專利名稱：接收裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及與多載波調(diào)制方式對(duì)應(yīng)的接收裝置，特別涉及在空載波(null carrier)不存在或者空載波少的條件下壓制延遲波引起的干 擾的接收裝置。
背景技術(shù)：
作為以往的無(wú)線通信方式，例如有以O(shè)FDM ( Orthogonal Frequency Division Multiplexing )方式、DMT ( Discrete Multitone ) 方式為代表的多栽波調(diào)制方式，該方式用于無(wú)線LAN、 ADSL等中。 這些多栽波調(diào)制方式是配置與多個(gè)頻率正交的栽波并進(jìn)行傳送的方 式，作為其特征，例如作為除去因發(fā)送接收機(jī)之間的傳播路等產(chǎn)生的 延遲波的影響的功能，具有保護(hù)間隔(Guard Interval)或者循環(huán)前綴 (Cyclic Prefix )。在接收機(jī)中，通過(guò)對(duì)除去了保護(hù)間隔的OFDM符 號(hào)進(jìn)行FFT，除去保護(hù)間隔內(nèi)的延遲波的影響，準(zhǔn)確地解調(diào)數(shù)據(jù)。另一方面，上述OFDM方式在超過(guò)保護(hù)間隔的延遲波到來(lái)的狀 態(tài)下，發(fā)生符號(hào)間干擾，特性大幅度劣化。該問(wèn)題在發(fā)送機(jī)中通過(guò)附 加比假定的延遲時(shí)間長(zhǎng)的保護(hù)間隔能夠解決，但這種情況下，保護(hù)間 隔的輔助操作增加，傳送效率下降。此外，作為解決上述那樣的問(wèn)題的1個(gè)方法，例如，Steffen Trautmann先生提出的頻率均衡法有效(參照以下專利文獻(xiàn)1、非專 利文獻(xiàn)l)。在這些方法中，利用包含在OFDM信號(hào)中的空載波(不 發(fā)送電力的子載波)，壓制時(shí)間軸的延遲時(shí)間。例如，在接收機(jī)中，通過(guò)在"GI Removal模塊"中除去保護(hù)間隔， 用"DFT模塊，，進(jìn)行FFT，將時(shí)間信號(hào)變換為每一子載波的頻率信號(hào)。 可是，在超過(guò)保護(hù)間隔的延遲波到來(lái)的環(huán)境中，每個(gè)子載波的頻率信號(hào)不完全正交，相互給予干擾。為了抑制該干擾并實(shí)現(xiàn)頻率均衡，均衡矩陣E需要滿足下式(1 )、 (2)。D工 ,red (l〉 S0,redTEWMCerr ("xiWMSued—O (2)Di,red=Si,redTDSi,red Cerr=C—Cc yclCcycl-iWMDWM而且，上述變量分別表示如下，S^d:數(shù)據(jù)信號(hào)列選擇矩陣，SQ，red: 空載波列選擇矩陣，E:頻率均衡矩陣，D:傳播信道頻率矩陣，WM: DFT矩陣，C:傳播信道時(shí)間矩陣，13表示3x3的單位矩陣。此外， 上述記號(hào)表示為，作為上標(biāo)文字的-l:逆矩陣，作為上標(biāo)文字的T: 復(fù)共軛轉(zhuǎn)置，x:克羅內(nèi)克積。因而，在以往的接收機(jī)中，對(duì)上述式(1) 、 (2)應(yīng)用ZF基準(zhǔn)， "E-Matrix Generator模塊"才艮據(jù)下式(3 )制作頻率均衡矩陣E。E=Si ,redDi,redSi, redT-Si, redDi, red Wi' redWo , red+S。 ， redT (3) W i, red= S i, r e dTWM Z c, r edT Wo, red=S(j, redTWMZc, redT而且，上述變量表示Ze，red:誤差信道行選擇矩陣。此外，上述 記號(hào)表示，作為上標(biāo)文字的+: MP—般逆矩陣。上述頻率均衡矩陣E根據(jù)ZF (Zero Forcing)基準(zhǔn)，利用空載 波的冗長(zhǎng)性，具有除去延遲波帶來(lái)的干擾的效果，如上所述，可以用 以下參數(shù)計(jì)算已知的矩陣S1)red、 SQ，red、根據(jù)OFMD信號(hào)推定的傳 播信道信息Di，red、用最大延遲時(shí)間信息生成的誤差信道行選擇矩陣Ze，redo最后，"E-Matrix Multiplier模塊"通過(guò)將從"DFT模塊"輸出的信 號(hào)和頻率均衡矩陣E相乘，得到壓制了延遲波產(chǎn)生的干擾的每個(gè)子載 波的頻率信息。此外，以往的接收機(jī)應(yīng)用MMSE( Minimum Mean Square Error) 基準(zhǔn)，制作用下式(4)表示的均衡矩陣E。<formula>formula see original document page 7</formula>ei是均衡矩陣E的第i個(gè)列分量，hred，((d-DN+"是Hred的(d-1 ) N+i的列分量。此外，Ruu表示輸入信號(hào)的自相關(guān)矩陣，Zi,red表示抽出ei的非零要素的抽出矩陣，C表示在時(shí)域中的信道矩陣。為了用上述MMSE基準(zhǔn)求出均衡矩陣E，需要對(duì)式U)進(jìn)行有 效載波數(shù)次的計(jì)算。專利文獻(xiàn)1:國(guó)際公開(kāi)第03/039088號(hào)小冊(cè)子非專利文獻(xiàn)1: Steffen Trautmann and Norbert J.Fliege，"Perfect Equalization for DMT Systems Without Guard Interval",IEEE Journal on Selected Areas in Communications, vol.20， No.5， June 2002但是，在上述以往的無(wú)線通信方式中，存在以下的問(wèn)題。(1) 因?yàn)槔每赵圆ㄐ畔ⅲ栽诳蛰d波不存在或者空載波少 的條件下，不能得到延遲波干擾壓制效果。(2) 沒(méi)有表示用于得到傳播信道信息、最大延遲時(shí)間信息的方法。(3) 作為解決(1)的方法之一考慮利用導(dǎo)頻信號(hào)，但在上述以 往的無(wú)線通信方式中，雖然進(jìn)行了與導(dǎo)頻信號(hào)的利用有關(guān)的啟示，但 沒(méi)有表示具體的方法。(4) 在基于式(1) ~ (3)所示的ZF基準(zhǔn)的均衡矩陣中產(chǎn)生噪 聲強(qiáng)調(diào)。(5) 基于式(4)所示的MMSE基準(zhǔn)的均衡矩陣在計(jì)算時(shí)，需 要對(duì)每個(gè)子載波進(jìn)行"有效子載波數(shù)x有效子載波數(shù)矩陣"的逆矩陣計(jì) 算，運(yùn)算量變得非常大。(6) 以往方式只與硬判定輸出對(duì)應(yīng)，不能得到軟判定輸出。發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明就是鑒于上述問(wèn)題而提出的，其目的在于得到利用導(dǎo)頻信 號(hào)，在空載波不存在或者空載波少的條件下，可以有效地壓制因延遲 波產(chǎn)生的干擾的接收裝置。為了解決上述問(wèn)題并實(shí)現(xiàn)目的，本發(fā)明的接收裝置是與采用多載 波調(diào)制方式的無(wú)線通信系統(tǒng)對(duì)應(yīng)，并且對(duì)除去了用于除去延遲波的影的接收裝置，其特征在于，例如具備推定傳播信道的信道推定單元 (相當(dāng)于以后說(shuō)明的實(shí)施方式的CE部3);根據(jù)與經(jīng)過(guò)上述推定的 傳播信道有關(guān)的信息(信道信息)再生包含在接收信號(hào)中的導(dǎo)頻信號(hào) 的導(dǎo)頻再生單元(相當(dāng)于PG部4);將包含在接收信號(hào)中的導(dǎo)頻信 號(hào)假定為空載波,根據(jù)上述信道信息生成用于實(shí)現(xiàn)頻率均衡的矩陣(頻 率均衡矩陣)的矩陣生成單元(相當(dāng)于EMG部6);從上述DFT的 結(jié)果中減去上述再生導(dǎo)頻信號(hào)的減法運(yùn)算單元(相當(dāng)于PR部5); 將上述頻率均衡矩陣和上述減去后的信號(hào)相乘的矩陣乘法運(yùn)算單元 (相當(dāng)于EMM部7 )。根據(jù)本發(fā)明，例如，當(dāng)將空載波不存在、導(dǎo)頻信號(hào)存在的OFDM 信號(hào)作為輸入的情況下，通過(guò)再生以及除去導(dǎo)頻信號(hào)，生成能夠?qū)?dǎo) 頻信號(hào)作為空載波利用的DFT輸出。如果采用本發(fā)明，因?yàn)樯赡軌驅(qū)?dǎo)頻信號(hào)作為空栽波利用的 DFT輸出，得到和利用了空載波的頻率均衡同等的效果，所以起到例 如能夠壓制由超過(guò)了保護(hù)間隔(循環(huán)前綴)的延遲波產(chǎn)生的干擾的效 果。


圖l是表示本發(fā)明的OFDM接收裝置的構(gòu)成例(實(shí)施方式l)的圖2是表示在實(shí)施方式1中的假定的OFDM信號(hào)的一例的圖。 圖3是表示傳播信道時(shí)間矩陣C的圖。圖4是表示在實(shí)施方式1中假定的OFDM信號(hào)的一例的圖。圖5是表示在實(shí)施方式1中假定的OFDM信號(hào)的一例的圖。圖6是表示本發(fā)明的OFDM接收裝置的構(gòu)成例(實(shí)施方式2 )的圖。圖7是表示在實(shí)施方式2中假定的OFDM信號(hào)的一例的圖。圖8是表示本發(fā)明的OFDM接收裝置的構(gòu)成例(實(shí)施方式3)的圖。圖9是表示在實(shí)施方式3中假定的OFDM信號(hào)的一例的圖。 圖IO是表示本發(fā)明的OFDM接收裝置的構(gòu)成例(實(shí)施方式4)的圖。圖ll是表示本發(fā)明的OFDM接收裝置的構(gòu)成例(實(shí)施方式5)的圖。圖12是表示本發(fā)明的OFDM接收裝置的構(gòu)成例(實(shí)施方式5)的圖。(符號(hào)說(shuō)明)1: GIR (GI Removal)部2、 9b:DFT ( Discrete Fourier Transform )部3、 3a:CE ( Channel Estimator )部 4: PG ( Pilot Generator )部5: PR ( Pilot Removal)部6、 6c-l、 6c-2: EMG ( E國(guó)Matrix Generator)部7: EMM ( E國(guó)Matrix Multiplier )部8b: GIR ( GI2 Removal)部10c: EMC ( E-Matrix Combiner )部lid: RG ( Reliability Generator )部12d: SOD ( Soft-Output Detector )部具體實(shí)施方式
以下，根據(jù)附圖詳細(xì)說(shuō)明本發(fā)明的接收裝置的實(shí)施方式。而且，
在本實(shí)施方式中，作為一例，記載了系統(tǒng)釆用OFDM方式的情況，但 并不限于此，可以應(yīng)用到采用多載波調(diào)制方式的全部的通信方式 (DMT方式等)。 實(shí)施方式1圖l是表示本發(fā)明的OFDM接收裝置的構(gòu)成例的圖，具備GIR (GI Removal)部1; DFT ( Discrete Fourier Transform )部2; CE (Channel Estimator )部3; PG ( Pilot Generator )部4; PR ( Pilot Removal)部5; EMG ( E畫(huà)Matrix Generator)部6; EMM ( E-Matrix Multiplier)部7。在圖1中，將在OFDM接收裝置的天線上接收到的信號(hào)輸入到 GIR部1，在GIR部1中，除去保護(hù)間隔(GI)。在DFT部2中， 通過(guò)對(duì)GI除去后的時(shí)間信號(hào)實(shí)施DFT等的時(shí)間頻率變換，生成每個(gè) 子栽波的頻率信號(hào)。此外，在CE部3中，使用DFT輸出來(lái)推定傳播 信道信息(相當(dāng)于后述的D以及C)、最大延遲時(shí)間信息(相當(dāng)于后 述的Le)，進(jìn)一步根據(jù)上述傳播信道信息計(jì)算傳播信道正交化矩陣 (D^ed)，根據(jù)上述最大延遲時(shí)間信息計(jì)算誤差信道行選擇矩陣 (Zc，red )。在PG部4中，根據(jù)用CE部3推定的傳播信道信息和已 知的Pilot信息制成再生導(dǎo)頻信號(hào)。在PR部5中，從DFT輸出中除 去再生導(dǎo)頻信號(hào)。在到此為止的處理中，除去導(dǎo)頻信號(hào)，能夠生成假 想地將導(dǎo)頻信號(hào)作為空載波處理的DFT輸出。接著，在EMG部6中，將導(dǎo)頻信號(hào)假定為空載波，使用基于上 述傳播信道信息、最大延遲時(shí)間信息的式(5),生成頻率均衡矩陣E。E=Si，reaDi，red Si，red _Si，redDi，red Wi，redW,o，red S，o，red… (5)而且，在上述變量中，S^ed表示數(shù)據(jù)信號(hào)選擇矩陣，S，。，red表示導(dǎo)頻信號(hào)選擇矩陣，D^ed表示傳播信道正交化矩陣。此外，在上述記號(hào)中，作為上標(biāo)文字的-l表示逆矩陣，作為上標(biāo)文字的T表示復(fù)共軛轉(zhuǎn)置，作為上標(biāo)文字的+表示MP—般逆矩陣。但是，上述D^ed如上所述，在CE部3中，如式(6)那樣計(jì)算。此外，W^ed、 W，Q，red如式(7)、式(8)那樣定義。 (6) ...(7) ...(8)而且，Ze,red表示誤差信道行選擇矩陣，D表示傳播信道頻率矩陣，這些在CE部3中計(jì)算。此外，Wm表示DFT矩降。最后，在EMM部7中，通過(guò)將從PR部5輸出的信號(hào)和頻率均 衡矩陣E相乘，生成壓制了延遲波產(chǎn)生的干擾的每個(gè)子載波的頻率信 息。接著，使用在本實(shí)施方式中假定的OFDM信號(hào)具體地說(shuō)明上述 處理。圖2表示OFDM信號(hào)的一例，在本實(shí)施方式中，作為空載波不 存在的OFDM信號(hào)的一例，用數(shù)據(jù)信號(hào)(Data)和導(dǎo)頻信號(hào)(Pilot) 構(gòu)成子載波。例如，在CE部3中，當(dāng)?shù)玫皆诟髯虞d波(載波i)中的 傳播信道頻率應(yīng)答di的情況下，通過(guò)對(duì)di進(jìn)行平均化處理等，除去超 過(guò)GI的延遲波的影響。此時(shí)，傳播信道頻率矩陣D能夠用下式(9) 表示。而且，diag (Xi)表示在(i， i)要素中具有Xi的對(duì)角矩陣。 在上述的Ceyd中，例如當(dāng)將DFT的大小設(shè)置成M的情況下， Ccycl變成MxM矩陣。超過(guò)GI的延遲波分量的傳播信道應(yīng)答被折疊包 含在Ccycl中，CE部3根據(jù)該矩陣計(jì)算最大延遲時(shí)間Lc，在Ccycl的矩 陣分量中展開(kāi)，由此得到不存在折疊的傳播信道時(shí)間矩陣C。圖3是 表示傳播信道時(shí)間矩陣C的圖。此時(shí)，在PG部4中的再生導(dǎo)頻信號(hào) yp能夠如式(10)那樣表示。而且，在上述變量中，p (k)表示在時(shí)刻k中的發(fā)送導(dǎo)頻信號(hào)向 量，G表示保護(hù)間隔矩陣。[數(shù)1<formula>formula see original document page 11</formula>...(9)[數(shù)2f剩 此外，在PR部5中通過(guò)從DFT輸出中除去上述再生導(dǎo)頻信號(hào) yp，在后級(jí)上可以將導(dǎo)頻信號(hào)作為空載波利用。而且，關(guān)于OFDM信號(hào)，不限于上述圖2，例如也可以設(shè)置成圖 4或者圖5的構(gòu)成。例如，圖4是表示和上述圖2不同的OFDM信號(hào) 的一例的圖，該OFDM信號(hào)中，子栽波用數(shù)據(jù)信號(hào)(Data)、導(dǎo)頻信 號(hào)(Pilot)、空載波(Null)構(gòu)成。通過(guò)從該OFDM信號(hào)中除去導(dǎo)頻 信號(hào)，可以利用的空載波增加，頻率均衡的效果增大。此外，圖5是 表示和上述圖2以及圖4不同的OFDM信號(hào)的一例的圖，該OFDM 信號(hào)中，子載波用數(shù)據(jù)信號(hào)(Data)、導(dǎo)頻信號(hào)(Pilot)構(gòu)成，但在 每個(gè)OFDM符號(hào)中導(dǎo)頻信號(hào)的位置變化。在該OFDM信號(hào)中，通過(guò) 使用與OFDM符號(hào)對(duì)應(yīng)的導(dǎo)頻信號(hào)向量p (k)、導(dǎo)頻信號(hào)選擇矩陣 S，0，red，在圖1的構(gòu)成中可以對(duì)應(yīng)。這樣在本實(shí)施方式中，例如，當(dāng)將空載波不存在，導(dǎo)頻信號(hào)存在 的OFDM信號(hào)作為輸入的情況下，通過(guò)再生以及除去導(dǎo)頻信號(hào)，生成 能夠?qū)?dǎo)頻信號(hào)作為空載波利用的DFT輸出，得到和利用了空載波的 頻率均衡相同的效果。由此，能夠壓制由超過(guò)了 GI的延遲波產(chǎn)生的 干擾。此外，對(duì)于存在空載波和導(dǎo)頻信號(hào)的OFDM信號(hào)，通過(guò)再生以 及除去導(dǎo)頻信號(hào)，進(jìn)一步增加可以利用的空載波，壓制由超過(guò)GI的 延遲波產(chǎn)生的干擾。此外，對(duì)于和時(shí)間一同使導(dǎo)頻信號(hào)的位置變化的OFDM信號(hào)， 進(jìn)行時(shí)變導(dǎo)頻信號(hào)的再生以及除去，進(jìn)行利用了時(shí)變空載波的頻率均 衡，由此壓制由超過(guò)了 GI的延遲波產(chǎn)生的干擾。實(shí)施方式2圖6是表示本發(fā)明的OFDM接收裝置的構(gòu)成例的圖。在本實(shí)施 方式中，代替在上述的實(shí)施方式1中的CE部3，例如具備CE部3a， 它不使用DFT輸出，而使用天線輸出，推定傳播信道信息(C以及D )、 最大延遲時(shí)間信息(Le)，進(jìn)而，根據(jù)上述傳播信道信息計(jì)算傳播信道正交化矩陣(D,，red)，根據(jù)上述最大延遲時(shí)間信息計(jì)算誤差信道行 選擇矩陣(Ze，red)。而且，對(duì)于和上述的實(shí)施方式1 一樣的構(gòu)成，附 加同一符號(hào)并省略其說(shuō)明。在此，只說(shuō)明和上述的實(shí)施方式1的處理不同的CE部3a。圖7是表示在本實(shí)施方式2中假定的OFDM信號(hào)的一例的圖。 在本實(shí)施方式中，假定結(jié)合了發(fā)送系列是已知的前導(dǎo)、在實(shí)施方式1 中使用的OFDM信號(hào)的信號(hào)。首先，在本實(shí)施方式中，CE部3a通過(guò)取接收信號(hào)的前導(dǎo)部分 (Preamble)和已知系列的相互關(guān)系，推定傳播信道時(shí)間應(yīng)答Ci、最 大延遲時(shí)間Lc。而且，在此得到的傳播信道應(yīng)答能夠在相關(guān)處理中壓制噪聲。接著，通過(guò)^L據(jù)最大延遲時(shí)間Le對(duì)傳播信道時(shí)間應(yīng)答Ci進(jìn)行矩陣化，生成在實(shí)施方式1中表示的傳播信道時(shí)間矩陣Ccyd、 C。進(jìn) 而用下式(11)計(jì)算傳播信道頻率矩陣D。 D=WMCcycliWM …(11)這樣在本實(shí)施方式中，例如當(dāng)將具有前導(dǎo)的OFDM信號(hào)作為輸 入的情況下，在時(shí)域上取得接收信號(hào)和已知系列的相互相關(guān)。由此， 在能夠得到和上述的實(shí)施方式1同樣的效果的同時(shí)，能夠進(jìn)一步得到 高精度的傳播信道應(yīng)答。實(shí)施方式3圖8是表示本發(fā)明的OFDM接收裝置的構(gòu)成例的圖。在本實(shí)施 方式中，除了實(shí)施方式l的構(gòu)成外，進(jìn)一步具備用于除去與用GIR部 1進(jìn)行處理的GI不同的保護(hù)間隔長(zhǎng)度的GI2的GIR ( GI2 Removal) 部8b，使用DFT部9b輸出，推定傳播信道信息(C以及D )、最大 延遲時(shí)間信息(Le)，進(jìn)而，根據(jù)上述傳播信道信息計(jì)算傳播信道正交化矩陣(Di，red)，根據(jù)上述最大延遲時(shí)間信息計(jì)算誤差信道行選擇 矩陣(Ze，red)。而且，對(duì)于和上述實(shí)施方式1 一樣的構(gòu)成，附加相同的符號(hào)并省略其說(shuō)明。在此，只說(shuō)明和上述實(shí)施方式1處理不同的GIR 部8b以及DFT部9b。圖9是表示在實(shí)施方式3中假定的OFDM信號(hào)的一例的圖。在 本實(shí)施方式中，假定結(jié)合了發(fā)送系列是已知的前導(dǎo)、在實(shí)施方式l中
使用的OFDM信號(hào)的信號(hào)。進(jìn)而，作為在前導(dǎo)中使用的保護(hù)間隔，使 用比一般符號(hào)長(zhǎng)的保護(hù)間隔(GI2)。例如在作為無(wú)線LAN的標(biāo)準(zhǔn)之 一的IEEE802.11a中，作為長(zhǎng)前導(dǎo)使用連接了保護(hù)間隔(GI2 )和2 個(gè)數(shù)據(jù)(Preamble)的前導(dǎo)。在本實(shí)施方式中，GIR部8b除去圖9所示的GI2，抽出Preamble。 通過(guò)DFT部9b對(duì)該P(yáng)reamble執(zhí)行DFT，得到傳播信道頻率應(yīng)答。 在該處理中，因?yàn)镚I2比通常設(shè)定得長(zhǎng)(與圖9所示的GI相比)， 所以例如對(duì)于超過(guò)GI的延遲波也能夠收納在GI2內(nèi)。即，在DFT部 9b的輸出中，因?yàn)椴淮嬖谝虺^(guò)GI2的延遲波產(chǎn)生的干擾，所以各子 栽波正交。由此，DFT部9b的輸出相當(dāng)于傳播信道頻率應(yīng)答di。而 后，CE部3和實(shí)施方式1一樣，用上述的式(9)求出傳播信道頻率 矩陣D。以后，〗吏用和實(shí)施方式1 一樣的方法推定Lc、 C。而且，在此得 到的傳播信道應(yīng)答因?yàn)椴皇艹^(guò)保護(hù)間隔的延遲波的影響，所以能夠 作為高精度的傳播信道應(yīng)答得到。此外，當(dāng)Preamble重復(fù)被發(fā)送的 情況下，通過(guò)對(duì)后半的Preamble進(jìn)行同一操作而進(jìn)行平均，可以得 到進(jìn)一步高精度的應(yīng)答。這樣在本實(shí)施方式中，例如，當(dāng)將具有包含了由延遲波產(chǎn)生的干 擾不存在的程度的長(zhǎng)度的保護(hù)間隔的前導(dǎo)的OFDM信號(hào)作為輸入的 情況下，在使用該前導(dǎo)高精度地除去了由延遲波產(chǎn)生的干擾的狀態(tài)下， 在頻域中進(jìn)行DFT。由此，在能夠得到和上述的實(shí)施方式l一樣的效 果的同時(shí)，能夠進(jìn)一步得到高精度的傳播信道應(yīng)答。實(shí)施方式4圖IO是表示本發(fā)明的OFDM接收裝置的構(gòu)成的圖。本實(shí)施方式 中，代替實(shí)施方式1中的EMG部6，具備生成均衡矩陣的2個(gè)EMG 部6c-l、 6c-2和合成該均衡矩陣的EMC( E-Matrix Combiner )部10c。 例如，EMG部6c-l對(duì)難于受噪聲影響的信號(hào)均衡要素應(yīng)用ZF基準(zhǔn) 來(lái)削減計(jì)算量。另一方面，EMG部6c-2對(duì)容易受噪聲影響的干擾壓 制要素應(yīng)用MMSE基準(zhǔn)，提高耐干擾性。
在此，說(shuō)明本實(shí)施方式中的EMG部6c-l、 6c-2的動(dòng)作。首先， 在均衡矩陣E的計(jì)算中，需要求出滿足上述的式(1) 、 (2)的E。 在此，EMG部6c-l如式(12)所示，通過(guò)用ZF基準(zhǔn)求解式(1), 得到均衡矩陣E^Ei=Si，redDi,red lSi，redT ( 12 )接著，在EMG部6c-2中如式(13)所示，將上述式(12)代入 上述的式(2),通過(guò)用MMSE基準(zhǔn)求解來(lái)得到均衡矩陣Eo。數(shù)3<formula>formula see original document page 15</formula>而且，WC=WMZCT， CerrCerrT-2ZeTRthZe， 0 表示發(fā)送信號(hào)電力， σn2表示噪聲電力，lK表示KXK的單位矩陣。而后，在EMC部10c中，合成作為EMG部6c-l的輸出的Ei 和作為EMG部6c-2的輸出的E0，將其合成結(jié)果E向EMM部7輸出。如上所示，在本實(shí)施方式中，通過(guò)具備用ZF基準(zhǔn)求出均衡矩陣 的EMG部6c-l、用MMSE基準(zhǔn)求出均衡矩陣的EMG部6c-2、合成 兩者的均衡矩陣的EMC部10c，實(shí)現(xiàn)計(jì)算量的削減以及耐干擾性的提 高。由此，能夠用比以往方式低的計(jì)算量實(shí)現(xiàn)比以往方式優(yōu)異的特性。實(shí)施方式5圖11、圖12是表示本發(fā)明的OFDM接收裝置的構(gòu)成的圖。詳細(xì) 地說(shuō)，圖11是對(duì)上述的實(shí)施方式1的構(gòu)成應(yīng)用了本實(shí)施方式的特征性 處理時(shí)的一例，圖12是對(duì)上述的實(shí)施方式4的構(gòu)成應(yīng)用了本實(shí)施方式 的特征性的處理時(shí)的一例。例如，本實(shí)施方式的OFDM接收裝置除了上述的實(shí)施方式1~4 的構(gòu)成外，進(jìn)一步具備RG (Reliability Generator)部lid和SOD (Soft-Output Detector )部12d。 RG部lid根據(jù)從EMG部6或者 EMC部10c輸出的均衡矩陣E，輸出各子載波的可靠度。SOD部12d 使用EMM部7的輸出來(lái)生成軟判定值，進(jìn)而，輸出乘以從RG部lid 輸出的可靠度的軟判定值。
在此，說(shuō)明RG部lld的動(dòng)作。在軟判定值中的可靠度信息一般 能夠用接收信號(hào)和復(fù)制品(replica)的信號(hào)點(diǎn)間距離的差求得。但是， 在使用實(shí)施方式1~4的情況下，因?yàn)榻邮招盘?hào)用均衡矩陣E變換，所 以不能在SOD部12d中準(zhǔn)確地得到可靠度信息。因而，用RG部lld 另外生成可靠度。下式(14)表示生成可靠度信息Rel時(shí)的一例。 Rel=diag ( S^/ES一 ) 2 …(14 )而且，在式(14)中，將作為均衡矩陣E的對(duì)角要素的信號(hào)均 衡要素的電力的倒數(shù)作為可靠度信息，該可靠度信息可以簡(jiǎn)易地導(dǎo)出。 此外，下式(15)表示生成可靠度信息Rel時(shí)的另一例。 Rel-S一T"-Ediag ( D ) }" …(15 )而且，式(15)意味著將發(fā)送信號(hào)電力作為1時(shí)的均衡后的SNR。 該可靠度信息意味著將均衡后的SNR作為可靠度，與式(14)相比成 為更準(zhǔn)確的可靠度。此外，SOD部12d對(duì)于在每個(gè)子載波中判定的每個(gè)位的軟判定 值，乘以從RG部lld輸出的每個(gè)子栽波的可靠度信息，輸出每個(gè)位 的軟判定值。這樣，在本實(shí)施方式中，RG部lld根據(jù)均衡矩陣E輸出各子載 波的可靠度，SOD部12d使用壓制了由延遲波產(chǎn)生的干擾的每個(gè)子載 波的頻率信息來(lái)生成軟判定值，輸出進(jìn)而乘以上述每個(gè)子栽波的可靠 度的軟判定值。由此，能夠得到可以輸出軟判定值的接收裝置。如上所示，本發(fā)明的接收裝置在采用多載波調(diào)制方式的無(wú)線通信 系統(tǒng)中有用，特別在空載波不存在，或者空栽波少的條件下，適宜作 為壓制由延遲波產(chǎn)生的千擾的接收裝置使用。
權(quán)利要求
1.一種接收裝置，與采用多載波調(diào)制方式的無(wú)線通信系統(tǒng)對(duì)應(yīng)，并且對(duì)除去了用于除去延遲波的影響的特定的信號(hào)后的接收信號(hào)進(jìn)行DFT，其特征在于，具備推定傳播信道的信道推定單元；根據(jù)與經(jīng)過(guò)上述推定的傳播信道有關(guān)的信息、即信道信息，再生包含在接收信號(hào)中的導(dǎo)頻信號(hào)的導(dǎo)頻再生單元；將包含在接收信號(hào)中的導(dǎo)頻信號(hào)假定為空載波，根據(jù)上述信道信息生成用于實(shí)現(xiàn)頻率均衡的矩陣、即頻率均衡矩陣的矩陣生成單元；從上述DFT的結(jié)果中減去上述再生導(dǎo)頻信號(hào)的減法運(yùn)算單元；以及將上述頻率均衡矩陣和上述減去后的信號(hào)相乘的矩陣乘法運(yùn)算單元。
2. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的接收裝置，其特征在于 上述信道推定單元根據(jù)上述DFT處理后的頻域的接收信號(hào)推定傳播信道。
3. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的接收裝置，其特征在于 上述信道推定單元根據(jù)包含在上述DFT處理前的時(shí)域的接收信號(hào)中的、已知發(fā)送系列的前導(dǎo)來(lái)推定傳播信道。
4. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的接收裝置，其特征在于，還具備:， 將具有前導(dǎo)的接收信號(hào)作為輸入，其中所述前導(dǎo)包含與在可以除去全部的延遲波的影響的程度下足夠長(zhǎng)的上述特定的信號(hào)即第1特定信號(hào)不同的、規(guī)定的信號(hào)即第2特定信號(hào)，除去上述第2特定信號(hào)的除去單元；以及對(duì)除去了上述第2特定信號(hào)后的前導(dǎo)進(jìn)行DFT的DFT單元， 其中，上述信道推定單元根據(jù)在上述DFT單元中進(jìn)行DFT處理后的、已知發(fā)送系列的前導(dǎo)來(lái)推定傳播信道。
5. —種接收裝置，與采用多載波調(diào)制方式的無(wú)線通信系統(tǒng)對(duì)應(yīng)，并且對(duì)除去了用于除去延遲波的影響的特定的信號(hào)后的接收信號(hào)進(jìn)行DFT，其特征在于，具備推定傳播信道的信道推定單元；根據(jù)與經(jīng)過(guò)上述推定的傳播信道有關(guān)的信息、即信道信息，再生包含在接收信號(hào)中的導(dǎo)頻信號(hào)的導(dǎo)頻再生單元；根據(jù)上述信道信息生成用于實(shí)現(xiàn)頻率均衡的2個(gè)頻率均衡矩陣的第1以及第2矩陣生成單元；合成上述2個(gè)頻率均衡矩陣的均衡矩陣合成單元； 從上述DFT的結(jié)果中減去上述再生導(dǎo)頻信號(hào)的減法運(yùn)算單元； 將作為上述合成結(jié)果的頻率均衡矩陣和上述減去后的信號(hào)相乘的矩陣乘法運(yùn)算單元。
6. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的接收裝置，其特征在于上述第1矩陣生成單元對(duì)信號(hào)均衡要素應(yīng)用ZF基準(zhǔn)，上述第2 矩陣生成單元對(duì)干擾壓制要素應(yīng)用MMSE基準(zhǔn)。
7. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的接收裝置，其特征在于，具備 根據(jù)上述頻率均衡矩陣生成每個(gè)子載波的可靠度的可靠度生成單元；使用上述矩陣乘法運(yùn)算單元的輸出來(lái)生成每個(gè)子載波的軟判定 值，并且輸出作為對(duì)該軟判定值乘以上述可靠度的結(jié)果的軟判定值的 軟判定值輸出單元。
8. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的接收裝置，其特征在于，具備 根據(jù)上述頻率均衡矩陣生成每個(gè)子載波的可靠度的可靠度生成單元；使用上述矩陣乘法運(yùn)算單元的輸出來(lái)生成每個(gè)子載波的軟判定 值，并且輸出作為對(duì)該軟判定值乘以上述可靠度的結(jié)果的軟判定值的 軟判定值輸出單元。
9. 根據(jù)權(quán)利要求4所述的接收裝置，其特征在于，具備 根據(jù)上述頻率均衡矩陣生成每個(gè)子載波的可靠度的可靠度生成單元； 使用上述矩陣乘法運(yùn)算單元的輸出來(lái)生成每個(gè)子載波的軟判定 值，并且輸出作為對(duì)該軟判定值乘以上述可靠度的結(jié)果的軟判定值的 軟判定值輸出單元。
10.如權(quán)利要求5所述的接收裝置，其特征在于，具備 根據(jù)作為上述合成結(jié)果的頻率均衡矩陣生成每個(gè)子載波的可靠度的可靠度生成單元；使用上述矩陣乘法運(yùn)算單元的輸出來(lái)生成每個(gè)子栽波的軟判定值，并且輸出作為對(duì)該軟判定值乘以上述可靠度的結(jié)果的軟判定值的軟判定值輸出單元。
全文摘要
本發(fā)明的接收裝置是與采用多載波調(diào)制方式的無(wú)線通信系統(tǒng)對(duì)應(yīng)，進(jìn)而，對(duì)除去了用于除去延遲波的影響的特定的信號(hào)后的接收信號(hào)進(jìn)行DFT的接收裝置，例如，CE部(3)推定傳播信道，PG部(4)根據(jù)上述推定的信道信息再生包含在接收信號(hào)中的導(dǎo)頻信號(hào)，EMG部(6)將包含在接收信號(hào)中的導(dǎo)頻信號(hào)假定為空載波，根據(jù)上述信道信息生成頻率均衡矩陣，PR部(5)從上述DFT結(jié)果中減去上述再生導(dǎo)頻信號(hào)，EMM部(7)將上述頻率均衡矩陣和上述減去后的信號(hào)相乘。
文檔編號(hào)H04J11/00GK101133580SQ20058004891
公開(kāi)日2008年2月27日 申請(qǐng)日期2005年9月9日 優(yōu)先權(quán)日2005年3月2日
發(fā)明者岡崎彰浩 申請(qǐng)人:三菱電機(jī)株式會(huì)社