專利名稱：高頻功率放大器的電子部件的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及用于改善在發(fā)送開始時、包含高頻功率放大電路的用于高頻功率放大(RF功率模塊)的電子部件中的功率控制電路的技術。尤其是，本發(fā)明涉及有效地應用于例如GSM網絡的移動電話中的RF功率模塊的上述技術。
背景技術：
例如移動電話的無線通信裝置(移動通信裝置)的發(fā)射機輸出部分都具有高頻功率放大電子部件(這里稱作RF功率模塊)，其具有內置的具備例如MOSFET(金屬氧化物半導體場效應晶體管)的晶體管或作為放大元件的GaAs-MESFET的高頻功率放大器電路(PA)。
通常配置移動通信系統(tǒng)使得正在與另一個移動電話通話過程中的移動電話能根據表示基站發(fā)送的正確功率值的信息來改變其輸出功率(發(fā)送功率)以適應其周圍的環(huán)境，由此防止與其他移動電話之間的干擾。例如，GSM(全球移動通信系統(tǒng))移動電話被配置成下述這樣它采用自動功率控制(APC)電路并產生控制電壓Vapc來控制發(fā)送功率，所述自動功率控制電路將檢測到的輸出信號與來自基帶電路的輸出電平指示信號Vramp進行比較，并且在其發(fā)射機輸出部分中的高頻功率放大器電路的放大級增益被偏置控制電路控制以產生根據控制電壓Vapc來繼續(xù)呼叫所需的輸出功率(專利文件1)。
對于采用傳統(tǒng)RF功率模塊的GSM移動電話來說，當基帶電路提供的輸出電平指示信號Vramp在發(fā)送開始時快速增長到發(fā)送功率值時，高頻功率放大器電路的輸出功率就以非常高的速率增長，這會引起其輸出信號的一部分頻譜特性落在GSM標準指定的范圍之外。具體來說，GSM標準定義了，在輸出信號的頻譜特性中，信號強度必須低于

圖11(A)中虛線所示的輪廓。但是，在由實線B所示的實際輸出信號輪廓中發(fā)現了一個問題，也就是，信號強度在代表特性的上升波形的底部超過了指定的輪廓。
為了解決這個問題，如圖2(A)所示，公開了一種技術(非專利文件1)，在此對于RF功率模塊功率啟動之后直到輸出電平指示信號Vramp開始增長的時間段(t1到t5)，作為傳送的準備，基帶IC上運行的軟件處理程序執(zhí)行一種“預充電”操作(t4到t5)，該操作將電壓Vramp(Vapc)增高到與-25到-30dBm的輸出功率相當的值并將其保持一段短時間，例如15到17μs。
公開號為2000-151310的日本未審查專利申請。
由SKYWORKS出版的數據表“SKY77324iPACTM PAM for Quad-Band GSSM/GPRS”。

發(fā)明內容
對于由基帶IC上運行的軟件處理程序增高輸出電平指示信號Vramp并預充電功率放大器(PA)的現有技術，具有特定功能的移動電話的制造商必須對預充電過程編程，所述特性功能是通過將RF功率模塊和基帶IC組合起來而實現的。因此，產生了增加移動電話制造商負擔的問題。也就是說，當改變移動電話模型中使用的RF模塊或基帶IC時，其制造商必須相應地開發(fā)用于控制基帶IC的包括預充電過程的程序。
另外，RF功率模塊的性能依賴于制造變化、電源電壓和溫度。因為為預充電設置的Vramp值變化了，依賴于制造變化、電源電壓值和溫度，必須為每個移動電話硬件調整這種設置(預充電電平設置)。這也給移動電話制造商帶來了極大的負擔并提出了一個問題。
本發(fā)明的一個目的是提供一種高頻功率放大用的電子部件(RF功率模塊)，其將自動執(zhí)行在發(fā)送開始時用于正確輸出功率的預充電電平設置，而不需要基帶IC上運行的用于預充電的軟件處理程序并且其能減少用戶、也就是移動電話制造商的負擔。
本發(fā)明的另一個目的是提供一種用于高頻功率放大用的電子部件(RF功率模塊)，其將準確地執(zhí)行在發(fā)送開始時用于正確輸出功率的預充電電平設置，不受制造變化、溫度變化或電源電壓變化的影響，即使如果這些都出現了，也會具有符合所述標準指定的內容的輸出功率頻譜特性。
通過下面給出的詳細描述和附圖，本發(fā)明的上述和其他目的以及新特征將變得清楚。
下面將總結這里所公開的本發(fā)明的典型方面。
用于放大RF發(fā)送信號的高頻功率放大用的電子部件包括功率放大元件，向功率放大元件施加偏置的偏置控制電路，基于輸出功率水平指示信號向偏置控制電路提供輸出功率控制電壓的輸出功率控制電路。該電子部件配備有預充電電路，其由發(fā)送開始時的電源電壓的升高而觸發(fā)，在檢測流過末級功率放大元件的電流的同時，增高輸出功率控制電壓以產生預定水平的輸出功率。
通過上述方式，上述電子部件能夠在發(fā)送開始時自動執(zhí)行用于正確輸出功率的預充電電平設置，而不需要基帶IC上運行的用于預充電的軟件處理程序。因為所述預充電是利用反饋控制電路來執(zhí)行的，能夠執(zhí)行精確的預充電，而不受制造變化、電源電壓變化或溫度變化的影響，即使如果這些都出現了。
優(yōu)選地，上述電子部件還包括檢測輸出功率的輸出功率檢測電路以及將由輸出功率檢測電路檢測到的輸出功率與輸出功率水平指示信號比較并產生提供給偏置控制電路的輸出功率控制電壓的誤差放大器電路。所述預充電電路被配置成增高要從誤差放大器電路輸出的輸出功率控制電壓，這由發(fā)送開始時電源電壓的升高來觸發(fā)。因此，在通常的功率控制電路處于操作狀態(tài)中，也可能激活預充電電路；而且，可能迅速地增高輸出功率并平穩(wěn)轉換到發(fā)送操作。
而且，優(yōu)選地，給電流檢測電路提供防止電流超過流動的預定量的電流鉗位電路。因此，即使如果預充電被配置成由反饋控制來執(zhí)行，也可以執(zhí)行穩(wěn)定的預充電。
下面將簡要描述由本發(fā)明的典型方面實現的效果。
根據本發(fā)明，可能實現一種高頻功率放大用的電子部件(RF功率模塊)，其將自動執(zhí)行在發(fā)送開始時用于正確輸出功率的預充電電平設置，而不需要在基帶IC上運行用于預充電的軟件處理程序，這將減少用戶、也就是移動電話制造商的負擔，并且其會準確地執(zhí)行在發(fā)送開始時用于正確輸出功率的預充電電平設置，不受制造變化、溫度變化或電源電壓變化的影響，即使如果這些都出現了，也會具有符合所述標準指定的內容的輸出功率頻譜特性。
附圖描述圖1是表示根據本發(fā)明的，具有對高頻功率放大器電路預充電功能的輸出功率控制電路實施例的大概配置的框圖。
圖2(A)和圖2(B)是時序圖，其中圖2(A)是代表當發(fā)送開始時傳統(tǒng)RF功率模塊的內部節(jié)點的電位怎樣變化的時間圖，而圖2(B)是代表當發(fā)送開始時本實施例的RF功率模塊的內部節(jié)點的電位怎樣變化的時間圖。
圖3是表示輸出功率控制電路220的電路具體實例的電路圖。
圖4是表示預充電電路的更優(yōu)選的實例的電路圖。
圖5是采用了本實施例的預充電電路的高頻功率放大器電路以及不具備預充電電路的傳統(tǒng)高頻功率放大器電路的輸出電平指示信號Vramp對輸出功率Pout的圖。
圖6是采用了本實施例的預充電電路的高頻功率放大器電路的在變化溫度下的輸出電平指示信號Vramp對輸出功率Pout的圖。
圖7是采用了本實施例的預充電電路的高頻功率放大器電路的在變化的電源電壓下的輸出電平指示信號Vramp對輸出功率Pout的圖。
圖8是采用了本實施例的預充電電路的高頻功率放大器電路的在假設由制造變化引起的變化預充電電平下的輸出電平指示信號Vramp對輸出功率Pout的圖。
圖9是表示對其采用了包含上述實施例的預充電電路的輸出功率控制電路的功率模塊的另一個實施例的框圖。
圖10是表示對其采用了包含具有上述實施例的預充電功能的輸出功率控制電路的高頻功率放大器電路的無線通信系統(tǒng)的大概配置的框圖。
圖11(A)和11(B)是輸出信號頻譜特性圖，其中圖11(A)表示傳統(tǒng)RF功率模塊的輸出信號的頻譜特性，圖11(B)表示本實施例的RF功率模塊的輸出信號的頻譜特性。
具體實施例方式
下面將基于附圖來描述本發(fā)明的優(yōu)選實施例。
圖1表示根據本發(fā)明的，具有對高頻功率放大器電路預充電功能的輸出功率控制電路實施例的大概配置。在圖1中，附圖標記210表示配置有晶體管的高頻功率放大器電路，例如作為放大元件的場效應晶體管(FET)。所述功率放大器電路包括偏置控制電路，其根據所需的輸出功率產生用于每個放大晶體管的柵極或基極的偏置電壓，以允許空載電流(idle current)流動。所述高頻功率放大器電路210通常由三級放大器組成，但是可以由一級或兩級放大器組成。
在高頻功率放大起電路210中提供的所述偏置控制電路可以配置成由電阻分壓器組成的電路，每個電阻分壓器都接收輸出功率控制電壓Vapc并將以合適的比例來分配該電壓，由此向每級放大晶體管產生偏置電壓?；蛘?，可以將它配置成包括用于偏置的晶體管的電流反射鏡型的偏置電路，其中每個都連接到每級放大晶體管以形成電流反射鏡。所述電流反射鏡型偏置電路通過將輸出功率控制電壓Vapc以合適的比例轉換成偏置電流以及允許偏置電流流過用于偏置的每個晶體管來對每個放大晶體管施加偏置。
附圖標記220表示輸出功率控制點路，其檢測高頻功率放大器電路210的輸出功率并產生輸出功率控制電壓Vapc并將其施加到高頻功率放大器電路210。所述輸出功率控制電路包括功率檢測電路221，通過耦合器或類似裝置來檢測放大器輸出功率并輸出與檢測到的輸出功率成比例的電流；電流-電壓轉換電路222，其將來自檢測器的輸出電流轉換成電壓；以及誤差放大器223，其將作為轉換結果的檢測到的電壓Vdet與從基帶電路提供的輸出電平指示信號Vramp進行比較并輸出與Vdet和Vramp之間的電位差相對應的電壓作為輸出功率控制電壓Vapc的。這樣一個由輸出功率檢測電路221、電流-電壓轉換電路和誤差放大器223組成的電路是已經被傳統(tǒng)用作APC電路的相對普通的電路。
在本實施例的輸出功率控制電路220中，除了上述電路221和223外，還提供了預充電電路228。所述預充電電路228由檢測流過高頻功率放大器電路210的末級放大晶體管的電流的電流檢測電路224、將由此檢測到的輸出電流轉換成電壓的電流-電壓轉換電路225、將作為轉換結果的電壓Vmoni與預定參考電壓Vpre進行比較的差分放大器以及其柵極接收差分放大器223的輸出電壓以及其源極被連接到誤差放大器223的輸出端以允許與Vmoni和Vpre之間的電位差相對應的電流流入誤差放大器223的晶體管Qe組成。作為晶體管Qe，在該實施例中采用MOSFET；替代地，可以采用雙極性晶體管。
當輸入到差分放大器226的電壓Vmoni低于參考電壓Vpre時，所述預充電電路228導通晶體管Qe，允許電流流入誤差放大器223。這里，參考電壓Vpre設置成與-30dBm到-20dBm的輸出功率相當的值。最好是，由類似能產生恒定電壓而不依賴于電源電壓和溫度的帶隙參考電路的恒定電壓電路來產生參考電壓Vpre。設置本實施例的預充電電路228以便當誤差放大器223的輸出增高到高于由預充電電路228給定的預充電電平并且晶體管Qe的源極電壓變得高于其柵極電壓時，在輸出電平指示信號Vramp升高時自動地關閉晶體管Qe。
圖2(B)表示當發(fā)送開始時用于高頻功率放大的模塊(這里稱作功率模塊)的內部節(jié)點的電位是怎樣變化的，其中對所述模塊采用了上述實施例。
通過與如圖2(A)所示的、用軟件處理程序預充電的傳統(tǒng)方法中電位變化的比較清楚可見，通過采用本實施例獲得了以下的結果。不用將用于預充電的輸出電平指示信號Vramp增高t4到t5的一段時間就增高了輸出功率Pout，并且其增高可以落在GSM標準指定的t5到t6的時間段的預定時標內。我們通過模擬來觀察應用了本實施例的功率模塊的輸出信號的頻譜特性并獲得如圖11(B)中用實線描繪的輸出信號輪廓。從這里可以看出，可以將信號輪廓保持低于GSM標準規(guī)定的信號強度的可允許范圍(用虛線A描繪的)。在圖11中，f0是中心發(fā)送頻率。
圖1中所示的高頻功率放大器電路210和輸出功率控制電路220是通過裝配在由一個或多個半導體芯片(IC)和諸如電容器等的外部元件構成的模塊中來實現的。在本說明書中，所述模塊指的是這樣的結構，其中在例如在其側面和表面具有印刷電路的陶瓷基底的絕緣基底上安裝有多個半導體芯片和分散的元件。其中所有的元件都是通過印刷電路和焊線互連來完成其特定任務的結構被作為單獨電子部件來處理。
圖3表示輸出功率控制電路220的線路具體實例的電路圖。這里，將通過采用其中所述高頻空率放大器電路210由未示出的多級級聯的三個放大晶體管組成的例子來解釋該電路，但不局限于此。在圖3中，Qa3表示高頻功率放大器電路210的末級放大晶體管。在被前一級放大晶體管放大后，經由用于切斷DC分量的電容器C3來將RF信號RFin輸入到晶體管Qa3的柵極，并且將晶體管Qa3的漏極通過輸出線路Lout連接到輸出端子OUT。在輸出線路Lout上，安裝了用于切斷DC分量的電容器C4和將在后面描述的微耦合器227。
將用于偏置的晶體管Qb3經由電阻器Rb3連接到放大晶體管Qa3的柵極，以便晶體管Qb3和Qa3形成電流反射鏡；但是，并不局限于此。來自電流產生電路231的偏置電流Ib3流入該晶體管Qb3，引起作為空載電流的漏電流流過晶體管Qa3，其中漏電流與晶體管Qb3和Qa3之間的尺寸比例成正比。同樣，將用于偏置的晶體管(Qb1、Qb2)分別連接到前一級中的放大晶體管以形成電流反射鏡，并且允許來自電流產生電路231的偏置電流Ib1、Ib2流入這些晶體管中。通過電流產生電路231和用于偏置的晶體管Qb1、Qb2和Qb3來形成柵極偏置控制電路230。
電流檢測電路224由用于電流檢測的N溝道MOSFET Q11、串聯到晶體管Q11的P溝道MOSFET Q12以及與晶體管Q12一起形成電流反射鏡的MOSFET Q13組成。經由電阻器Ri將與施加到末級放大晶體管Qa3的柵極的偏置電壓Vb3相等的電壓施加到MOSFETQ11的柵極。允許晶體管Q13的漏電流流過用作電流-電壓轉換裝置的電阻器225。
在本實施例中，通過具有相對高的源極-漏極耐電壓(大約20V)的橫向分布MOSFET(LDMOS)來形成放大晶體管Qa3，其中電極在半導體芯片上橫向分布。因此，通過較小的LDMOS來形成用于偏置的晶體管Qb3和用于電流檢測的晶體管Q11。結果，與放大晶體管Qa3的漏電流成正比的電流流過用于電流檢測的晶體管Q11，并且作為結果，可以檢測輸出電流。通過使用放大晶體管Qa3的柵極電壓來檢測電流，可以使本實施例的電流檢測電路224甚至對于低功率電流非常靈敏。由于用于電流檢測的晶體管Q11是通過使用在其上形成有放大晶體管Qa3的同一個半導體芯片上形成的元件而形成的，在其上，可以降低由于生產變化引起的檢測電流變化。
輸出功率檢測電路221由由電容Ci組成的檢測器部分211、N溝道MOSFET Q1、P溝道MOSFET Q2、MOSFET Q3以及用于電流-電壓轉換的MOSFET Q4、緩沖電路212、偏置產生電路213、緩沖電路214、減法電路215組成，所述電容器Ci的一端被連接到末級放大晶體管Qa3的漏極與輸出端子OUT之間的輸出線路Lout上安裝的微耦合器227，所述N溝道MOSFET Q1的柵極連接到電容器Ci的另一端，P溝道MOSFET Q2被串聯連接到晶體管Q1，MOSFET Q3與晶體管Q2一起形成電流反射鏡，MOSFET Q4被串聯連接到晶體管Q3，緩沖電路212執(zhí)行作為晶體管Q4轉換結果的電壓的阻抗變換并將最終產生的電壓提供給下一級，偏置產生電路213對MOSFET Q1施加柵極偏置電壓，緩沖電路214執(zhí)行由偏置產生電路213產生的偏置電壓的阻抗變換并將最終產生的電壓提供給下一級，減法電路215從緩沖電路212的輸出中減去緩沖電路214的輸出并輸出最終產生的電壓。作為緩沖電路212和214，可以使用電壓跟隨器。
偏置產生電路213由電阻器R1和在電源電壓端子與接地點之間串聯的MOSFET Q5、在MOSFET Q5的柵極和用于輸出檢測的MOSFET Q1的柵極之間連接的電阻器R2以及在MOSFET Q5的柵極與接地點之間連接的電容器C11組成，其中向所述電源端子外部地提供恒定電壓Vtxb。其柵極和漏極耦合的MOSFET Q5被配置作為二極管工作。通過流過電阻器R1和晶體管Q5的電流Ibias，確定節(jié)點N1的電位。將節(jié)點N1的電位加到用于輸出檢測的MOSFET Q1的柵極作為給出操作點的偏置電壓。
在本實施例中，將MOSFET Q1的門限電壓附近的電壓值設置成偏置電壓值以便用于輸出檢測的MOSFET Q1能夠執(zhí)行B類放大。結果，與由輸入電流的半波整流產生的電流類似的并且與經由電容器Ci到MOSFET Q1的輸入電流的AV波形成正比的電流流過MOSFETQ1。MOSFET Q1的漏電流包括與輸入AC信號的幅度成正比的DC分量。
該晶體管Q1的漏電流Id通過Q2和Q3的電流反射鏡電路被鏡像到晶體管Q3并被二極管連接的晶體管Q4轉換成電壓。這里，一對MOSFET Q1和Q4以及一對MOSFET Q2和Q3被分別設置成兩者之間具有的預定尺寸比例。因此，例如當MOSFET Q1和Q2的特性(尤其是門限電壓)由于生產變化而改變時，匹配的MOSFET Q4和Q3的特性也相應地改變。結果，特性變化的影響相互抵消，并且與檢測到的輸出相對應的、不受MOSFET中變化影響的電壓出現在MOSFET Q4的漏極。
在本實施例中，與MOSFET Q5的柵極相連的節(jié)點N1和偏置產生電路213中的電阻器R2的電位被輸入到緩沖電路214的輸入端。電阻器R2和電容器C11作為低通濾波器工作，以防止經由電容器Ci引入的輸出功率的AC分量被反饋到緩沖電路214的輸入。
在本實施例中，經由緩沖電路214將與偏置產生電路213產生的并被施加到用于輸出檢測的MOSFET Q1的柵極的偏置電壓相同的電壓提供給減法電路215。從減法電路215輸出與檢測到的輸出相對應的電壓，從中已經減去了偏置電壓。因此，作為與輸出功率的凈AC分量成正比的檢測電壓Vdet的不包括偏置產生電路213添加的DC分量的減法電路215的輸出被輸入到誤差放大器223。誤差放大器223向電流產生電路231輸出與檢測電壓Vdet和輸出電平指示信號Vramp之間的電位差相對應的電壓，作為的輸出功率控制電壓Vapc。
電流產生電路231由在其非反相輸入端接收輸出功率控制電壓Vapc的差分放大器AMP1、在其柵極接收差分放大器AMPI的輸出的MOSFET Q30、串聯到MOSFET Q30的電阻器R30以及接收與MOSFET Q30的電壓相同的柵極電壓的MOSFET Q31、Q32和Q33。通過將與MOSFET Q30和電阻器R30相連的節(jié)點N3的電位反饋到差分放大器AMP1的反相輸入端來驅動MOSFET Q30，以便連接節(jié)點N3的電位會與Vapc和與流過MOSFET Q31、Q32和Q33的與輸出功率控制電壓Vapc成正比的電流相匹配。
這些電流流入用于偏置的晶體管Qb1、Qb2和Qb3作為偏置電流Ib1、Ib2和Ib3，Qb1、Qb2和Qb3分別與放大元件Qa1、Qa2和Qa3一起形成電流反射鏡。通過預先分別設置適當的晶體管Q31、Q32和Q33與晶體管Q30的尺寸比例，可以允許與Vapc成正比的所需量的偏置電流分別流入用于偏置的晶體管Qb1、Qb2和Qb3。通常，按照這樣設置偏置電流Ib1＜Ib2＜Ib3。圖3的電流產生電路231是一個例子并且其實施例并不局限于此?？梢詫⒁粋€限制器附接(連接)到差分放大器AMP1的非反相輸入端來將輸入限制到最大值或低于最大值?？梢耘渲盟鲭娐芬员惆惭b電阻電壓分配電路，以代替電流產生電路231和晶體管Qb1、Qb2和Qb3，并且將以適當電阻比例分配Vapc產生的偏置電壓施加到放大元件Qa1、Qa2和Qa3的柵極。
圖4表示預充電電路228的更優(yōu)選的實例。在圖4中，對與圖3的電路中所示的元件相對應的元件分配相同的附圖標記和符號，并且不再重復其多余的解釋。
該實施例中的預充電電路228包括在電流檢測電路224中提供的電流鉗位電路。具體來說，經由電阻器R0將用于電流反射鏡的MOSFET Q12連接到用于電流檢測的MOSFET Q11的漏極來提高靈敏度，這通過抑制MOSFET Q11的漏極電壓并在末級放大晶體管Qa3的偏置狀態(tài)附近施加偏置來實現。二極管連接的MOSFET Q14被串聯在與晶體管Q12一起形成電流反射鏡的晶體管Q13的漏極和接地點之間。
MOSFET Q16與到該晶體管Q14并聯。MOSFET Q16與連接二極管的MOSFET Q15一起形成電流反射鏡，并旁路來自晶體管Q13的一部分電流，其中外部提供的預定電流Ir流過MOSFET Q15。安裝一個其柵極接收與加到晶體管Q13的電壓相同的電壓的晶體管Q17。晶體管Q18被串聯到晶體管Q17并且其柵極接收與加到晶體管Q14的電壓相同的電壓。二極管連接的晶體管Q19與晶體管Q18一起并聯安裝。安裝與晶體管Q19一起形成電流反射鏡的晶體管Q20以及形成電流反射鏡以回流流過晶體管Q20的電流的晶體管Q21和Q22。電阻器225被串聯連接到晶體管Q22。
晶體管Q15和Q16之間的尺寸比例(就柵極寬度W和柵極長度L來說)是1∶n，晶體管Q13和Q17尺寸相同，晶體管Q14和Q18尺寸相同，晶體管Q19和Q20尺寸相同，晶體管Q21和Q22尺寸相同。因此，在該實施例的電流檢測電路224中，是流過晶體管Q15的電流Ir的n倍的電流n·Ir流過晶體管Q16，并且通過從流過晶體管Q13的電流Ia中減去流過晶體管Q16的電流n·Ir而得到的電流(Ia-n·Ir)流過晶體管Q14和Q18。結果，如果Ia＞n·Ir，通過從流過晶體管Q17的電流Ia中減去流過晶體管Q17的電流(Ia-n·Ir)而獲得的電流n·Ir流過晶體管Q19到Q22，并且輸出電流被鉗位到n·Ir。否則，如果Ia＜n·Ir，所有流過晶體管Q13的電流都流過晶體管Q16，沒有電流“0”流過晶體管Q14和Q18，并且所有流過晶體管Q17的電流Ia都流過晶體管Q19。通過晶體管Q19到Q22的電流反射鏡，流過晶體管Q19的電流被原樣復制，并且最終電流Ia流過用于電流-電壓轉換的電阻器225。
這里，考慮在發(fā)送開始時的預充電電路228的操作。一開始，預充電電路228的電源電壓Vtxb在使Vramp和Vb3都為“0”的狀態(tài)下增高。這時，因為Vapc是“0”，所以使晶體管Q11到Q13截止以便較少的或沒有電流流過Q11和Q13，并且使末級晶體管Q22截止以便較少的或沒有電流流過電流檢測電路224中的Q22。因此，差分放大器226的反相輸入端子的電壓基本上是0V并且低于非反相輸入端子的電壓Vpre。因此，導通晶體管Qe，Vapc升高并且開始預充電。
然后，當Vb3升高時，電流變成流過電流檢測電路224中的晶體管Q11到Q13并且電流流過鉗位電路中的晶體管Q14到Q22。隨著差分放大器226的反相輸入端子電壓的增加，該放大器輸出就降低，這引起到晶體管Qe的負反饋。這時，即使如果Vapc快速增加并且大電流流過電流檢測電路中的晶體管Q11和Q13，流過晶體管Q17的電流被鉗位到n·Ir。因此，可能避免過多的電流被轉換成差分放大器226的輸出的不穩(wěn)定操作，這使晶體管Qe截止并停止預充電。
圖5到8表示通過模擬來檢查高頻功率放大器電路的輸出電平指示信號Vramp和輸出功率Pout之間的關系的結果，其中對所述高頻功率放大器電路采用了本實施例的預充電電路228。在圖5中，實線A描繪了應用本發(fā)明的電路的特性，而虛線B描繪了沒有應用本發(fā)明的電路的特性。從圖5中清楚看到，可以通過應用本實施例來實現輸出電平指示信號Vramp的0到0.35V范圍內的大約高35dBm的輸出功率Pout。
圖6表示在變化溫度下隨著Vramp升高的輸出功率Pout特性的變化。圖7表示在變化的電源電壓Vdd下隨著Vramp升高的輸出功率Pout特性的變化。圖8表示在變化的預充電電平下隨著Vramp升高的輸出功率Pout特性的變化，這假設出現在如果流過用于電流檢測的晶體管Q11的電流和流過例如Q13的另一個晶體管的電流之間的比例由于生產變化而與設計值不同的情況下。假設輸出功率Pout的目標預充電電平是-30dBm(一開始)，其通過預充電電平增加64dBm，我們檢查最壞的情況中離目標的偏差，所述最壞的情況是所有由上述因素引起的變化都是最大的。我們能夠確定的觀察值偏離目標電平最大是+4.5dm、最小是-3.2dBm，并且所述偏差正好落在設計允許誤差內。
圖9表示對其采用了包含上述實施例的預充電電路228的輸出功率控制電路220的功率模塊的另一個實施例。該實施例被配置成使得可以與GSM和DCS(數字蜂窩系統(tǒng))這兩種模式中任一種相適合的放大輸出功率和輸出發(fā)送信號。所述功率模塊200包括用于GSM 210a的高頻功率放大器電路和用于DCS 210b的高頻功率放大器電路并且除了用于預充電的電流檢測電路224外，還提供輸出功率控制電路220作為用于GSM和DCS的放大器電路的公用電路。
具體來說，作為電流-電壓轉換裝置的電阻器225、差分放大器226和發(fā)射極跟隨器類型的晶體管Qe，(都是預充電電路228的組成部分)，被提供作為用于GSM和DCS的功率放大器電路的公用電路。電阻器225被配備有用于切換來自GSM電流檢測電路的輸出電流和來自DCS電流檢測電路的輸出電流之間的連接的轉接開關SW1。該開關的轉接和電流產生電路231由表示GSM或DCS發(fā)送信號是否來自基帶電路的頻帶控制信號Vband來控制。盡管圖9表示的功率模塊是為了圖形表示的簡便而采用了圖3中所示的第一實施例的預充電電路228，但是，不用說，也可以采用圖4中所示的第二實施例的預充電電路228。
用于GSM 210a的高頻功率放大器電路和用于DCS 210b的高頻功率放大器電路的每一個都被配置得使得級聯三個放大晶體管Qa1、Qa2和Qa3，也就是，每個都由三個放大器電路組成，這三個放大器電路以這樣的方式連接，即前一級晶體管的漏極電壓被輸入到后一級晶體管的柵極。由在模塊基底上形成的微帶線組成的電感器MSL1、MSL2和MSL3被分別連接在放大晶體管Qa1、Qa2和Qa3的每個放大級和電源端子Vdd1、Vdd2的任一個之間。
為了切斷要放大的RF信號的DC分量的電容器C1、C2和C3被提供在每個放大級之間。在每個放大級中提供用于偏置Qb1、Qb2和Qb3的晶體管，每個晶體管的柵極都經由電阻被連接到放大晶體管Qa1、Qa2和Qa3的相應一個的柵極上。隨著來自輸出功率控制電路中的電流產生電路231的偏置電流Ib1、Ib2和Ib3流過這些晶體管Qb1、Qb2和Qb3，相應的偏置電壓被施加到放大晶體管Qa1、Qa2和Qa3上，允許根據功率控制電壓Vapc的操作電流流過這些晶體管。
圖10表示采用了根據圖9的實施例的用于高頻功率放大的模塊的無線通信系統(tǒng)實例的大概配置。
在圖10中，ANT表示用于發(fā)送和接收無線信號載波的天線并且附圖標記100表示電子設備(這里及以后都稱作RF設備)，在該電子設備的單個外殼中安裝了下述元件包括能夠進行用于GSM和DCS系統(tǒng)的GMSK調制/解調以及EDGE模式PSK調制/解調的調制/解調電路的半導體集成的RF信號處理電路(這里及以后都稱作基帶IC)以及用于將發(fā)送數據(基帶信號)分解成I和Q分量并處理從接收的信號中提取的I和Q分量的電路，放大接收的信號的低噪聲放大器LNA1、LNA2，從發(fā)送信號中消除諧波分量的帶通濾波器BPF1、BPF2，從接收的信號中消除偽分量的帶通濾波器BPF3、BPF4等。低噪聲放大器LNA1、LNA2可以被放置在基帶IC 110中。
基帶IC 110包括分別上變換GSM和DCS發(fā)送信號的混頻器Tx-MIX1、Tx-MIX2，分別下變換GSM和DCS接收信號的混頻器Rx-MIX1、Rx-MIX2，產生要通過這些混頻器與發(fā)送信號和接收信號混頻的振蕩信號的振蕩器VCO1到VCO4以及分別放大GSM和DSC放大信號的增益控制放大器GCA1、GCA2。
在圖10中，附圖標記200表示上述實施例的包括用來放大從基帶IC 110提供的RF發(fā)送信號的高頻功率放大器電路和輸出功率控制電路的功率模塊，附圖標記300表示前端模塊，其包括用來消除例如發(fā)送信號中包含的例如高諧波的噪聲的濾波器LPF1、LPF2、用于組合和分離GSM信號和DCS信號的雙工器DPX1、DPX2以及發(fā)送/接收轉接開關T/R-SW等。
如圖10所示，在該實施例中，將表示GSM或DCS的模式控制信號Vband、輸出電平指示信號Vramp、用于檢測電路的電源電壓Vtxb從基帶IC 110提供給功率模塊200。基于控制信號Vband和輸出電平指示信號Vramp，輸出功率控制電路產生并提供偏置電流給高頻功率放大器電路210a或210b，而預充電電路228由電源電壓Vtxb的升高來觸發(fā)并根據輸出功率控制電壓Vapc來執(zhí)行預充電。
盡管已經基于其實施例具體描述了由本發(fā)明人做出的本發(fā)明，但是要理解的是本發(fā)明并不局限于這里和之前描述的實施例，并且在不脫離本發(fā)明范圍的情況下可以做出各種改變。例如，盡管在前面的實施例中FET被用作高頻功率放大器電路中的放大晶體管Qa1到Qa3，也可以代替使用雙極性晶體管、GaAs MESFET、異質結雙極性晶體管(HBT)、高電子流動性晶體管和其他晶體管。
盡管在前面的描述中，已經就在本發(fā)明的背景使用領域中其在高頻功率放大器電路的應用和在移動電話中使用的功率模塊解釋了由本發(fā)明人做出的發(fā)明，但是本發(fā)明不是這么局限，并且可被用于高頻功率放大器電路和功率模塊或類似裝置來作為無線LAN的組成部分。
權利要求
1.一種用于放大RF發(fā)送信號的高頻功率放大用的電子部件，包括功率放大元件，向功率放大元件施加偏置的偏置控制電路，基于輸出功率水平指示信號向所述偏置控制電路提供輸出功率控制電壓的輸出功率控制電路，其中所述電子部件配備有預充電電路，其在由發(fā)送開始時的電源電壓的升高而觸發(fā)，檢測流過末級功率放大元件的電流的同時，增高所述輸出功率控制電壓以產生預定水平的輸出功率。
2.如權利要求1所述的高頻功率放大用的電子部件，其中所述預充電電路包括檢測流過末級功率放大元件的電流的電流檢測電路，將電流檢測電路的輸出電流轉換成電壓的電流-電壓轉換電路，和將電流-電壓轉換電路的輸出電壓與預定電位比較并輸出與它們之間的電位差相對應的電流或電壓的差分放大器電路。
3.如權利要求2所述的高頻功率放大用的電子部件，還包括檢測輸出功率的輸出功率檢測電路和將輸出功率檢測電路檢測到的輸出與所述輸出功率水平指示信號比較并產生要提供給所述偏置控制電路的輸出功率控制電壓的誤差放大器電路，其中所述預充電電路由發(fā)送開始時電源電壓的升高而觸發(fā)，增高要從所述誤差放大器電路輸出的輸出功率控制電壓。
4.如權利要求3所述的高頻功率放大用的電子部件，其中所述輸出功率檢測電路被配置成提取所述末級功率放大元件的輸出的AC分量并輸出與輸出功率成正比的檢測電壓。
5.如權利要求2所述的高頻功率放大用的電子部件，其中所述電流檢測電路包括晶體管元件和連接到所述晶體管元件的電流反射鏡電路，其中所述晶體管元件的控制端子接收與所述末級功率放大元件的控制電壓相同電平的電壓，并且與流過所述末級功率放大元件的電流成正比的電流流過所述晶體管元件。
6.如權利要求5所述的高頻功率放大用的電子部件，其中在形成末級功率放大元件的同一個半導體芯片上形成所述晶體管元件，所述晶體管元件是所述電流檢測電路的元件，并具有與放大元件相同的特性并且比所述末級功率放大元件小。
7.如權利要求6所述的高頻功率放大用的電子部件，其中所述電流檢測電路包括電流鉗位電路，該電流鉗位電路防止超過預定量的電流在電流檢測電路中流動。
8.如權利要求3所述的高頻功率放大用的電子部件，其中所述預充電電路包括檢測流過所述末級功率放大元件的電流檢測電路，將電流檢測電路的輸出電流轉換成電壓的電流-電壓轉換電路，將電流-電壓轉換電路的輸出電壓與預定電位比較并輸出與它們的電位差相對應的電壓的差分放大器電路，以及晶體管，所述晶體管的控制端子接收差分放大器的輸出電壓，其源極或發(fā)射極被連接到所述誤差放大器電路的輸出端。
9.如權利要求1所述的高頻功率放大用的電子部件，還包括放大和輸出預定頻帶中的第一RF信號的第一高頻功率放大器電路以及放大和輸出與所述第一RF信號的頻帶不同的頻帶中的第二RF信號的第二高頻功率放大器電路，其中所述預充電電路被提供作為所述第一高頻功率放大器電路和第二高頻功率放大器電路的公用電路。
10.如權利要求1所述的用于高頻功率放大的電子部件，還包括級聯的多個功率放大元件，其中所述偏置控制電路被配置成根據所述輸出功率控制電壓對多個功率放大元件施加偏置電壓。
全文摘要
本發(fā)明提供一種高頻功率放大的電子部件(RF功率模塊)，其將自動執(zhí)行在發(fā)送開始時用于正確輸出功率的預充電電平設置，而不需要基帶IC上運行的用于預充電的軟件處理程序，其能減少用戶、也就是移動電話制造商的負擔。所述被配置成放大RF發(fā)送信號的電子部件包括基于輸出功率水平指示信號向高頻功率放大器電路中的偏置控制電路提供輸出功率控制電壓的輸出功率控制電路。該電子部件配備有預充電電路，其中所述電子部件配備有預充電電路，其在由發(fā)送開始時的電源電壓的升高而觸發(fā)，檢測流過末級功率放大元件的電流的同時，增高所述輸出功率控制電壓以產生預定水平的輸出功率。
文檔編號H04B7/26GK1829079SQ20061000936
公開日2006年9月6日 申請日期2006年2月28日 優(yōu)先權日2005年2月28日
發(fā)明者高橋恭一, 筒井孝幸, 赤嶺均, 森澤文雅, 松平信洋 申請人:株式會社瑞薩科技