專利名稱：正交頻分復用通信載頻間干擾的抑制方法及系統(tǒng)的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及多載波移動通信領域，更確切地說，涉及一種正交頻分復用 通信載頻間干擾的抑制方法及系統(tǒng)。
背景技術：
高速率多業(yè)務通信是通信技術發(fā)展的目標之一，OFDM (Orthogonal Frequency-Division Multiplexing,正交頻分復用)技術是適用于高速率業(yè) 務傳輸?shù)淖钣行У募夹g之一。它將整個信道帶寬劃分為若干個子信道，每一子 信道用子載波調(diào)制時，允許相鄰子載波之間有很大程度的重疊，從而可以有效 地提高頻譜利用率。OFDM技術通過串/并轉(zhuǎn)換過程將高速傳輸?shù)臄?shù)據(jù)變?yōu)檩^低 速率的傳輸，從而使傳輸信道具有平衰落特性，可有效地克服信道頻率選擇性 的影響，減少ISI (Inter-Symbol Interference,符號間干擾)對系統(tǒng)性能 的影響?；贠FDM技術的蜂窩移動無線系統(tǒng)在瑞利衰落環(huán)境中表現(xiàn)出了很好的誤 碼性能，并于90年代初在數(shù)字廣播中得到了廣泛的成功應用。由于其優(yōu)異的 性能，OFDM技術已被多個無線局域網(wǎng)協(xié)議采用，如IEEE 802.11 a與IEEE 802. 15等，并且在下一代網(wǎng)絡所提議的方案中，OFDM技術被作為一種標準的 調(diào)制方案。目前將OFDM技術作為一種標準的調(diào)制方案與第三代移動通信中的 關鍵技術CDMA相結(jié)合，已成為MIMO系統(tǒng)中的傳輸體制。但是，OFDM技術對子載波之間的正交性要求很高，無論是由于發(fā)射端與 接收端之間相對高速運動所引入的多普勒(Do卯ler)頻移還是收發(fā)信機中的 載頻不同步所引入的載頻偏移，都會破壞子載波之間的正交性，從而造成ICI (Inter-Carrier Interference,載頻間干擾)，這將嚴重影響系統(tǒng)的性能。 研究表明當系統(tǒng)的歸一化頻偏系數(shù)為0.2時，系統(tǒng)的載干比會下降12dB，因 此如何抑制ICI已成為研究OFDM系統(tǒng)的關鍵技術之一。歸納起來，目前對ICI抑制的方法大致可以分為以下幾種類型 一是對 由收發(fā)信機中的載頻不同步所引入的ICI，采用首先進行頻偏估計，然后通 過在接收端校正頻偏來抑制ICI; 二是頻域均衡，均衡器的加權系數(shù)需要根 據(jù)信道的估計來設定；三是時域加窗，目前已有許多類型的窗函數(shù)，但這一 方法會增加系統(tǒng)的線性失真，降低了系統(tǒng)的信噪比；四是ICI的自消除方案， 通過在相鄰子信道上發(fā)送符號相反的信號消除ICI，但這一方案降低了數(shù)據(jù) 率，使頻譜的利用率降低，并且也不適用于快時變衰落信道。在OFDM系統(tǒng)中，ICI是由系統(tǒng)中高速移動所引起的多普勒頻移和收發(fā)信機 中的載頻不同步造成的，下面從系統(tǒng)的角度來分析ICI的分布特征。首先考慮收發(fā)信機中的載頻不同步造成的ICI。在OFDM系統(tǒng)中，設輸入OFDM調(diào)制器的信源為<formula>formula see original document page 6</formula>，其中W為 系統(tǒng)的子載波數(shù)，則調(diào)制后的時間域信號為<formula>formula see original document page 6</formula>其中^-e力f ，『/為第A:個子載波的調(diào)制頻率；將上式表示為向量形式 則b-W、其中，W"為DFT (離散傅立葉變換)矩陣W的逆矩陣?？紤]系統(tǒng)中收發(fā)信機的載頻不同步所引入的歸一化頻偏s-A/xr ，其中 r為OFDM符號塊的時間間隔，4/為收發(fā)信機間的頻率差，則頻域的頻移對 時域信號的影響可表示為<formula>formula see original document page 6</formula>其中^為受頻偏影響的時域信號。令A-exp(^^i)， /=0，1,...,—1，則上式可寫為向量形式<formula>formula see original document page 7</formula>
則經(jīng)OFDM解調(diào)后的第yt個輸出判決量為W—1其中//為信道矩陣，。_4為其它的載波對當前第*個載波的干擾項，AM1 yv-i接下來，考慮時變信道的影響造成的ici。時刻"的輸入信號;c(")通過多徑信道后的輸出為:Kn)^(")"^(")，其中，信道輸入信號x(")-^l;ji^yY ， |> /("-/)為多徑信道的單位脈沖響應，、為信道徑數(shù)，、為信道第/徑的單位脈沖響應，則輸出y(")的FFT變換r(附)為<formula>formula see original document page 7</formula>(2)
其中，c。4Ssx/ ^z"(附,")，c"^i;i:v，"^v 為其它子載波對當前第m個載波的干擾項。結(jié)合以上分析，通過計算機仿真得到ICI系數(shù)的分布特征如圖1、圖2和圖3
所示。其中，圖1是收發(fā)信機不同步時ICI干擾系數(shù)的分布示意圖，其中"ep" 表示歸一化頻偏。當歸一化頻偏分別為O. 2和0. 4時，對應不同子載波位置的ICI 干擾系數(shù)分別如圖中圓圈和星號圖案所示。圖2是多徑時變信道下ICI干擾系數(shù) 的分布示意圖一。圖3是多徑時變信道下ICI干擾系數(shù)的分布示意圖二。從圖中 可見，當最大多普勒頻移不同時，多徑時變信道的ICI系數(shù)分布規(guī)律在一定條 件下會發(fā)生變化。Y. zhao禾口Haggman在參考文獻a (F.朋d 5". 6". 〃鄉(xiāng)鵬"，T)^e酒m'er i/7terfere/7ceca"ceJ73tio/3 sc力e邁e /hr 6FZW卿力j7e co順"m'ca"o" 575^柳s/[/7. 7SF 7>朋& Co鵬〃/ , 2W7,必(7入'〃必-7^7.)中提出了一種ICI抑制方法-干擾自消除方法。該方法因?qū)崿F(xiàn)簡單，無需信道估計而被廣泛接受。下面結(jié)合附 圖4對該方法進行具體地闡述。干擾自消除方法的系統(tǒng)模塊示意圖如圖4所示，在該傳輸方案中，首先對 輸入信號進行載波調(diào)制，如MPSK (多進制項移鍵控)調(diào)制，然后進行差分編碼 和ICI消除編碼為消除ICI，該方法將傳輸數(shù)據(jù)映射到兩個相鄰的子載波而不是單個子載波上，令7(/)表示第/個子載波的傳輸數(shù)據(jù)，則得到<formula>formula see original document page 8</formula>之后信號經(jīng)過IFFT( Inverse Fast Fourier Transform,逆快速傅立葉變換)， 插入CP (循環(huán)前綴)，再經(jīng)過低通濾波輻射到信道。在接收端，首先進行低 通濾波，然后去掉CP，再進行FFT (Fast Fourier Transform,快速傅立葉 變換)，則根據(jù)上面的式(2)，待判決信號可表示為<formula>formula see original document page 8</formula>) (3)
可以證明此方法能消除接收端待判決信號中的大部分ICI。因為此時ICI 不再依賴于干擾項系數(shù)自身，而是依賴于相鄰兩個干擾項系數(shù)之差，由于相 鄰子載波上的干擾項系數(shù)值比較接近，因此相鄰干擾項系數(shù)的差值就很小， 從而可以有效地消除ICI，并且當相鄰系數(shù)值相等時可以更加有效的消除ICI 的影響。使用此方法時，還可以將待判決信號再作相鄰相減，則可得到<formula>formula see original document page 9</formula> (4)這樣可進一步地提高系統(tǒng)的性能，同理，還可依次推廣到更高階的算法。例如在相鄰三個子載波加權系數(shù)的線性變化基礎上進行推廣，得到高階的ICI自消除法。 一階方法把相同的數(shù)據(jù)映射到一組相鄰的兩個子載波上，而高階方法中可以把同一數(shù)據(jù)映射到一組k (〉2)個子載波上，關于干擾自消除方法的詳細 內(nèi)容，請參見參考文獻a。該方案雖然可有效地提高ICI抑制能力，但將只需一 個子載波傳輸?shù)臄?shù)據(jù)變?yōu)閮蓚€子載波傳輸，系統(tǒng)的頻譜效率只有1/2，若將只 需一個子載波傳輸?shù)臄?shù)據(jù)變?yōu)橛筛嗟淖虞d波來傳輸，則頻譜效率降低得更 多，所以這一方案的頻譜效率不高。另一種ICI抑制的方法是一種均衡方法。ICI抑制的均衡方法的系統(tǒng)模塊示 意圖如圖5所示。在發(fā)送端，輸入數(shù)據(jù)首先經(jīng)過編碼、串/并轉(zhuǎn)換得到發(fā)送符號 Z，發(fā)送符號再經(jīng)OFDM調(diào)制、并/串轉(zhuǎn)換、數(shù)/模轉(zhuǎn)換進入信道進行傳輸。在接 收端，首先經(jīng)過模/數(shù)轉(zhuǎn)換、串/并轉(zhuǎn)換和OFDM解調(diào)得到接收端信號y， r再經(jīng) 均衡模塊進行均衡得到發(fā)送符號的估計值i ，》經(jīng)并/串轉(zhuǎn)換和譯碼得到恢復 的輸入信息。根據(jù)上面的公式(2)，接收端的信號為Y=CX + fi (5)這里矩陣C為<formula>formula see original document page 9</formula>其中c" =^/fS V，^e"《，fi為信道中的加性高斯噪聲的頻域分布。為了估計發(fā)送符號X，需要對信道矩陣進行估計并計算矩陣的逆，由于c 的維數(shù)很高，其計算量是很大的，不便于實時處理。在該方法中假設信道是慢時變的，即系統(tǒng)歸一化頻偏4/7^0.1，則多徑信 道的單位脈沖響應在一個OFDM符號塊周期內(nèi)可看作為線性變化，從而矩陣C中 的一些元素就可設置為零，使矩陣轉(zhuǎn)變?yōu)橄∈杈仃?，這樣可以簡化矩陣的求逆 運算。對于簡化后得到的與稀疏矩陣，通過導入一部分導頻序列，得到接收信 號中的載頻間干擾系數(shù)，采用迫零抑制算法來實現(xiàn)均衡，完成信號的檢測與恢 復。所述均衡方法僅適用于慢時變信道，如歸一化頻偏4/r〈(U的信道，并不適 用于快時變信道，若歸一化頻偏較大，則該方案不能應用；并且該方法需要一 組導頻序列來完成信道的估計，這也降低了系統(tǒng)的頻譜效率。發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明所要解決的技術問題是提供一種頻譜利用率高，且能適用于多種 信道條件的OFDM通信載頻間干擾的抑制方法和使用載頻間干擾抑制的正交 頻分復用通信方法。本發(fā)明提供了一種正交頻分復用OFDM通信系統(tǒng)載頻間干擾的抑制方法， OFDM系統(tǒng)先對發(fā)送端編碼信號進行預編碼，再對預編碼后的信號進行OFDM 調(diào)制，將對傳輸數(shù)據(jù)的變換等價為對載頻間干擾矩陣的變換得到等價載頻間 干擾矩陣；在接收端OFDM解調(diào)之后，根據(jù)等價載頻間干擾矩陣進行解碼。優(yōu)選地，所述預編碼過程包括將發(fā)送端編碼信號左乘預編碼矩陣T，使 等價載頻間干擾矩陣的系數(shù)相當于對原載頻間干擾矩陣的系數(shù)的差分變換。優(yōu)選地，對于子載波數(shù)為N的系統(tǒng)，所述預編碼矩陣T的系數(shù)滿足使等價載頻間干擾矩陣的系數(shù)相當于對原載頻間干擾矩陣的系數(shù)的二階差分，即 預編碼矩陣T為N階方陣，且所述矩陣T的對角元素為2，與對角元素相鄰 的元素為-1，其余元素為0，其中矩陣T的第一行和最后一行，第一列和最后 一列的相應元素均設定為相鄰。優(yōu)選地，接收端解碼的方法包括對等價載頻間干擾矩陣P進行估計和求 矩陣P的逆矩陣與接收信號的乘積。根據(jù)本發(fā)明的ICI抑制方法，提出了一種使用載頻間干擾預編碼抑制的 正交頻分復用通信方法，其包括以下步驟在發(fā)送端，首先對輸入數(shù)據(jù)進行編碼然后進行串/并轉(zhuǎn)換，生成第一發(fā)端信號；對第一發(fā)端信號進行預編碼，得到第二發(fā)端信號；將第二發(fā)端信號進 行0FDM調(diào)制，再經(jīng)過并/串轉(zhuǎn)換得到發(fā)送數(shù)據(jù)；對發(fā)送數(shù)據(jù)進行數(shù)/模轉(zhuǎn)換， 然后進入通信信道進行傳播；在接收端，首先對接收信號進行模/數(shù)轉(zhuǎn)換，得到接收數(shù)字信息；然后對 接收數(shù)字信息進行串/并轉(zhuǎn)換，再進0FDM解調(diào)，得到接收端信號；對接收端 信號進行均衡解碼，得到編碼信號的估計值；最后對編碼信號的估計值進行 并/串轉(zhuǎn)換，再對其轉(zhuǎn)換結(jié)果進行譯碼生成恢復的輸入數(shù)據(jù)。優(yōu)選地，使用載頻間干擾預編碼抑制的正交頻分復用通信方法中，所述 預編碼包括將第一發(fā)端信號左乘預編碼矩陣，使等價載頻間干擾矩陣的系數(shù) 相當于對載頻間干擾矩陣的系數(shù)的差分變換。優(yōu)選地，所述差分變換是二階差分，對于子載波數(shù)為N的系統(tǒng)，預編碼 矩陣為N階方陣，且所述預編碼矩陣的對角元素為2，與對角元素相鄰的元 素為-l，其余元素為O，其中預編碼矩陣的第一行和最后一行，第一列和最后 一列的相應元素均設定為相鄰。根據(jù)本發(fā)明的ICI抑制方法，提出了一種使用載頻間干擾抑制的正交頻 分復用通信系統(tǒng)，該系統(tǒng)的發(fā)送端包括編碼裝置、串/并轉(zhuǎn)換裝置、OFDM 調(diào)制裝置、并/串轉(zhuǎn)換裝置和數(shù)/模轉(zhuǎn)換裝置；該系統(tǒng)的接收端包括模/數(shù)轉(zhuǎn)換 裝置、串/并轉(zhuǎn)換裝置、0FDM解調(diào)裝置、并/串轉(zhuǎn)換裝置和譯碼裝置；并且， 所述系統(tǒng)還包括位于發(fā)送端的預編碼裝置和位于接收端的均衡裝置；在發(fā)送端，輸入數(shù)據(jù)經(jīng)編碼裝置、串/并轉(zhuǎn)換裝置生成第一發(fā)端信號；第一發(fā)端信號經(jīng)預編碼裝置，生成第二發(fā)端信號；再經(jīng)OFDM調(diào)制裝置、并/串 轉(zhuǎn)換裝置，生成發(fā)送數(shù)據(jù)；發(fā)送數(shù)據(jù)經(jīng)數(shù)/模轉(zhuǎn)換裝置后進入通信信道進行傳 播；在接收端，接收信號經(jīng)模/數(shù)轉(zhuǎn)換裝置，生成接收數(shù)字信息；接收數(shù)字信 息經(jīng)串/并轉(zhuǎn)換，再經(jīng)0FDM解調(diào)，生成接收端信號；接收端信號經(jīng)均衡裝置 進行均衡解碼，生成第一發(fā)端信號的估計值；該估計值經(jīng)行并/串轉(zhuǎn)換裝置和
譯碼裝置生成恢復的輸入數(shù)據(jù)。優(yōu)選地，所述正交頻分復用通信系統(tǒng)中，預編碼裝置對第一發(fā)端信號的 預編碼包括將第一發(fā)端信號左乘預編碼矩陣，使等價載頻間干擾矩陣的系數(shù) 相當于對載頻間干擾矩陣的系數(shù)的差分變換。優(yōu)選地，預編碼裝置的預編碼過程所述的差分變換是二階差分，對于子載波數(shù)為N的系統(tǒng)，預編碼矩陣為N階方陣，且所述預編碼矩陣的對角元素 為2，與對角元素相鄰的元素為-l，其余元素為O，其中預編碼矩陣的第一行 和最后一行，第一列和最后一列的相應元素均設定為相鄰。通過實施本發(fā)明的載頻間干擾預編碼抑制方法以及使用ICI抑制的OFDM 通信方法和通信系統(tǒng)，可以得到如下有益效果 一是將系統(tǒng)中的干擾項集中 分布在極少的子載波上，通過所述少數(shù)子載波進行均衡即可實現(xiàn)ICI抑制， 與現(xiàn)有技術相比降低了計算復雜度，且抑制效果得以提高；二是本發(fā)明的預 編碼方案沒有引入額外的冗余，因而信息率與頻譜效率不會降低，即在不降 低傳輸率的前提下提高了系統(tǒng)抗ICI的能力；三是本發(fā)明的方法可以應用于 多徑時變信道，適用范圍廣。本發(fā)明的上述以及其它特征和優(yōu)點將結(jié)合實施例與附圖在下文詳細說明。


圖1是收發(fā)信機不同步時ICI干擾系數(shù)的分布示意圖。 圖2是多徑時變信道下ICI干擾系數(shù)的分布示意圖一。 圖3是多徑時變信道下ICI干擾系數(shù)的分布示意圖二。 圖4是使用ICI干擾自消除方法的通信過程模塊示意圖。 圖5是使用ICI抑制的均衡方法的通信過程模塊示意圖。 圖6是使用本發(fā)明OFDM通信系統(tǒng)ICI抑制方法的通信過程模塊示意圖。 圖7是本發(fā)明0FDM通信系統(tǒng)ICI抑制方法應用前后的干擾系數(shù)分布比較 示意圖。 圖8是使用不同ICI抑制方法時的信干比比較示意圖。圖9是高斯信道下本發(fā)明和其它ICI抑制方法的性能比較示意圖。圖10是多徑時變信道下本發(fā)明和其它ICI抑制方法的性能比較示意圖。圖11是本發(fā)明使用ICI抑制的OFDM通信系統(tǒng)的結(jié)構模塊示意圖。
具體實施方式
本發(fā)明在不降低傳輸效率的前提下，提出了一種"主動"的干擾抑制方法。 下面結(jié)合附圖對本發(fā)明進行詳細描述。請參見圖6，本發(fā)明的載頻間干擾抑制方法的一種實施方式，即一種使 用ICI抑制的OFDM通信方法為數(shù)字比特流首先經(jīng)過編碼模塊和串/并轉(zhuǎn)換 模塊，得到第一發(fā)端頻域信號義，再通過預編碼模塊進行預編碼，從而得到 第二發(fā)端頻域信號a，第二發(fā)端頻域信號"經(jīng)過OFDM調(diào)制，在本實施例和大 部分通信系統(tǒng)中，OFDM調(diào)制通過IFFT實現(xiàn)。經(jīng)過OFDM調(diào)制的信號，重新通 過并/串轉(zhuǎn)換模塊，生成時域信號，再經(jīng)過D/A (數(shù)/模)轉(zhuǎn)換模塊，生成連 續(xù)的信號，并通過通信信道進行傳輸。在信號接收端，首先通過A/D (模/數(shù))轉(zhuǎn)換模塊對接收到的連續(xù)信號進 行采樣，之后采樣得到的離散信號經(jīng)過串/并轉(zhuǎn)換模塊被還原成多路并行信 號，并經(jīng)過OFDM解調(diào)，與調(diào)制相對應，這里OFDM解調(diào)是通過對信號進行FFT 實現(xiàn)的。經(jīng)OFDM解調(diào)之后的信號被送到均衡模塊，在均衡模塊對系統(tǒng)中的 ICI進行補償，之后，均衡后的數(shù)據(jù)再經(jīng)過并/串轉(zhuǎn)換模塊和譯碼模塊恢復出 原始數(shù)據(jù)。要說明的是，預編碼模塊的作用是通過對信號的變換實現(xiàn)ICI矩陣的等 效變換。所述預編碼以線性變換最為實現(xiàn)簡單且解碼方便，與預編碼矩陣T 相乘只是作為一個優(yōu)選的線性變換方案列舉于此，但并不能以此作為對本發(fā) 明范圍的限定。OFDM系統(tǒng)中的第一發(fā)端頻域信號為x， T為所設計的預編碼矩陣，則對于 均衡器前所收到的信號y，根據(jù)公式(5) Y-CX+fi可知，在進行預編碼后， <formula>formula see original document page 14</formula>(6)這里矩陣C為由系統(tǒng)頻偏所引入的ICI矩陣，其中矩陣元素C。表示第y個子 載波對第/個子載波的干擾，其矩陣元素定義與前文背景技術部分公式(5)中ICI矩陣類似；T是本發(fā)明中設計的預編碼矩陣，用來抑制系統(tǒng)中的ICI; fi為 噪聲，P-CT為預編碼處理后等價ICI矩陣。根據(jù)上面ICI矩陣系數(shù)分布特征的分析，在不降低數(shù)據(jù)傳輸率的條件下， 預編碼矩陣T的一種具體構造方式為使等價載頻間干擾矩陣的系數(shù)相當于對 原ICI矩陣的系數(shù)的二階差分，艮卩<formula>formula see original document page 14</formula>(7)對于子載波數(shù)為N的系統(tǒng)，預編碼矩陣T為N階方陣(即iVxiV的矩陣)， 且所述矩陣T的對角元素為2，與對角元素相鄰的元素為-1，其余元素為0， 其中矩陣T的第一行和最后一行，第一列和最后一列的相應元素均設定為相鄰。P為預編碼處理后等價ICI矩陣。則對應的干擾項系數(shù)為P = 2c —c m —c ，(8)即相當于將相鄰的子載波上的干擾系數(shù)進行差分處理，從而實現(xiàn)子載波上的 干擾抑制。同理，可以改變矩陣T的系數(shù)分布，對ICI矩陣的系數(shù)進行高階差分。對ICI抑制效果的評價，通常采用"信干比"C/i ，對于ICI矩陣C其信干 比定義為<formula>formula see original document page 14</formula>(9)
對于子載波數(shù)為W的系統(tǒng)，c,，,為當前子載波上的加權量，f-0,…，iV-l， C,，;,_/ = 0,..，iV-l且j、/為其他子載波對當前子載波的干擾量。對于經(jīng)預編碼抑 制處理后的等價ICI矩陣P，信干比為<formula>formula see original document page 15</formula> (10)對于子載波數(shù)為iV的系統(tǒng)，^為當前子載波上的加權量，hO，…，W-1， ^,_/ = 0,..，W-l且^/為其他子載波對當前子載波的干擾量。采用這一抑制技 術后，系統(tǒng)中ICI分布結(jié)構如圖7和圖8所示。圖7是本發(fā)明OFDM通信系統(tǒng)ICI抑制方法應用前后的干擾系數(shù)分布比較 示意圖。圖中橫坐標為OFDM子載波的相對位置，縱坐標為ICI矩陣干擾系數(shù) 的模值。圖7A，圖7B和圖7C分別對應系統(tǒng)歸一化頻偏為0.4， OFDM子載波 數(shù)W為16， 32和64的仿真結(jié)果。其中星形符號代表未進行干擾抑制處理時 的干擾系數(shù)，而圓圈符號表示使用本發(fā)明后的干擾系數(shù)。圖8是使用不同ICI抑制方法時的信干比比較示意圖。圖中橫坐標為歸 一化的載頻偏移，即歸一化頻偏，縱坐標為信干比(單位為的dB)。星形、 三角形和正方形符號分別代表原始標準系統(tǒng)、使用ICI自消除方法和使用本 發(fā)明的ICI抑制方法時的信干比。從圖中可見，隨著歸一化頻偏的增大，系 統(tǒng)的信干比減小；在相同的歸一化頻偏條件下，本發(fā)明的方法能夠獲得更高 的信干比。通過上述仿真結(jié)果可以看出，采用預編碼矩陣處理后，系統(tǒng)的ICI得到了 明顯的抑制，干擾項主要分布在與當前子載波相隔一個子載波位置的子載波上 和相隔(N—l)個子載波位置的子載波上。此時，ICI干擾矩陣變?yōu)橐粋€稀疏 矩陣，在接收端采用稀疏矩陣的求逆，就可方便地解調(diào)出所發(fā)送的信號。根據(jù) 公式(8)，將接近于O的項近似為O，則預編碼處理后的干擾矩陣P的系數(shù)分布為<formula>formula see original document page 16</formula>(10)考慮到系統(tǒng)收發(fā)信機在時間上的不同步，此時矩陣p可變型為一個循環(huán)矩陣。在所發(fā)送的信號中分別在第l， 2， 3， 4， 5及第N個子載波的位置上設置導 頻信號，則可直接將干擾項系數(shù)及所發(fā)送的其他信號估計出來。下面以N二8 為例來說明這一問題。設接收信號Y滿足Y = PX則將公式(10)代入上式可得<formula>formula see original document page 16</formula>其中，g表示矩陣P的第/行，寫為矩陣形式即為<formula>formula see original document page 16</formula>根據(jù)導頻信息，通過計算三維矩陣的逆，即可求得干擾系數(shù)矩陣的估計值P。之后按照下式對接收信號進行估計<formula>formula see original document page 16</formula>(11)對接收信號的估計可以利用現(xiàn)有技術循環(huán)矩陣的鑲嵌算法完成，該算法的 所有計算都可以通過DFT (Discrete Fourier Transform,離散傅立葉變換) 得到，從而省去了矩陣求逆的過程，降低了計算的復雜度(使計算量從0(A^)變 為O(飾g2A0)。
本發(fā)明通過引入一種線性編碼的預編碼矩陣，將載頻間的干擾項集中分布 在極少的子載波上(通常情況下存在干擾的子載波僅有兩項，具體分布在與當前子載波相隔一個子載波位置的子載波上和相隔(N—l)個子載波位置的子載 波上)，通過對這幾個子載波上的均衡，即可實現(xiàn)ICI的完全抑制，與背景技 術部分所提到的均衡方法相比，計算復雜度得以降低，且抑制效果可得以提高; 而且與干擾自消除算法相比，因為預編碼方案并沒有引入額外的冗余，所以信 息率與頻譜效率并沒有降低，即在不降低傳輸率的條件下提高了系統(tǒng)抗ICI的 抑制能力。此外，本發(fā)明所提出的方案還可應用于多徑時變的信道下。作為對比，上述幾種方案的仿真結(jié)果如圖9和圖10所示。圖9是高斯信 道下本發(fā)明和其它ICI抑制方法的性能比較示意圖，該圖為仿真結(jié)果，圖中 對應歸一化頻偏為0.2。橫坐標為系統(tǒng)的信噪比，縱坐標為傳輸?shù)恼`碼率。 圓形、星形和正方形符號分別代表本發(fā)明所建議的預編碼抑制方案、無ICI 抑制的方案和ICI自消除方案下的誤碼率隨信噪比變化關系。當系統(tǒng)歸一化 頻偏為0. 2時，本發(fā)明所建議方案的系統(tǒng)性能已完全逼近系統(tǒng)中無ICI影響 的情況(圖中二者重合，所以無ICI影響的情況不可見)，并且優(yōu)于干擾自 消除方案。在誤碼率P^10"時，本發(fā)明的方案比干擾自消除方案的信噪比約 提高2 3dB;且該方案已基本上消除了 OFDM中的地板效應(即誤碼率下降 到一定程度后，無論信噪比如何提高誤碼率均很難再下降的現(xiàn)象)。圖10是多徑時變信道下本發(fā)明和其它ICI抑制方法的性能比較示意圖。 該圖為仿真結(jié)果，圖中對應歸一化頻偏為0.3。橫坐標為系統(tǒng)的信噪比，縱 坐標為傳輸?shù)恼`碼率。圓形、星形和正方形節(jié)點分別代表本發(fā)明所建議的預 編碼抑制方案、無ICI作用的情況和ICI自消除方案下的誤碼率隨信噪比變 化關系?？梢姡cICI自消除方案相比本發(fā)明的預編碼抑制方案取得了更佳 的效果，在相同信噪比條件下，誤碼率更小。根據(jù)上述結(jié)合圖6所闡述的使用ICI抑制的OFDM通信方法，本發(fā)明提出 了一種使用載頻間干擾抑制的正交頻分復用通信系統(tǒng)。所述系統(tǒng)的結(jié)構模塊 示意圖如圖ll所示，該系統(tǒng)的發(fā)送端包括編碼裝置、串/并轉(zhuǎn)換裝置、預
編碼裝置、OFDM調(diào)制裝置、并/串轉(zhuǎn)換裝置和數(shù)/模轉(zhuǎn)換裝置；該系統(tǒng)的接收 端包括模/數(shù)轉(zhuǎn)換裝置、串/并轉(zhuǎn)換裝置、OFDM解調(diào)裝置、均衡裝置、并/串 轉(zhuǎn)換裝置和譯碼裝置；在發(fā)送端，輸入數(shù)據(jù)經(jīng)編碼裝置、串/并轉(zhuǎn)換裝置生成第一發(fā)端信號；第 一發(fā)端信號經(jīng)預編碼裝置，生成第二發(fā)端信號；第二發(fā)端信號經(jīng)OFDM調(diào)制裝 置，再經(jīng)過并/串轉(zhuǎn)換裝置，生成發(fā)送數(shù)據(jù)；發(fā)送數(shù)據(jù)經(jīng)數(shù)/模轉(zhuǎn)換裝置后進 入通信信道進行傳播；在接收端，接收信號經(jīng)模/數(shù)轉(zhuǎn)換裝置，生成接收數(shù)字信息；接收數(shù)字信 息經(jīng)串/并轉(zhuǎn)換，再經(jīng)0FDM解調(diào)，生成接收端信號；接收端信號經(jīng)均衡裝置 進行均衡解碼，生成第一發(fā)端信號的估計值；該估計值經(jīng)行并/串轉(zhuǎn)換裝置和 譯碼裝置生成恢復的輸入數(shù)據(jù)。根據(jù)本發(fā)明的使用ICI抑制的OFDM通信方法，所述預編碼裝置對第一發(fā) 端信號的預編碼將包括把第一發(fā)端信號左乘預編碼矩陣T，從而使等價載頻 間干擾矩陣的系數(shù)相當于對載頻間干擾矩陣的系數(shù)的差分變換。 一種優(yōu)選地 實施方式是預編碼裝置的預編碼過程所用的差分變換是二階差分，此時T的 形式如公式(7)所示。對于子載波數(shù)為N的系統(tǒng)，預編碼矩陣為N階方陣, 且所述預編碼矩陣的對角元素為2，與對角元素相鄰的元素為-1，其余元素為 0，其中預編碼矩陣的第一行和最后一行，第一列和最后一列的相應元素均設 定為相鄰。
權利要求
1、一種正交頻分復用OFDM通信載頻間干擾的抑制方法，其特征在于，發(fā)送端對第一發(fā)端信號進行預編碼，形成第二發(fā)端信號，對第二發(fā)端信號進行OFDM調(diào)制，形成傳輸信號，該傳輸信號經(jīng)信道傳輸至接收端，接收端將對第一發(fā)端信號的預編碼等價為對載頻間干擾矩陣的變換，從而得到等價載頻間干擾矩陣；接收端將接收到的傳輸信號進行OFDM解調(diào)，根據(jù)等價載頻間干擾矩陣進行解碼。
2、 根據(jù)權利要求1所述的0FDM通信載頻間干擾的抑制方法，其特征在 于，所述預編碼過程包括將第一發(fā)端信號左乘預編碼矩陣，使等價載頻間干 擾矩陣的系數(shù)相當于對載頻間干擾矩陣的系數(shù)的差分變換。
3、 根據(jù)權利要求2所述的OFDM通信載頻間干擾的抑制方法，其特征在 于，所述差分變換是二階差分，對于子載波數(shù)為N的系統(tǒng)，預編碼矩陣為N 階方陣，且所述預編碼矩陣的對角元素為2，與對角元素相鄰的元素為-l，其 余元素為0，其中預編碼矩陣的第一行和最后一行，第一列和最后一列的相 應元素均設定為相鄰。
4、 根據(jù)權利要求2所述的0FDM通信載頻間干擾的抑制方法，其特征在 于，接收端解碼的方法包括對等價載頻間干擾矩陣進行估計和求其逆矩陣與 接收信號的乘積。
5、 一種使用載頻間干擾抑制的正交頻分復用通信方法，其特征在于，包 括以下步驟發(fā)送端對輸入數(shù)據(jù)進行編碼和串/并轉(zhuǎn)換，生成第一發(fā)端信號；將對第一 發(fā)端信號進行預編碼，得到第二發(fā)端信號；將第二發(fā)端信號進行OFDM調(diào)制， 再經(jīng)過并/串轉(zhuǎn)換得到發(fā)送數(shù)據(jù)；對發(fā)送數(shù)據(jù)進行數(shù)/模轉(zhuǎn)換，進入通信信道 進行傳播；接收端對接收信號進行模/數(shù)轉(zhuǎn)換，得到接收數(shù)字信息；對接收數(shù)字信息 進行串/并轉(zhuǎn)換，再進行OFDM解調(diào)，得到接收端信號；對接收端信號進行均 衡解碼，得到編碼信號的估計值；最后對編碼信號的估計值進行并/串轉(zhuǎn)換， 再對其轉(zhuǎn)換結(jié)果進行譯碼生成恢復的輸入數(shù)據(jù)。
6、 根據(jù)權利要求5所述的使用載頻間干擾抑制的正交頻分復用通信方 法，其特征在于，所述預編碼包括將第一發(fā)端信號左乘預編碼矩陣，使等價 載頻間干擾矩陣的系數(shù)相當于對載頻間干擾矩陣的系數(shù)的差分變換。
7、 根據(jù)權利要求6所述的使用載頻間干擾抑制的正交頻分復用通信方 法，其特征在于，所述差分變換是二階差分，對于子載波數(shù)為N的系統(tǒng)，預 編碼矩陣為N階方陣，且所述預編碼矩陣的對角元素為2，與對角元素相鄰 的元素為-1，其余元素為0，其中預編碼矩陣的第一行和最后一行，第一列和 最后一列的相應元素均設定為相鄰。
8、 一種使用載頻間干擾抑制的正交頻分復用通信系統(tǒng)，該系統(tǒng)的發(fā)送端 包括編碼裝置、串/并轉(zhuǎn)換裝置、OFDM調(diào)制裝置、并/串轉(zhuǎn)換裝置和數(shù)/模 轉(zhuǎn)換裝置；該系統(tǒng)的接收端包括模/數(shù)轉(zhuǎn)換裝置、串/并轉(zhuǎn)換裝置、0FDM解調(diào) 裝置、并/串轉(zhuǎn)換裝置和譯碼裝置；其特征在于，所述系統(tǒng)還包括位于發(fā)送 端的預編碼裝置和位于接收端的均衡裝置；在發(fā)送端，輸入數(shù)據(jù)經(jīng)編碼裝置、串/并轉(zhuǎn)換裝置生成第一發(fā)端信號；第 一發(fā)端信號經(jīng)預編碼裝置，生成第二發(fā)端信號；再經(jīng)OFDM調(diào)制裝置、并/串 轉(zhuǎn)換裝置，生成發(fā)送數(shù)據(jù)；發(fā)送數(shù)據(jù)經(jīng)數(shù)/模轉(zhuǎn)換裝置后進入通信信道進行傳 播；在接收端，接收信號經(jīng)模/數(shù)轉(zhuǎn)換裝置，生成接收數(shù)字信息；接收數(shù)字信 息經(jīng)串/并轉(zhuǎn)換，再經(jīng)0FDM解調(diào)，生成接收端信號；接收端信號經(jīng)均衡裝置 進行均衡解碼，生成第一發(fā)端信號的估計值；該估計值經(jīng)行并/串轉(zhuǎn)換裝置和 譯碼裝置生成恢復的輸入數(shù)據(jù)。
9、 根據(jù)權利要求8所述的正交頻分復用通信系統(tǒng)，其特征在于，所述預 編碼裝置對第一發(fā)端信號的預編碼包括將第一發(fā)端信號左乘預編碼矩陣，使等價載頻間干擾矩陣的系數(shù)相當于對載頻間干擾矩陣的系數(shù)的差分變換。
10、 根據(jù)權利要求9所述的正交頻分復用通信系統(tǒng)，其特征在于，預編 碼裝置的預編碼過程所述的差分變換是二階差分，對于子載波數(shù)為N的系統(tǒng)， 預編碼矩陣為N階方陣，且所述預編碼矩陣的對角元素為2,與對角元素相鄰的元素為-i，其余元素為o，其中預編碼矩陣的第一行和最后一行，第一列和最后一列的相應元素均設定為相鄰。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種正交頻分復用通信載頻間干擾的抑制方法及系統(tǒng)。所述方法在發(fā)送端對第一發(fā)端信號進行預編碼，形成第二發(fā)端信號，對第二發(fā)端信號進行OFDM調(diào)制，形成傳輸信號，該傳輸信號經(jīng)信道傳輸至接收端，接收端將對第一發(fā)端信號的預編碼等價為對載頻間干擾矩陣的變換，從而得到等價載頻間干擾矩陣；接收端將接收到的傳輸信號進行OFDM解調(diào)，根據(jù)等價載頻間干擾矩陣進行解碼。本發(fā)明的方法將干擾項集中分布在極少的子載波上，通過對所述少數(shù)子載波進行均衡即可實現(xiàn)ICI抑制，降低了計算復雜度，提高了抑制效果；不引入額外的冗余，信息率與頻譜效率不會降低；可以應用于多徑時變信道，適用范圍廣。
文檔編號H04J13/02GK101127532SQ20061006223
公開日2008年2月20日 申請日期2006年8月18日 優(yōu)先權日2006年8月18日
發(fā)明者李云崗, 霞 王, 王吉濱 申請人:華為技術有限公司