frequencyoffset estimation for OFDM-Based WLANs″，IEEE SignalProcessing Letters，pp.80-82，vol.8，no.3，Mar.2001[2]M.Morelli and U.Mengali，″Carrier-frequency estimationfor transmissions over selective channels″，IEEE Transactionson Communications，pp.1580-1589，vol.48，no.9，Sept.2000[3]J.Lei and T-S.Ng，″Periodogram-based carrier frequencyoffset estimation for orthogonal frequency divisionmultiplexing applications″，IEEE Global TelecommunicationsConference，GLOBECOM′01，pp.3070-3074，vol.5，200l[4]S.Kay，″Statistically/Computationally efficientfrequency estimation″，ICASSP′98，pp.2292-2294，vol.4，1998
權(quán)利要求
1.用于根據(jù)多個信號值來確定頻率偏移的方法，其中——多個第一相關(guān)系數(shù)根據(jù)所述信號值來確定，其中每個第一相關(guān)系數(shù)通過確定所述信號值中的至少兩個之間的相關(guān)性來確定；——多個第二相關(guān)系數(shù)根據(jù)所述多個第一相關(guān)系數(shù)來確定，其中每個第二相關(guān)系數(shù)通過確定所述第一相關(guān)系數(shù)中的至少兩個之間的相關(guān)性來確定；——所述多個第二相關(guān)系數(shù)被線性組合；——所述頻率偏移被確定為所述線性組合的相位。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中第二相關(guān)系數(shù)被確定為一個第一相關(guān)系數(shù)與另一個第一相關(guān)系數(shù)的復(fù)共軛的乘積。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的方法，其中所述第二相關(guān)系數(shù)通過如下方法來線性組合每個第二相關(guān)系數(shù)乘以整數(shù)，將這些乘法的結(jié)果求和，并將該和除以常數(shù)。
4.根據(jù)權(quán)利要求1到3中任何一項(xiàng)所述的方法，其中所述第一相關(guān)系數(shù)的確定對應(yīng)于將所述信號值布置在矩陣中，生成所述矩陣的自相關(guān)矩陣，并將所述第一相關(guān)系數(shù)確定為沿著所述自相關(guān)矩陣的對角線的元素之和。
5.根據(jù)權(quán)利要求1到5中任何一項(xiàng)所述的方法，其中所述信號值對應(yīng)于多個短前導(dǎo)碼。
6.用于根據(jù)多個信號值來確定頻率偏移的系統(tǒng)，所述系統(tǒng)包括——第一相關(guān)單元，其適合于根據(jù)所述信號值來確定多個第一相關(guān)系數(shù)，其中每個第一相關(guān)系數(shù)通過確定所述信號值中的至少兩個之間的相關(guān)性來確定；——第二相關(guān)單元，其適合于根據(jù)所述多個第一相關(guān)系數(shù)來確定多個第二相關(guān)系數(shù)，其中每個第二相關(guān)系數(shù)通過確定所述第一相關(guān)系數(shù)中的至少兩個之間的相關(guān)性來確定；——組合器，其適合于將所述多個第二相關(guān)系數(shù)線性組合；——相位確定單元，其適合于將所述頻率偏移確定為所述線性組合的相位。
全文摘要
描述了一種用于根據(jù)多個信號值來確定頻率偏移的方法，其中第一相關(guān)系數(shù)根據(jù)所述信號值來確定，并且第二相關(guān)系數(shù)根據(jù)所述第一相關(guān)系數(shù)來確定。所述第二相關(guān)系數(shù)被線性組合，并且所述頻率偏移被確定為所述線性組合的相位。
文檔編號H04L1/04GK101053192SQ200580030778
公開日2007年10月10日 申請日期2005年8月13日 優(yōu)先權(quán)日2004年8月13日
發(fā)明者馮灝泓, 何晉強(qiáng) 申請人:新加坡科技研究局