專利名稱：：用于生成改進(jìn)的根升余弦正交頻分多路復(fù)用(btrrcofdm)的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明總的來說涉及數(shù)字通信，并且具體來說涉及正交頻分多路復(fù)用(OFDM)或多載波調(diào)制系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
：需要高速數(shù)據(jù)傳輸用于多媒體通信、多載波調(diào)制，諸如正交頻分多路復(fù)用(OFDM)，或已經(jīng)開發(fā)了可伸縮高級(jí)調(diào)制(scalableadvancedmodulation)(SAM)，以便于適應(yīng)這些高速要求。已經(jīng)發(fā)現(xiàn)OFDM是有效的數(shù)據(jù)傳輸方案，用于與衰落和多徑傳輸信道一起使用，這是因?yàn)樗鼫p小了符號(hào)間干擾(ISI)并且使均衡變得簡(jiǎn)單。使用并行的數(shù)據(jù)傳輸和頻分多路復(fù)用(FDM)的概念早在1960年代就首次公開了。這些方案適用于避免使用高速均衡和致力于脈沖噪聲和多徑失真，以及適于有效地使用可用帶寬。早在1970年代，就發(fā)現(xiàn)在FDM上應(yīng)用離散傅立葉變換(DFT)，以消除正弦生成器陣列和相干解調(diào)，從而使OFDM實(shí)現(xiàn)了成本有效。最近，國(guó)際移動(dòng)電信-2000(IMT-2000)選擇了作為OFDM應(yīng)用的MC-CDMA，作為未來分碼多址(OFDM)標(biāo)準(zhǔn)，使得OFDM的普及變得更加迅速。與OFDM相關(guān)聯(lián)的一個(gè)問題是相鄰信道干擾(ACI)。OFDM的ACI成問題之處在于，OFDM脈沖形狀是矩形的，并且脈沖頻譜是正弦函數(shù)的和，它的旁瓣(sidelobe)衰落非常慢。因此，盡管OFDM信號(hào)的-3dB帶寬是10kHz，但是，它的-40dB帶寬應(yīng)當(dāng)為100kHz時(shí)才不會(huì)與相鄰信道信號(hào)產(chǎn)生干擾。通常，通過在高旁瓣頻譜上使用升余弦窗來解決這個(gè)問題。然而，升余弦窗不能以合理的非線性失真完全減小ACI。在子載波數(shù)目非常大(即〉~1024)時(shí)，ACI問題并不嚴(yán)重。然而，在子載波數(shù)目小(即<128)時(shí)，ACI問題會(huì)非常嚴(yán)重。在子載波數(shù)目小時(shí)，ACI的擴(kuò)展帶寬相對(duì)大，并且在子載波數(shù)目大時(shí)，ACI的擴(kuò)展帶寬相對(duì)小，即帶寬增加的百分比取決于子載波數(shù)目。這是因?yàn)閷?duì)于給定的符號(hào)速率，ACI的擴(kuò)展帶寬量是固定的。因此，ACI問題的嚴(yán)重性取決于子載波的數(shù)目。利用各向同性正交轉(zhuǎn)換算法(isotropicorthogonaltransferalgorithm)(IOTA)OFDM技術(shù)可以顯著地解決ACI問題。IOTA函數(shù)是IOTAOFDM的脈沖形狀，當(dāng)它們?cè)陬l域隔開1/Ts時(shí)不是相互正交的，因?yàn)榫匦蚊}沖是OFDM的脈沖形狀且在規(guī)則(regular)OFDM中是正交的。然而，當(dāng)在時(shí)域和頻域中IOTA函數(shù)具有實(shí)數(shù)和虛數(shù)數(shù)據(jù)符號(hào)交替時(shí)，它們是相互正交的，因?yàn)楫?dāng)在時(shí)域中偏移QPSK的脈沖形狀具有實(shí)數(shù)和虛數(shù)數(shù)據(jù)符號(hào)交替時(shí)，該偏移QPSK的脈沖形狀是相互正交的。因此，IOTAOFDM是具有時(shí)域和頻域中的偏移結(jié)構(gòu)的OFDM。IOTAOFDM的ACI問題不會(huì)這么嚴(yán)重，這是因?yàn)镮OTA函數(shù)的頻譜(其與在時(shí)域中的IOTA函數(shù)相同)，衰落遠(yuǎn)快于是正弦函數(shù)的矩形脈沖的頻譜。然而，在子載波數(shù)目非常小(即<32)時(shí)，諸如寬帶無線電協(xié)議時(shí)，其ACI問題會(huì)非常嚴(yán)重。為了避免ACI，信號(hào)在兩側(cè)均要求寬的邊緣裕度，這減小了信號(hào)的頻譜效率。因此，由于處理ACI的問題，IOTAOFDM的頻譜效率可能會(huì)差于SAM。SAM僅僅是具有根升余弦(RRC)脈沖的、在頻率上略微重疊的單一載波調(diào)制的集合。相比于IOTAOFDM，SAM在頻譜上較不密集，這是因?yàn)楫?dāng)子信道在頻率上隔開1/Ts時(shí)RRC不是正交的。SAM的子信道頻率間距是(l+a-p)/Ts，其中a是RRC的滾降因子(roll-offfactor),而P是重疊量(a>p)。然而，RRC頻譜的旁瓣衰落快于任何其他脈沖。因此，當(dāng)子載波數(shù)目小時(shí)，SAM具有比IOTAOFDM好的頻譜效率，因?yàn)樵揝AM的ACI是最小的。但是，當(dāng)子載波數(shù)目大時(shí)，因?yàn)檩^寬的子載波間距，SAM在頻譜上是較低效率的。因此，通過IOTAOFDM沒有完全解決OFDM的ACI問題，并且可以通過此處討論的本發(fā)明解決SAM。存在對(duì)于新形式OFDM的需要，該OFDM具有IOTAOFDM和SAM此兩者的頻譜優(yōu)點(diǎn)，同時(shí)仍提供最佳頻譜效率，而與子載波數(shù)目無關(guān)。需要一種ACI抑制方案，用于通過減小旁瓣，解決這些多載波調(diào)制技術(shù)的ACI問題，而沒有增加顯著的成本。新的發(fā)明應(yīng)當(dāng)提供一種ACI抑制方法，該方法使用修改的RRC脈沖用于第一多載波調(diào)制形式和或修改的IOTA脈沖用于第二多載波調(diào)制形式。還可以應(yīng)用修改的RRC，以減小單一載波信號(hào)以及多載波信號(hào)的ACI。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明涉及用于在多載波調(diào)制系統(tǒng)中緩解相鄰信道干擾(ACI)的有效方法，所述多載波調(diào)制系統(tǒng)諸如OFDM等等。這些技術(shù)包括根升余弦正交頻分多路復(fù)用(RRCOFDM)、多載波調(diào)制的ACI抑制方案、修改的根升余弦(RRC)脈沖、修改的各向同性正交轉(zhuǎn)換算法(RRC)脈沖、和改進(jìn)的根升余弦(BTRRC)。技術(shù)在大的基片面積上進(jìn)行有效的器件制造下述參考文獻(xiàn)涉及自組裝技術(shù)，該技術(shù)可在本發(fā)明方法中用于使相互連接，所述參考文獻(xiàn)有(1)"Guidedmolecularself-assembly:areviewofrecentefforts",JiyunCHuiei^ar/"#"er.5Yrw".(2003)12，264-271;(2"Urge-ScaleHierarchicalOrganizationofNanowireArraysforIntegratedNanosystems"，Whang,D.;Jin，S.;Wu，Y.;Lieber，C.M.(2003)3(9)，1255-1259;(3)"DirectedAssemblyof0ne-Dimensiona1NanostructuresintoFunctionalNetworks",Y"uHuang,XiangfengDuan，QingqiaoWei和CharlesM.Lieber，i^/.e/ce(2001)291，630—633;以及(4)"Electric-fieldassistedassemblyandalignmentofmetallicna畫ires，，，PeterA.S氾ith等，Appl.Phys.Lett,(2000)77(9),1399—1401。巧〃|3I乂卞JH、J3T"^"今、芍人SI^^fT仄G迅3I/tgH、J力-、KA^1、-V4、T_滑所公開內(nèi)容矛盾的程度完整納入本說明書中。將本申請(qǐng)所提供的某些參考文獻(xiàn)通過引用的方式納入，以提供有關(guān)原料、附加原料、附加試劑、附加合成方法、附加分析方法和本發(fā)明其它用途的來源的細(xì)節(jié)。對(duì)于本領(lǐng)域技術(shù)人員而言明顯的是，除了本說明書所具體公開的方法、器件、器件元件、材料、工藝和技術(shù)以外，其他的方法、器件、器件元件、材料、工藝和技術(shù)亦可用于實(shí)施本說明書所概括公開的本發(fā)明，而無需借助過多的實(shí)驗(yàn)。本發(fā)明擬涵蓋本說明書所具體公開的方法、器件、器件元件、材料、工藝和技術(shù)的所有本領(lǐng)域已知的功能等同物。分別于2004年6月4日、2004年8月11日、2005年2月4日、2005年3月18日以及2005年5月4日提交的美國(guó)專利申請(qǐng)No.60/577,077、No.60/601,061、No.60/650,305、No.60/663,391和程度完整納入本說明書中。當(dāng)本"i兌明書公開了一組材料、組成、組件或化合物時(shí)，應(yīng)理解為這些組的所有單獨(dú)的成員以及這些組的所有亞組(subgroup)也^皮分別公開。當(dāng)本說明書使用馬庫什組或其他分組方式時(shí)，擬將該組所有的單獨(dú)成員以及該組所有可能的組合及亞組合(subcombination)包圖7是說明了在沒有任何ACI抑制方案的情況下，通用的OFDM、IOTAOFDM、RRCOFDM和SAM帶寬之間進(jìn)行比較的圖，其中子信道數(shù)目是IO，ACI要求是-40dB，并且其全部數(shù)據(jù)的吞吐量是基本上相等的。圖8是方框圖，說明了通過使用多載波調(diào)制的修改脈沖的ACI抑制方案的實(shí)現(xiàn)方案，所述多載波調(diào)制包括SAM、RRCOFDM禾tlIOTAOFDM。圖9是長(zhǎng)度為12Ts的分析頻譜圖，說明了傳統(tǒng)的RRC(滾降0.2)、修改的RRC(滾降0.2)、以及開窗的RRC(滾降0.2)。圖10是模擬的比特誤差率(BER)圖，說明了通過使用圖9的長(zhǎng)度為12Ts傳統(tǒng)RRC、修改的RRC和開窗的RRC的理想16QAM系統(tǒng)，說明了使用800,000比特隨機(jī)數(shù)據(jù)的MonteCarlo模擬結(jié)果。圖11是方框圖，示出了根據(jù)本發(fā)明優(yōu)選實(shí)施例的用于使用開窗和截?cái)嗌尚薷牡腞RC的方法。圖12是方框圖，說明了用于使用截?cái)啻吧尚薷牡腞RC的可替換方法。圖13說明了頻譜圖，示出了對(duì)于-40dB、-50dB、和-60dBACI要求的修改的RRC的優(yōu)越的設(shè)計(jì)示例。圖14說明了頻譜圖，示出了頻域脈沖削波的設(shè)計(jì)示例，其中通過該削波和逆傅立葉變換(IFT)有效地設(shè)計(jì)修改的IOTA。圖15是圖13所示的頻域脈沖逆傅立葉變換(IFT)圖，說明了考慮到非對(duì)稱頻譜時(shí)的復(fù)數(shù)脈沖形狀。圖16是方框圖，說明了用于修改低ACI脈沖的脈沖形狀的優(yōu)選方法，該低ACI脈沖諸如是削波的修改IOTA(MIOTA)脈沖。圖17是分析頻譜圖，其比較了削波的修改IOTA(MIOTA)脈沖和高斯MIOTA脈沖。圖18是頻譜比較圖，說明了在具有10個(gè)子信道的25KHzIOTAOFDM中使用ACI抑制方案的IOTAOFDM，該ACI抑制方案利用通用IOTA、高斯MIOTA和削波的MIOTA。圖19說明了本發(fā)明可替換實(shí)施例的方框圖，示出了改進(jìn)的根升余弦(BTRRC)干擾減小。圖20是RRC和BTRRC脈沖形狀的圖表表示。圖21是說明了分析RRC禾卩BTRRC的RRC的圖。圖22和23是圖，表示分別具有20Ts(Ts:符號(hào)間隔)和12Ts的BTRRC的BPSK的眼圖(eyepattern)。圖24是說明了BPSK比特誤差率的圖，其在附加的白高斯噪聲(AWGN)信道中具有20%(0.2Ts)定時(shí)誤差。圖25是說明了BPSK比特誤差率的圖，其在AWGN信道中沒有任何定時(shí)誤差。圖26是簡(jiǎn)化的方框圖，示出了使用多相位濾波的BTRRC調(diào)制的實(shí)現(xiàn)方案。圖27是說明了具有10個(gè)子信道SAM、RRCOFDM和BTRRCOFDM的模擬PSD(功率頻譜密度)的圖。圖28是說明了AWGN信道中BTRRCOFDM、RRCOFDM禾BSAM的比特誤差率的圖。圖29是說明了TU50選擇性衰落信道中RRCOFDM、BTRRCOFDM和SAM的比特誤差率的圖。具體實(shí)施方式盡管本申請(qǐng)文件以權(quán)利要求為結(jié)論，其中權(quán)利要求限定了被認(rèn)為是新穎的本發(fā)明的特征，應(yīng)當(dāng)相信，通過以下描述并且結(jié)合附圖可以更好地理解本發(fā)明，其中沿用相同的參考數(shù)字。RRCOFDM方法通常的單一載波信號(hào)，諸如二進(jìn)制的相移鍵控(BPSK)、正交相移鍵控(QPSK)、正交幅度調(diào)制(QAM)信號(hào)在基帶中可以被如下表達(dá)。s(t)=￡dnp(t-nTs)(1)其中t是連續(xù)時(shí)間，n是時(shí)間中的符號(hào)數(shù)目，dn是數(shù)據(jù)符號(hào)，P(t)是脈沖形狀函數(shù)，并且Ts(-TJ是符號(hào)間隔。dn是BPSK的實(shí)數(shù)和QPSK或QAM的復(fù)數(shù)。隨后，當(dāng)p(t)是矩形脈沖時(shí)，正交頻分多路復(fù)用(OFDM)信號(hào)僅僅是具有1/Ts頻率間距的信號(hào)s(t)的和。那么，在基帶中，通用OFDM可以被如下表示。<formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>(2)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>其中，m是頻率中子載波數(shù)目或符號(hào)數(shù)目，sUt)是第m個(gè)子載波的信號(hào)s(t)，M是子載波的總數(shù)目，rect(t)是符號(hào)周期(Ts)的單位功率矩形脈沖，并且f。是OFDM信號(hào)向基帶中心的頻率位移。圖l示出了通用OFDM信號(hào)結(jié)構(gòu)的時(shí)域和頻域繪圖。數(shù)據(jù)符號(hào)可以全部是復(fù)數(shù)，并且脈沖形狀是矩形。符號(hào)在很大程度上是重疊的，然而，考慮到它們己知的正交性，它們相互之間沒有干擾。另一方面，偏移OPSK(OQPSK)或偏移QAM(OQAM)信號(hào)可以如下表達(dá)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>(3)其中，數(shù)據(jù)符號(hào)an是褸，并且jn^是按時(shí)間的實(shí)數(shù)和虛數(shù)交替符號(hào)。實(shí)數(shù)(4)變?yōu)閍2^并且虛數(shù)(dn)變?yōu)閍2n。那么，每Ts/2發(fā)射數(shù)據(jù)符號(hào)，同時(shí)符號(hào)持續(xù)時(shí)間(Ts)保持相同。因此，數(shù)據(jù)符號(hào)有一半是重疊的。如同本領(lǐng)域技術(shù)人員所認(rèn)識(shí)到的，考慮到正交性，實(shí)數(shù)和虛數(shù)符號(hào)沒有相互干擾。這允許通過使用這些偏移調(diào)制而具有相同的吞吐量并且若干的優(yōu)點(diǎn)。p(t)可以是這些脈沖形狀類型中最大的，所述脈沖形狀諸如矩形、正弦、RRC或IOTA。然而，當(dāng)通過添加具有1/Ts頻率間距的子載波信號(hào)4(t)而生成OFDM信號(hào)時(shí)，僅有各向同性正交轉(zhuǎn)換算法(IOTA)和RRC脈沖保持正交性。二維(時(shí)間和頻率)偏移OFDM可以通過以下等式表達(dá)，該等式具有時(shí)間和頻率中的實(shí)數(shù)和虛數(shù)數(shù)據(jù)符號(hào)的交替<formula>formulaseeoriginaldocumentpage11</formula>由于時(shí)間和頻率中的全部相鄰符號(hào)均具有實(shí)數(shù)和虛數(shù)交替，因此該偏移OFDM結(jié)構(gòu)用于實(shí)現(xiàn)IOTAOFDM,其中p(t)是IOTA函數(shù)。從圖2可以最佳地看出，僅在p(t)是IOTA函數(shù)時(shí)，C(t)信號(hào)已經(jīng)被識(shí)別為相互正交的。然而，如圖4所示，本領(lǐng)域技術(shù)人員可以認(rèn)識(shí)到，當(dāng)脈沖形狀P(t)是RRC時(shí)，這些信號(hào)也是正交的。圖5說明了當(dāng)子信道頻率間距是0.8/Ts至1.2/Ts時(shí)，RRCOFDM和SAM系統(tǒng)的均方根誤差(RMSE)繪圖。在圖5中，當(dāng)子信道被正交地隔開時(shí)，RMSE是零。RRCOFDM的RMSE變?yōu)榱?，其中頻率間距是1/Ts，盡管具有相同RRC的SAM的RMSE從來不會(huì)變?yōu)榱恪RCOFDM的這種正交現(xiàn)象非常類似于通用OFDM和IOTAOFDM的正交現(xiàn)象。還未發(fā)現(xiàn)利用任何其他脈沖形狀可以產(chǎn)生有效的正交性。即使是非常類似于RRC的RC(升余弦)脈沖也不是有效的。然而，不一定要找到其他可能的脈沖，因?yàn)镽RC是已知關(guān)于頻譜效率的最期望的脈沖形狀。圖1說明了通用OFDM信號(hào)結(jié)構(gòu)的時(shí)域和頻域繪圖。符號(hào)在很大程度上是重疊的，然而，由于已知的矩形脈沖的正交性，它們相互之間沒有相互干擾。然而，因?yàn)樵跀?shù)理上是正弦函數(shù)的矩形脈沖頻譜的旁瓣衰落非常慢，因此，具有通用OFDM的ACI可能是嚴(yán)重的。類似地，OFDM的慢衰落頻譜也可以從圖7中看出。在實(shí)踐中，通過使用升余弦窗，通用OFDM的頻譜衰落快于圖7所示的；然而，該頻譜仍然衰落得遠(yuǎn)慢于該示例中示出的其他頻譜。因此，通用OFDM的等效帶寬劣于任何其他的等效帶寬。圖2說明了IOTAOFDM信號(hào)結(jié)構(gòu)的時(shí)域和頻域繪圖，說明了在時(shí)域和頻域中的實(shí)數(shù)和虛數(shù)數(shù)據(jù)符號(hào)交替的實(shí)現(xiàn)方案。符號(hào)是重疊的，但是，考慮到IOTA脈沖的已知的正交性，它們之間沒有相互干擾。該頻譜與通用OFDM的頻譜一樣密集，然而，當(dāng)子載波數(shù)目非常小(即<~32)時(shí)，考慮到IOTA脈沖的慢衰落旁瓣，等效帶寬可以小于可伸縮高級(jí)調(diào)制(SAM)的帶寬。圖3示出了SAM信號(hào)結(jié)構(gòu)的時(shí)域和頻域繪圖，說明了通用單一載波調(diào)制信號(hào)的和，且頻率中RRC(a=0.2)脈沖的略微重疊。該說明示出了1.125/Ts而不是1.2/Ts的頻率間距。這是可能的，因?yàn)樵撔〉闹丿B(P、075)沒有嚴(yán)重地劣化比特誤差率(BER)性能。然而，1.125/Ts的頻率間距將帶寬擴(kuò)展了12.5%。因此，即使在子載波數(shù)目非常小(即<32)時(shí)SAM的等效帶寬小于IOTAOFDM的等效帶寬，當(dāng)子載波數(shù)目大(即，>~128)時(shí)，SAM的等效帶寬也會(huì)大于IOTAOFDM的等效帶寬。圖4示出了RRCOFDM信號(hào)結(jié)構(gòu)的時(shí)域和頻域繪圖，該信號(hào)結(jié)構(gòu)與IOTAOFDM相同，但是其脈沖形狀是RRC。符號(hào)是重疊的，但是，因?yàn)镮OTA脈沖的新穎的正交性，它們之間沒有相互干擾。RRCOFDM具有IOTAOFDM和SAM此兩者的頻譜優(yōu)點(diǎn)，即分別是密集的頻譜和快衰落的脈沖。因此，RRCOFDM提供了最佳頻譜效率，而與子載波數(shù)目無關(guān)。當(dāng)子載波數(shù)目是IO并且ACI要求是-40dB時(shí)，RRCOFDM等效帶寬近似為SAM的95%(滾降06=.2，重疊p二.075)、IOTAOFDM的75%、以及小于具有合理的窗的通用OFDM的50%。存在這樣的計(jì)算，即其中RRCOFDM的帶寬是0.5x19+0.75x2=11，IOTAOFDM是0.5x19+2.5x2=14.5，并且SAM的帶寬是1.125x9+0.75x2=11.625。當(dāng)子載波數(shù)目是64，并且ACI要求保持相同時(shí)，這還可以近似為SAM的87%，IOTAOFDM的95%和具有升余弦窗(滾降.05)的通用OFDM的65%。因此，具有RRC的偏移OFDM是RRCOFDM并且是有本發(fā)明的優(yōu)選方法所定義的，且是最為頻譜有效的OFDM類型。圖6以方框圖格式說明了根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選方法實(shí)現(xiàn)RRCOFDM600的方法。生成601移幅鍵控(ASK)符號(hào)，這是歸一化的實(shí)數(shù)符號(hào)，通常具有2、4和8個(gè)信號(hào)電平。具有2、4和8電平ASK的RRC對(duì)應(yīng)于具有QPSK、QAM禾卩64QAM的OFDM。在等式(4)示出ASK符號(hào)矩陣中的實(shí)數(shù)和虛數(shù)交替602，由此實(shí)數(shù)ASK符號(hào)的全部相鄰ASK符號(hào)是虛數(shù)，并且虛數(shù)ASK符號(hào)的全部相鄰ASK符號(hào)是實(shí)數(shù)。通過使用RRC濾波器生成603子載波信號(hào)，同時(shí)利用1/Ts頻率間距構(gòu)建604子載波信號(hào)，如從等式(4)所看到的。然而，通過采用快速傅立葉變換(FFT)的高級(jí)方法，可以實(shí)現(xiàn)生成603和構(gòu)建604的步驟。如同本領(lǐng)域技術(shù)人員進(jìn)一步認(rèn)識(shí)到的，更為實(shí)際的是，可以通過使用重疊-添加方法或多相位濾波，實(shí)現(xiàn)上述步驟，所述重疊-添加方法或多相位濾波是高級(jí)的數(shù)字信號(hào)處理(DSP)方案。進(jìn)一步，在信道上發(fā)射605RRCOFDM信號(hào)，隨后通過步驟603和604的匹配過程，使用解構(gòu)建606和匹配濾波技術(shù)607來解調(diào)RRCOFDM信號(hào)。檢測(cè)608ASK符號(hào)，并且補(bǔ)償609在步驟602執(zhí)行的實(shí)數(shù)和虛數(shù)交替。在使用多相位濾波實(shí)現(xiàn)的分析性模擬模型中，應(yīng)當(dāng)認(rèn)識(shí)到，由于RRCOFDM優(yōu)異的正交性，因此，不存在來自子信道重疊以及白高斯噪聲(AWGN)信道的功率靈敏度損失。因此，AWGN中RRCOFDM的BER與通用OFDM或IOTAOFDM的BER相同。瑞利衰落信道中的RRCOFDM的BER與SAM或IOTAOFDM中的BER相比時(shí)，也是有競(jìng)爭(zhēng)力的。用于多載波調(diào)制方法的ACI抑制方案盡管RRCOFDM具有非常低的ACI，但是當(dāng)采用了ACI抑制方案時(shí)，ACI可以是減小到更小。當(dāng)多載波系統(tǒng)脈沖形狀的旁瓣是高的時(shí)(這樣會(huì)引起嚴(yán)重的ACI)，ACI抑制方案是非常有效的。當(dāng)ACI要求低于近似-40dB時(shí)，本發(fā)明的ACI抑制方法在RRCOFDM和SAM中是非常有效的。如圖9所示，這是因?yàn)橐韵率聦?shí)，即在低于-40dB時(shí)，傳統(tǒng)RRC的旁瓣引起了嚴(yán)重的干擾。由于在低于-40dB時(shí)，IOTA脈沖具有比RRC脈沖更為嚴(yán)重的旁瓣，因此，在IOTAOFDM中ACI抑制方案典型地是非常有效的。在多載波信號(hào)的中部，RRC和IOTA脈沖的這些高的旁瓣不會(huì)產(chǎn)生問題。然而，它們?cè)诙噍d波信號(hào)的兩個(gè)邊緣引起了ACI問題。ACI抑制方案采用了修改的脈沖，該脈沖具有同原始脈沖的相當(dāng)好的正交性、小的功率靈敏度損失，并且沒有嚴(yán)重的邊緣子載波信號(hào)旁瓣。通過ACI要求和脈沖形狀的旁瓣屬性，確定邊緣子信道信號(hào)的數(shù)目。盡管修改的脈沖在BER中具有一些功率靈敏度損失，但是全部多載波信號(hào)的總功率靈敏度損失是可以忽略不計(jì)的，這是因?yàn)檎麄€(gè)信號(hào)中的大多數(shù)脈沖不是修改的脈沖。然而，當(dāng)子載波數(shù)目小(目卩<~128)時(shí)，給定ACI要求的帶寬顯著減小。ACI抑制方案的性能通常取決于查找良好的修改的脈沖，并且判定該修改的脈沖的邊緣子載波的數(shù)目。圖8是方框圖，說明了通過使用多載波調(diào)制的修改的脈沖的ACI抑制方案的實(shí)現(xiàn)方案800，所述多載波調(diào)制包括SAM、RRCOFDM和IOTAOFDM。兩個(gè)或更多邊緣子信道使用修改的脈沖803，并且剩余子信道使用傳統(tǒng)RRC脈沖802。例如，如果在SAM中ACI要求大于-54dB時(shí)，所需邊緣子信道數(shù)目是僅為兩個(gè)。如果在RRCOFDM中ACI要求大于-48dB，則邊緣子信道的所需數(shù)目也是僅為兩個(gè)(每側(cè)一個(gè))，這是因?yàn)樵诘诙钸吘壸有诺捞幍囊?guī)則RRC脈沖旁瓣沒有影響整個(gè)RRCOFDM信號(hào)的-48dB帶寬。如果要求的ACI低于-48dB帶寬，則修改的RRC脈沖應(yīng)當(dāng)用于4個(gè)邊緣子信道。在IOTAOFDM系統(tǒng)中，邊緣子信道的要求數(shù)目通常大于在RRCOFDM或SAM中的數(shù)目，這是因?yàn)镮OTA脈沖具有較大的旁瓣。然后，將規(guī)則脈沖形狀的信號(hào)802和修改的脈沖形狀的信號(hào)803組合，以構(gòu)建804低ACI多載波調(diào)制信號(hào)，該信號(hào)通過信道發(fā)射805。用于接收的匹配濾波器不要求邊緣子信道的修改的脈沖，這是因?yàn)樾薷牡拿}沖通常非常類似于規(guī)則的脈沖。對(duì)具有修改脈沖的子載波信號(hào)使用該規(guī)則匹配濾波器而造成的功率靈敏度損失可以忽略不計(jì)。因此，對(duì)于與規(guī)則的匹配濾波方法807—起使用的全部子載波信號(hào)，匹配濾波器是傳統(tǒng)的RRC，隨后檢測(cè)808符號(hào)并且處理該符號(hào)，以進(jìn)行使用?？傊鐖D6所示的方法，對(duì)于RRCOFDM或IOTAOFDM生成801ASK符號(hào)，這樣生成了SAM的QPSK或QAM符號(hào)。RRCOFDM和IOTAOFDM的生成處理中包含實(shí)數(shù)和虛數(shù)交替。通過利用規(guī)則脈沖進(jìn)行多相位濾波，構(gòu)建802中心子載波的多載波信號(hào)，并且利用修改的脈沖，構(gòu)建803邊緣子載波的多載波信號(hào)。通過添加這兩個(gè)信號(hào)，構(gòu)建804低的ACI多載波信號(hào)。本領(lǐng)域技術(shù)人員將認(rèn)識(shí)到，如果得到的多載波信號(hào)是相同的，則該多載波信號(hào)實(shí)現(xiàn)過程可以發(fā)生變化。然后，通過信道發(fā)射805的多載波信號(hào)通過規(guī)則的多相位濾波807等等被解構(gòu)建806。如本領(lǐng)域已知的的，多相位濾波技術(shù)使用全部子信道信號(hào)的規(guī)則脈沖。然后進(jìn)行符號(hào)檢測(cè)808，并且對(duì)于RRCOFDM和IOTAOFDM，包括時(shí)間和頻率交替的補(bǔ)償。這樣，本發(fā)明的ACI抑制方法不要求在接收機(jī)側(cè)對(duì)多載波系統(tǒng)進(jìn)行的任何修改。這允許ACI抑制方案實(shí)現(xiàn)多載波信號(hào)的帶寬減小，并且對(duì)系統(tǒng)復(fù)雜性增加和/或功率靈敏度損失帶來的增加可忽略不計(jì)。修改的根-升余弦(RRC)脈沖方法修改的RRC主要被開發(fā)用于信號(hào)載波調(diào)制的ACI抑制。然而，該方法在多載波調(diào)制方面也顯示了優(yōu)異的性能，所述多載波調(diào)制諸如RRCOFDM和SAM。從數(shù)理上，RRC脈沖(或?yàn)V波器)的有限長(zhǎng)度用以下表達(dá)RRC(totTL)=4ac。s[(1+a)rct/Ts]+sin[(l-a)7ct/TsV[t/Ts]、，，s，"7r(l-(4cct/Ts)2)，其中-L!/2StS1^/2并且M是RRC脈沖長(zhǎng)度，并且a是滾降因子。如圖9所示，RRC的旁瓣衰落快于其他脈沖，然而，當(dāng)要求的ACI低于-33dB、滾降因子為0.2、且脈沖長(zhǎng)度Li為12Ts時(shí)，這仍然可以產(chǎn)生問題。如圖10所示，如果將窗應(yīng)用于RRC脈沖上，則最高旁瓣將會(huì)下降到-55dB，然而，在1(^BER時(shí)的功率靈敏度損失(BER劣化)近似為0.74dB，這不是可以忽略不計(jì)的。因此，本發(fā)明包括修改的RRC設(shè)計(jì)方法，其已經(jīng)開發(fā)用于以可忽略不計(jì)的BER劣化來滿足要求的ACI。圖11說明了方框圖，示出用于根據(jù)本發(fā)明另一可替換實(shí)施例產(chǎn)生修改的RRC的過程。等效等式可以如下表達(dá)-MRRC(t，a，Ts，WN,L,，L2)=NR[TR[WN[RRC(t，a，Ts，L,)，L丄L2]]，(6)其中NR是功率的歸一化，TR是截?cái)?，WN是開窗，k是原型RRC脈沖或窗長(zhǎng)度，并且L2是截?cái)嗷蛘咝薷牡腞RC脈沖長(zhǎng)度。例如，在圖11中，生成101具有長(zhǎng)度為18Ts^L0的RRC(滾降0.2)脈沖，并且通過具有長(zhǎng)度18Ts的Harming窗對(duì)該RRC脈沖進(jìn)行開窗102。然后，通過具有長(zhǎng)度為12Ts—L2)的矩形窗，對(duì)開窗的脈沖進(jìn)行截?cái)?03。通過將該脈沖除以104其均方根(RMS)值，以進(jìn)行歸一化。這樣，生成105具有長(zhǎng)度為12Ts的修改的RRC脈沖，該修改的RRC脈沖具有低于傳統(tǒng)RRC脈沖的旁瓣，并且具有小于如圖9所示的開窗RRC脈沖的主瓣帶寬。該修改的RRC脈沖還具有比如圖IO所示的開窗RRC脈沖好的效率?？紤]到開窗RRC脈沖的過度失真(over-distortion)，開窗RRC脈沖具有大的BER劣化程度。然而，修改的RRC脈沖具有最小的BER劣化，因?yàn)橹灰鼭M足給定的ACI要求，它的失真會(huì)盡可能地小。當(dāng)1^和L2的差小時(shí)，旁瓣衰落較快，但是BER劣化較大。因此，可以對(duì)給定的濾波器長(zhǎng)度設(shè)計(jì)修改的RRC，以在低旁瓣和BER劣化之間進(jìn)行權(quán)衡。<table>tableseeoriginaldocumentpage17</column></row><table>表1:各種RRC濾波器的功率和頻譜效率如圖12所示，示出了修改的RRC實(shí)現(xiàn)方法200，即使實(shí)現(xiàn)了相同的結(jié)果，該方法也是可以改變的。通過具有長(zhǎng)度為12Ts的矩形窗，截?cái)?01具有長(zhǎng)度為18Ts的Harming窗。然后，通過具有長(zhǎng)度為12Ts的截?cái)嗟腍arming窗，對(duì)原型RRC脈沖長(zhǎng)度12Ts進(jìn)行開窗202。如圖11所示，對(duì)該脈沖也進(jìn)行歸一化203。這樣，按照?qǐng)D11中描述的方法，生成204相同的修改的RRC脈沖。表1示出了傳統(tǒng)的RRC脈沖、開窗RRC脈沖、以及修改的RRC脈沖之間詳細(xì)比較。這些脈沖是與此處附圖9和10中所使用的相同的示例。圖13示出了用于給定ACI要求的修改的RRC的良好設(shè)計(jì)信號(hào)頻譜的示例。修改的RRC的波形"A"是設(shè)計(jì)用于滿足-40dBACI要求。濾波器長(zhǎng)度是12Ts，并且在IO'3BER處的BER劣化是0.06dB。修改的RRC的波形"B"是設(shè)計(jì)用于滿足-50dBACI要求。濾波器長(zhǎng)度是18Ts，并且在l(T3BER處的BER劣化是0.04dB。修改的RRC的波形"C"是設(shè)計(jì)用于滿足-60dBACI要求。濾波器長(zhǎng)度是18Ts，并且在10—3BER處的BER劣化是0.08dB。如果允許更多的BER劣化，則濾波器長(zhǎng)度可以減小，以實(shí)現(xiàn)給定的ACI要求。本領(lǐng)域技術(shù)人員將認(rèn)識(shí)到，這種類型的修改的RRC脈沖可以用于系統(tǒng)使用RRC脈沖的任何單一載波系統(tǒng)，該單一載波系統(tǒng)諸如QPSK或QAM系統(tǒng)。然而，該方法還可以用于多載波調(diào)制，諸如利用ACI抑制方案的SAM和RRCOFDM。在多載波系統(tǒng)中，通過使用修改的RRC而產(chǎn)生的功率靈敏度損失甚至低于單一載波系統(tǒng)中的。這是因?yàn)閮H在兩個(gè)邊緣子信道處采用修改BER，由此BER劣化量是2/M的因子，其中M是子載波數(shù)目。修改的各向同性正交轉(zhuǎn)換算法(IOTA)脈沖方法MIOTA(修改的IOTA)脈沖被開發(fā)用于在IOTAOFDM系統(tǒng)上應(yīng)用ACI抑制方案。不是通過RRC脈沖形狀、而是通過開窗方案減小的受限脈沖長(zhǎng)度，引起了RRC的旁瓣。然而，不是通過受限的脈沖長(zhǎng)度、而是通過IOTA脈沖形狀，引起了IOTA的旁瓣，從而使得開窗沒有有效地減小高的旁瓣。該技術(shù)要求強(qiáng)的和直接的脈沖修改。因此，在本發(fā)明的另一實(shí)施例中，引入了低ACI的新的脈沖形狀修改方法。MIOTA脈沖不需要象修改的RRC脈沖那樣在兩側(cè)具有低的旁瓣，這是因?yàn)镮OTA脈沖從來不會(huì)用于單一載波系統(tǒng)。因此，該濾波器修改方法抑制了頻譜一側(cè)的旁瓣。通過在頻域修改脈沖并且通過對(duì)其進(jìn)行逆傅立葉變換(IFT)作為新的修改的脈沖，可以控制脈沖形狀的頻譜。該脈沖不再是實(shí)數(shù)脈沖，因?yàn)轭l譜不是對(duì)稱的。然而，它也是可以使用的，原因是由于失真量小，修改的脈沖的虛數(shù)部分具有非常小的功率。本領(lǐng)域技術(shù)人員將進(jìn)一步認(rèn)識(shí)到，在工業(yè)中存在其他的建議，用于使用在兩個(gè)外部子信道(每側(cè)一個(gè))不具有對(duì)稱頻譜的MIOTA脈沖。該方法的通用ACI抑制方案使用了外部子信道處的低的ACI脈沖。這種類型的脈沖可以被稱為"高斯MIOTA"，因?yàn)镻SD的一側(cè)看起來象高斯脈沖的頻譜，而另一側(cè)看起來象IOTA脈沖的頻譜。應(yīng)當(dāng)認(rèn)識(shí)到，通過移除頻域中IOTA函數(shù)的一系列擴(kuò)充中的適當(dāng)項(xiàng)，形成高斯MIOTA。盡管沒有公開詳細(xì)的濾波器系數(shù)，但是可以通過IFT方法對(duì)濾波器進(jìn)行模擬，這是新脈沖形狀的修改方案。從經(jīng)驗(yàn)?zāi)M高斯MIOTA，通過使用IFT修改方案，可以設(shè)計(jì)優(yōu)越的MIOTA。當(dāng)修改的脈沖頻譜的左和右側(cè)相互接近時(shí)，MIOTA的BER劣化較小。因此，可以形成高旁瓣被削波的輕度修改的IOTA脈沖，而不是高斯MIOTA脈沖。圖14說明了經(jīng)過削波的頻域脈沖設(shè)計(jì)示例。通過該簡(jiǎn)單的削波技術(shù)，可以有效地設(shè)計(jì)修改的IOTA脈沖。即使削波電平為小于-70dB，功率靈敏度損失(BER劣化)也基本上是零。這是因?yàn)橄鞑ǖ腎OTA脈沖相比于高斯脈沖，非常接近于原始IOTA脈沖的外形。類似地，圖15是時(shí)域MIOTA脈沖的說明，該時(shí)域MIOTA脈沖是圖14所示的頻域脈沖的IFT。該時(shí)域MIOTA脈沖的歸一化版本用作新的MIOTA。由于該時(shí)域MIOTA脈沖頻譜不是對(duì)稱的，因此它是復(fù)數(shù)脈沖形狀。然而，因?yàn)樗灰獫M足ACI要求，失真量是盡可能小的，因此BER劣化可以忽略不計(jì)。然而，它使脈沖形狀濾波的復(fù)雜性增加兩倍，因?yàn)槊}沖中存在虛數(shù)分量。圖16是方框圖，示出了修改低ACI的脈沖形狀的方法。生成1601IOTA脈沖，并且將該IOTA脈沖傅立葉變換1602成頻域脈沖。然而，在實(shí)際IOTA脈沖修改中，該過程可以省略，因?yàn)槔硐氲腎OTA脈沖在時(shí)域和頻域中具有相同的形狀。因此，削波1603從通用IOTA脈沖開始，假設(shè)它是頻域脈沖。典型設(shè)計(jì)方法包括對(duì)不需要的旁瓣部分進(jìn)行削波。通過信道邊界處的ACI要求或相鄰信道耦合功率比(ACCPR)要求，確定削波電平。如圖14所示，這是通過將脈沖值替換為低的常數(shù)值實(shí)現(xiàn)的，其中高的旁瓣位于如圖所示的位置。將削波的頻域脈沖逆傅立葉變換1604到時(shí)域復(fù)數(shù)脈沖。然后，使復(fù)數(shù)脈沖歸一化1605，并且完成1606MIOTA脈沖。圖17說明了削波的MIOTA和高斯MIOTA脈沖之間的分析頻譜比較圖。削波的MIOTA顯示了相對(duì)于高斯MIOTA較低的ACI和較小的功率效率損失。PSD中削波的MIOTA的實(shí)際旁瓣電平略高于如圖14所示的頻域信號(hào)的旁瓣電平。這是因?yàn)楣β蕷w一化和時(shí)域中受限的脈沖長(zhǎng)度。然而，該旁瓣是足夠低到滿足信道邊界處的-60dBACI要求。信道邊界處的削波的MIOTA的ACI優(yōu)于高斯MIOTA的ACI，這是因?yàn)橄鞑ǖ腗IOTA的主瓣窄于高斯MIOTA的主瓣。同樣，在檢測(cè)到的符號(hào)的均方根誤差(RMSE)中測(cè)量的削波的MIOTA的功率靈敏度損失遠(yuǎn)小于(近似.00CB)高斯MIOTA的功率靈敏度損失(近似.03)。如果RMSE小于.01，則在BLER繪圖中功率靈敏度損失似乎可以忽略不計(jì)?？紤]到在若干外部子信道處的MIOTA脈沖的PSD的組成，IOTAOFDM的ACI將略微增加。圖18和表2示出了利用ACI抑制方案的IOTAOFDM的模擬結(jié)果。在25kHz信道中，IOTAOFDM具有10個(gè)子信道(4ksym/sec)。在該模擬中，IOTA脈沖具有每符號(hào)50個(gè)樣本和8Ts長(zhǎng)度(Ts二500psec)。圖18說明了利用通用OFDM、高斯IOTA、或削波的IOTA作為邊緣子信道低ACI脈沖的若干IOTAOFDM系統(tǒng)的PSD。還示出了測(cè)量的RMSE，以估計(jì)每個(gè)系統(tǒng)的功率靈敏度損失。表2詳細(xì)解釋了ACI抑制性能。它說明了RMSE中的測(cè)量ACI、ACCPR和功率效率，以及在每個(gè)IOTAOFDM的1(T3BER處的BER劣化。測(cè)量信道邊界處的ACI，同時(shí)在主信道平均信號(hào)功率歸一化到OdB時(shí)，減小信道邊界外部的最大信號(hào)功率電平。這是相鄰信道處的最大干擾信號(hào)功率電平。測(cè)量相鄰信道處平均干擾信號(hào)功率電平的相鄰信道耦合功率比(ACCPR)。這是相鄰信道處的平均干擾信號(hào)功率除以主信道處的主信號(hào)功率(同信道功率)(on-channd)而得到的比率。在該模擬中，該同信道功率近似為-0.2dB。當(dāng)削波的MIOTA適用于邊緣的4個(gè)子信道時(shí)，ACI抑制方案執(zhí)行的優(yōu)于任何其它方案。在-40dB處，削波的MIOTAOFDM的帶寬減小了~17%，盡管這樣，削波的MIOTAOFDM的帶寬仍然大于RRCOFDM的帶寬。它基本上沒有功率損失。<table>tableseeoriginaldocumentpage21</column></row><table>表2:通過利用MIOTA的ACI抑制方案產(chǎn)生的ACI減iiBTRRC在2000年9月的出版物IEEECommunicationsLetters,Vol.5,No.9,由N.C.Beaulieu、C.C.Tan和M.O.Damen的名為"Betterthan"NyquistPulse(改進(jìn)Nyquist脈沖)中討論了BTRC脈沖形狀(或?yàn)V波器)等式。BTRC脈沖形狀可以如下表達(dá)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage21</formula>(7)帶寬B4/(2Ts)，其中Ts是符號(hào)間隔并且o!是滾降因子。通常，優(yōu)選的是，在無噪聲系統(tǒng)中使該濾波器作為總信道濾波器。因此，該濾波器的平方根形式，即BTRRC，用作發(fā)射濾波器和匹配接收濾波器。然而，沒有BTRRC閉合形式的等式，因此，應(yīng)當(dāng)使用傅立葉變換方法計(jì)算BTRRC。BTRC脈沖長(zhǎng)度以及FFT和IFFT的數(shù)目將是非常大的，以獲得準(zhǔn)確的BTRRC。典型地，200Ts長(zhǎng)度BTRC和40000點(diǎn)FFT可以用作模擬參數(shù)。圖19說明了本發(fā)明可替換實(shí)施例的方框圖，示出了用于實(shí)現(xiàn)改進(jìn)的根升余弦(BTRRC)脈沖形狀1900的方法。根據(jù)該方法，通過傅立葉變換，將等式(7)的時(shí)域BTRRC波形1901變換到頻域波形1903。將該波形轉(zhuǎn)換成頻域波形的平方根形式1905。然后，通過逆傅立葉變換，將該波形變換回時(shí)域波形1907。這樣，通過傅立葉變換方法獲得了BTRRC脈沖形狀。如圖20所示，BTRRC的脈沖形狀類似于RRC的脈沖形狀，但是在時(shí)域中BTRRC衰落慢于RRC。因此，推薦用具有20Ts長(zhǎng)度的BTRRC置換具有12Ts長(zhǎng)度的RRC。因此，具有20Ts長(zhǎng)度的BTRRC的功率頻譜密度(PSD)與具有12Ts長(zhǎng)度的RRC的功率頻譜密度具有可比性。在約-35dB或更低處，BTRRC的PSD窄于RRC的PSD，但是在約-35dB或更高處，BTRRC的PSD寬于RRC的PSD，如圖21所示。從圖22和23可以看出，BTRRC比RRC優(yōu)越之處在于，BTRRC的眼大于RRC的眼。因此，在BPSK系統(tǒng)中，當(dāng)存在定時(shí)誤差時(shí)，BTRRC的BER優(yōu)于RRC的BER，如圖24所示，但是當(dāng)不存在定時(shí)誤差時(shí)，BTRRC的BER不會(huì)優(yōu)于(略微差于但是幾乎是相同的)RRC的BER，如圖25所示。然而，定時(shí)誤差是聯(lián)播系統(tǒng)中的最大問題。聯(lián)播系統(tǒng)在相同的時(shí)間從若干基站發(fā)射相同的信號(hào)。因此，由于不同的衰落信道使得接收信號(hào)具有不同的定時(shí)。因此，通常，即使系統(tǒng)損失了大量的頻譜效率，聯(lián)播系統(tǒng)也會(huì)要求大的眼脈沖形狀。BTRRC具有大于RRC的眼，但是可以置換RRC，而不需要其他的系統(tǒng)變更。因此，利用BTRRC的任何調(diào)制將提供關(guān)于定時(shí)誤差的顯著的魯棒性，而不會(huì)損失頻譜效率。當(dāng)在諸如聯(lián)播系統(tǒng)中存在定時(shí)問題時(shí)，BTRRC優(yōu)于RRC。根據(jù)N.C.Beaulieu和J.Cheng的提交到VTC2004的論文"BERPerformanceofANovelPulseShapeinCochannelInterference,"(共信道干擾中新穎脈沖形狀的BER性能)，在Nakagami衰落信道和共信道干擾環(huán)境中，BTRRC相比于RRC還顯示了較好的BERBTRRCOFDM在ProceedingsoftheIEEE,Vol.83,No.6，June1995中的B.LeFloch,M.Alard禾QC.Berrous的論文"CodedOrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing,"(編碼正交頻分多路復(fù)用)中，討論了一種IOTAOFDM,該IOTAOFDM使用快速衰落的IOTA脈沖提供低相鄰信道干擾的第一偏移OFDM。該偏移OFDM的數(shù)據(jù)符號(hào)在時(shí)間和頻率中均具有實(shí)數(shù)-虛數(shù)的交替，同時(shí)在子載波的頻率間距是1/Ts時(shí)還顯示了正交性。本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)認(rèn)識(shí)到，當(dāng)存在大的子載波數(shù)目時(shí)，IOTAOFDM具有比SAM(可伸縮高級(jí)調(diào)制)更好的頻譜效率，并且在具有較小的子載波數(shù)目時(shí)，IOTAOFDM具有比SAM低的效率。因此，隨后RRCOFDM被認(rèn)為是第二偏移OFDM，并且RRCOFDM的頻譜效率大于任何給定子載波數(shù)目的類似調(diào)制類型。為偏移OFDM得到的第三可能的脈沖是BTRRC。BTRRCOFDM是具有BTRRC脈沖的偏移OFDM，其還在時(shí)域和頻域中均具有實(shí)數(shù)和虛數(shù)數(shù)據(jù)符號(hào)的交替。當(dāng)BTRRC脈沖在頻率上隔開1/Ts且在時(shí)間上隔開Ts/2時(shí)，它們出乎意料地是相互正交的。這與IOTAOFDM中正交的IOTA脈沖和RRCOFDM中正交的RRC脈沖具有可比性。因此，可以通過在等式(4)的RRCOFDM實(shí)現(xiàn)方案中將RRC置換成BTRRC,完成BTRRC的實(shí)現(xiàn)方案。圖26以簡(jiǎn)化的方框圖，說明了根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選方法實(shí)現(xiàn)BTRRCOFDM2600的方法。生成2601移幅鍵控(ASK)符號(hào)，這是歸一化的實(shí)數(shù)符號(hào)，通常具有2、4和8個(gè)信號(hào)電平。具有2、4和8電平ASK的BTRRCOFDM對(duì)應(yīng)于具有QPSK、16QAM和64QAM的OFDM。在等式(4)中r^示出了ASK符號(hào)矩陣中的實(shí)數(shù)和虛數(shù)交替2603，由此在時(shí)域和頻域中，實(shí)數(shù)ASK符號(hào)的全部相鄰ASK符號(hào)是虛數(shù)，并且虛數(shù)ASK符號(hào)的全部相鄰的ASK符號(hào)是實(shí)數(shù)。通過使用BTRRC濾波器生成2605子載波信號(hào)，同時(shí)利用1/Ts頻率間距構(gòu)建2607子載波信號(hào)，如從等式(4)所看到的，其中P(t)是等式(7)的BTRRC。如同本領(lǐng)域技術(shù)人員進(jìn)一步認(rèn)識(shí)到的，更為實(shí)際的是，可以通過使用重疊-添加方法或多相位濾波，實(shí)現(xiàn)上述步驟，所述重疊-添加方法或多相位濾波是高級(jí)數(shù)字信號(hào)處理(dsp)方案。而且，在信道上發(fā)射2609btrrcofdm信號(hào)，隨后通過步驟2605和2607的匹配過程，使用解構(gòu)建2611和匹配濾波技術(shù)2613，解調(diào)該btrrcofdm信號(hào)。檢測(cè)2615ask符號(hào)，并且補(bǔ)償2617在步驟2603執(zhí)行的實(shí)數(shù)和虛數(shù)交替。在使用多相位濾波實(shí)現(xiàn)的分析性的模擬模型中，應(yīng)當(dāng)認(rèn)識(shí)到，不存在來自子信道重疊以及由于btrrcofdm優(yōu)異正交性產(chǎn)生的白高斯噪聲(awgn)信道而引起的功率靈敏度損失。在聯(lián)播環(huán)境中，btrrcofdm比rrcofdm更為有利，因?yàn)樵诼?lián)播環(huán)境中，btrrc比rrc更有利。從圖27可以看出，btrrcofdm的頻譜典型地優(yōu)于sam或iotaofdm，這是因?yàn)閎trrcofdm的頻譜與rrcofdm的頻譜幾乎是相同的。圖27所示的頻譜繪圖是具有相同數(shù)據(jù)速率的10個(gè)子信道的sam、rrcofdm、和btrrcofdm的psd。因此，高度推薦btrrcofdm作為聯(lián)播sam的置換，如同rrcofdm被推薦作為通用sam的置換，這是因?yàn)閎trrcofdm在功率和頻譜這兩方面均將展示出優(yōu)于聯(lián)播sam的性能。圖28和圖29示出了btrrcofdm的ber與sam和rrcofdm的ber性能比較。當(dāng)沒有采用導(dǎo)頻內(nèi)插時(shí)，它們處于awgn和tu50衰落信道中。在ber方面，btrrcofdm相對(duì)于sam的優(yōu)勢(shì)是明顯的，但是在awgn或平衰落信道中(tu50接近于平衰落)，btrrcofdm相對(duì)于rrcofdm的優(yōu)勢(shì)較少。對(duì)于本領(lǐng)域技術(shù)人員來說顯而易見的是，這在如圖25所示的聯(lián)播環(huán)境中將是顯著的。btrrcofdm的主要缺點(diǎn)在于，20Ts長(zhǎng)度的脈沖用于獲得滿意的性能，而不是rrcofdm的12Ts長(zhǎng)度的脈沖；然而，這可以被認(rèn)為是ber改善增加的最低代價(jià)。aci抑制方案還可以應(yīng)用于利用修改btrrc的btrrcofdm，如同在現(xiàn)有技術(shù)中它可以應(yīng)用于利用修改的rrc的rrcofdm中。以相同的方式，可以自btrrc獲得修改的btrrc，如同現(xiàn)有技術(shù)中可以從rrc中獲得修改的RRC—樣。說明了和描述了本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例，但很明顯，本發(fā)明不限于此。對(duì)于本領(lǐng)域技術(shù)人員來說可以進(jìn)行很多修改、變更、變化、置換和等同，而不偏離由所附權(quán)利要求定義的本發(fā)明的精神和范圍。權(quán)利要求1.一種用于在多點(diǎn)傳送多載波調(diào)制系統(tǒng)中減小相鄰信道干擾(ACI)的系統(tǒng)，該系統(tǒng)使用改進(jìn)的根升余弦正交頻分多路復(fù)用(BTRRCOFDM)，所述系統(tǒng)包括生成器，用于生成多點(diǎn)傳送多載波調(diào)制的頻譜有效的修改的脈沖；以及至少一個(gè)處理器，用于使子信道邊緣處的所述頻譜有效的修改的脈沖進(jìn)行適應(yīng)，以減小總體多載波信號(hào)的ACI的產(chǎn)生。2.如權(quán)利要求1所述的用于減小多載波調(diào)制系統(tǒng)中的ACI的系統(tǒng)，其中所述修改的脈沖具有快速衰落旁瓣，該旁瓣與未修改的脈沖相比具有基本上低的失真量。3.如權(quán)利要求1所述的用于減小多載波調(diào)制系統(tǒng)中的ACI系統(tǒng)，其中，在所述子信道邊緣處的所述頻譜有效的修改的脈沖具有基本上低幅值的旁瓣。4.如權(quán)利要求1所述的用于減小多載波調(diào)制系統(tǒng)中的ACI系統(tǒng)，其中僅減小所述修改的脈沖的所述旁瓣中的一個(gè)旁瓣。5.如權(quán)利要求1所述的用于減小多載波調(diào)制系統(tǒng)中的ACI系統(tǒng)，其中，通過原始脈沖形狀和修改的脈沖形狀的頻譜特性和所述多載波信號(hào)結(jié)構(gòu)，確定使用所述頻譜有效的修改脈沖形狀的邊緣子信道的數(shù)目。6.如權(quán)利要求1所述的用于減小多載波調(diào)制系統(tǒng)中的ACI系統(tǒng)，其中所述適應(yīng)的步驟包括滿足標(biāo)準(zhǔn)信道干擾要求。7.—種用于在多點(diǎn)傳送多載波調(diào)制系統(tǒng)中減小相鄰信道干擾(ACI)的方法，該方法使用改進(jìn)的根升余弦正交頻分多路復(fù)用(BTRRCOFDM)，所述方法包括以下步驟生成所述多載波調(diào)制的頻譜有效的修改的脈沖；以及使邊緣子信道處的所述頻譜有效的修改的脈沖進(jìn)行適應(yīng)，用于減小總體多載波信號(hào)的ACI。8.如權(quán)利要求7所述的用于減小多載波調(diào)制系統(tǒng)中的ACI的方法，其中生成所述頻譜有效的修改的脈沖，該修改的脈沖具有快衰落的旁瓣，且具有相對(duì)于原始脈沖的基本上低的失真量。9.如權(quán)利要求7所述的用于減小多載波調(diào)制系統(tǒng)中的ACI的方法，其中所述修改的脈沖具有低幅值的旁瓣。10.如權(quán)利要求7所述的用于減小多載波調(diào)制系統(tǒng)中的ACI的方法，其中僅減小所述修改的脈沖的一側(cè)的旁瓣。全文摘要提出一種改進(jìn)多載波調(diào)制系統(tǒng)和方法，其具有各向同性正交轉(zhuǎn)換算法正交頻分多路復(fù)用(IOTAOFDM)和可伸縮高級(jí)調(diào)制(SAM)的優(yōu)點(diǎn)。本發(fā)明通過生成(2601)多載波調(diào)制的頻譜有效修改脈沖并且然后使子信道邊緣處的該脈沖進(jìn)行適應(yīng)(2605)以減小總體多載波信號(hào)(2607)的ACI產(chǎn)物，減小了多點(diǎn)傳送系統(tǒng)中使用的多載波調(diào)制系統(tǒng)中的相鄰信道干擾(ACI)。該BTRRCOFDM(2607)是具有BTRRC脈沖(2605)的偏移OFDM，而現(xiàn)有技術(shù)RRCOFDM(604)是具有RRC脈沖(603)的偏移OFDM。BTRRCOFDM具有類似于RRCOFDM的特性，并且在存在定時(shí)誤差的聯(lián)播或Nakagami衰落環(huán)境中具有更好的功率效率。因此，期望BTRRCOFDM在聯(lián)播環(huán)境中的置換SAM。文檔編號(hào)H04B7/02GK101120517SQ200580033069公開日2008年2月6日申請(qǐng)日期2005年9月14日優(yōu)先權(quán)日2004年9月30日發(fā)明者樸榮瑞申請(qǐng)人:摩托羅拉公司