專利名稱：基于空頻編碼的多天線發(fā)射分集方法及其系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及移動(dòng)通信領(lǐng)域，特別涉及移動(dòng)通信的分集技術(shù)。
背景技術(shù)：
無(wú)線通信可以擴(kuò)大了通信和信息共享的范圍，同時(shí)為業(yè)務(wù)提供了更大的靈活性，其地位變得越來(lái)越重要，應(yīng)用范圍也越來(lái)越廣泛。隨著無(wú)線通信的發(fā)展，用戶對(duì)其傳輸速率和服務(wù)質(zhì)量提出了越來(lái)越高的要求，但是由于無(wú)線頻譜資源的缺乏限制了無(wú)線通信的進(jìn)一步發(fā)展，此外，無(wú)線信道的多徑和時(shí)變特性會(huì)對(duì)其中傳輸?shù)男盘?hào)帶來(lái)很大的損害，這兩個(gè)的問(wèn)題都成為無(wú)線通信發(fā)展的阻礙，這就面臨著如何提高無(wú)線頻譜的利用率及信號(hào)傳輸?shù)目煽啃缘膯?wèn)題。
近年來(lái)，多入多出(Multiple Input Multiple Output，簡(jiǎn)稱“MIMO”)技術(shù)因?yàn)槟茉黾訜o(wú)線通信系統(tǒng)的譜效率和提高可靠性受到了很大的關(guān)注，并已經(jīng)應(yīng)用于實(shí)際的通信系統(tǒng)中，此外，多載波正交頻分復(fù)用(OrthogonalFrequency Division Multiplexing，簡(jiǎn)稱“OFDM”)技術(shù)也因?yàn)槟軌蚝芎玫目朔o(wú)線信道的多徑特性和比單載波頻譜效率高的特點(diǎn)成為研究的熱點(diǎn)。這兩種技術(shù)相互結(jié)合成為移動(dòng)通信系統(tǒng)中的關(guān)鍵技術(shù)，在包括第三代移動(dòng)通信(The Third Generation，簡(jiǎn)稱“3G”)的長(zhǎng)期演進(jìn)(Long Term Evolution，簡(jiǎn)稱“LTE”)乃至第四代移動(dòng)通信(The Fourth Generation，簡(jiǎn)稱“4G”)等方案中將得到廣泛應(yīng)用。
基于MIMO和OFDM技術(shù)，可以實(shí)現(xiàn)各種發(fā)射分集方案，分集獲得的增益可以改善系統(tǒng)的性能。
現(xiàn)有技術(shù)方案一使用基于MIMO的空時(shí)編碼實(shí)現(xiàn)發(fā)射分集。本領(lǐng)域的技術(shù)人員知道，MIMO技術(shù)在通信系統(tǒng)的發(fā)送端和接收端分別安置多個(gè)天線，實(shí)質(zhì)上即為多輸入多輸出的多天線技術(shù)，可以獲得空間分集增益來(lái)改善系統(tǒng)的性能，其獲得空間分集增益的具體實(shí)現(xiàn)方式之一就是在發(fā)送端對(duì)發(fā)送信號(hào)進(jìn)行空時(shí)編碼?？諘r(shí)編碼的編碼矩陣保持特殊的正交結(jié)構(gòu)，可以獲得完全空間分集，其中，分集階數(shù)等于發(fā)射天線和接收天線數(shù)的乘積。但使用空時(shí)編碼的MIMO技術(shù)的編碼碼率僅在發(fā)射天線數(shù)等于2時(shí)才等于1，其它情況都小于1。
空時(shí)編碼通過(guò)在不同的天線上進(jìn)行編碼來(lái)獲得空間分集增益和編碼增益，目前主要包括空時(shí)分組碼(Space Time Block Code，簡(jiǎn)稱“STBC”)和空時(shí)網(wǎng)格碼(Space Time Trellis Code，簡(jiǎn)稱“STTC”)。這兩種編碼都假設(shè)信道為準(zhǔn)靜態(tài)信道，即在整個(gè)編碼完成的時(shí)間內(nèi)，信道沒(méi)有發(fā)生變化。STBC由于編碼和譯碼方法簡(jiǎn)單，雖然不能獲得編碼增益但是仍然可以獲得完全分集，因此得到了廣泛的應(yīng)用。在OFDM這種多載波系統(tǒng)中，由于在每個(gè)子載波上信道可看成是平坦的，并且相鄰的子載波的信道基本不變，STBC除了可以在空間和時(shí)間二維進(jìn)行編碼還可以在空間和頻率二維進(jìn)行編碼，簡(jiǎn)稱為空頻分組碼(Space FrequencyBlock Code，簡(jiǎn)稱“SFBC”)。
1998年，Alamouti提出了一種兩天線的發(fā)射分集方法，稱為空時(shí)發(fā)射分集(Space Time Transmit Diversity，簡(jiǎn)稱“STTD”)。它的發(fā)射方法可通過(guò)正交編碼矩陣來(lái)表示，由于編碼矩陣的正交性，假設(shè)接收天線數(shù)為1時(shí)，用簡(jiǎn)單的解碼方法就可以獲得2階的分集，該正交編碼矩陣如下式(1)所示。
G=S1-S2*S2S1*---(1)]]>采用Alamouti發(fā)射分集時(shí)發(fā)射機(jī)系統(tǒng)組成如圖1所示。
從信源輸出的是0或1的信息比特，信息比特經(jīng)星座映射調(diào)制為調(diào)制符號(hào)后，送入空時(shí)分組編碼模塊按照編碼矩陣進(jìn)行編碼，最后，空時(shí)分組編碼后的碼矩陣中的符號(hào)從不同的發(fā)送天線和不同的時(shí)間上發(fā)送出去。在第一個(gè)符號(hào)時(shí)刻，S1、S2分別從第一、二個(gè)發(fā)送天線上發(fā)送出去，在第二個(gè)符號(hào)時(shí)刻-S2*、S1*分別從第一、二個(gè)發(fā)送天線上發(fā)送出去。進(jìn)行一次空時(shí)分組編碼需要的調(diào)制符號(hào)數(shù)記為K，發(fā)送一個(gè)空時(shí)分組碼矩陣需要的時(shí)間記為P，則定義編碼碼率η=KP·]]>其中K，P是由空時(shí)分組編碼矩陣來(lái)決定的，容易得出，Alamouti發(fā)射分集方法的編碼速率為1。
假設(shè)接收端只有一個(gè)接收天線，那么在兩個(gè)符號(hào)時(shí)刻該天線接收到的數(shù)據(jù)可以表示為式(2)和(3)。
r1＝h1S1+h2S2+n1(2)r2=h1(-S2*)+h2S1*+n2---(3)]]>其中h1和h2分別表示兩個(gè)發(fā)射天線上信道衰落因子，接收端進(jìn)行信道估計(jì)后可以對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行如下的最大似然譯碼，如式(4)和(5)所示。
S^1=h1*r1+h2r2*=(|h1|2+|h2|2)S1+h1*n1+h2n2*---(4)]]>S^2=h2*r1-h1r2*=(|h1|2+|h2|2)S2-h1n2*+h2*n1---(5)]]>其中 和 表示對(duì)符號(hào)S1和S2的估計(jì)。
從式(4)和(5)中可以看出，經(jīng)過(guò)STBC發(fā)射分集之后符號(hào)S1和S2都獲得了2階的分集。
關(guān)于Alamouti發(fā)射分集，具體可以參見(jiàn)《A simple transmitter diversity schemefor wireless communications》，中文可譯為《一種簡(jiǎn)單的無(wú)線通信發(fā)射分集方案》。
基于Alamouti發(fā)射分集，在《Space-time block codes from orthogonal designs》(中文可譯為《基于正交設(shè)計(jì)的空時(shí)分組編碼》)中正式提出了正交空時(shí)分組碼的概念，并給出了對(duì)應(yīng)不同發(fā)射天線數(shù)(2，3，4)情況下的空時(shí)塊碼的編碼矩陣。其中，發(fā)射天線數(shù)為2時(shí)的空時(shí)分組碼就是Alamouti提出的編碼。經(jīng)過(guò)證明發(fā)現(xiàn)，編碼碼率為1的復(fù)正交空時(shí)分組碼只在發(fā)射天線數(shù)等于2時(shí)存在。當(dāng)發(fā)射天線數(shù)大于2時(shí)對(duì)應(yīng)的復(fù)正交空時(shí)分組編碼的編碼速率都小于1。在3天線和4天線時(shí)，構(gòu)造出的編碼矩陣的碼率存在著1/2和3/4兩種，具體的編碼矩陣分別如下式(6)-(9)所示。
G3,1=S1S2S3-S2S1-S4-S3S4S1-S4-S3S2S1*S2*S3*-S2*S1*-S4*-S3*S4*S1*-S4*-S3*S2*T---(6)]]>G4,1=S1S2S3S4-S2S1-S4S3-S3S4S1-S2-S4-S3S2S1S1*S2*S3*S4*-S2*S1*-S4*S3*-S3*S4*S1*-S2*-S4*-S3*S2*S1*T---(7)]]>G3,2=S1-S2-S3S2*S1*0S3*0S1*0-S3*S2*T---(8)]]>G4,2=S1S2S30-S2*S1*0-S3-S3*0S1*S20S3*-S2*S1T---(9)]]>根據(jù)空時(shí)分組碼的設(shè)計(jì)準(zhǔn)則可知，這四個(gè)編碼矩陣都滿足正交性，且可以獲得滿空間分集增益，但是根據(jù)編碼碼率的定義可得到G3，1，G4，1的編碼碼率為1/2，G3，2，G4，2的編碼碼率為3/4。3、4天線下編碼矩陣的發(fā)送形式與兩天線是一樣的，這里就不再贅述。對(duì)于3、4天線的正交空時(shí)分組編碼矩陣還有其它的形式，但是它們的一個(gè)共同缺點(diǎn)就是編碼碼率達(dá)不到1。如果要保證編碼速率為1，那么只能通過(guò)非正交的空時(shí)分組碼來(lái)實(shí)現(xiàn)，此時(shí)的譯碼算法復(fù)雜度較高。關(guān)于非正交的空時(shí)分組碼，具體可以參見(jiàn)《A Quasi-Orthogonal Space-Time Block Code》(中文可譯為《一種準(zhǔn)正交空時(shí)分組碼》)。
現(xiàn)有技術(shù)方案一單純使用STBC實(shí)現(xiàn)發(fā)射分集，具有以下無(wú)法避免的缺陷第一，在發(fā)射天線大于2時(shí)編碼速率均小于1，在相同的傳輸速率下，等效于信道編碼速率變高，因此在信道編碼速率已經(jīng)很高的情況下，可能會(huì)帶來(lái)較大性能損失；第二，在發(fā)射天線大于2時(shí)需要4或8個(gè)符號(hào)周期才能完成一次編碼，由于完成一次編碼的周期較長(zhǎng)，在編碼周期內(nèi)信道可能發(fā)生變化，影響空時(shí)編碼的正交性，從而造成性能的下降；第三，由于對(duì)應(yīng)不同的發(fā)射天線數(shù)，其編碼矩陣和譯碼算法都不同，因此實(shí)現(xiàn)靈活性較低。
現(xiàn)有技術(shù)方案二通過(guò)基于多天線的OFDM實(shí)現(xiàn)發(fā)射分集。使用OFDM在任意多發(fā)射天線數(shù)時(shí)都可以實(shí)現(xiàn)編碼碼率為1的發(fā)射分集，其發(fā)送分集方法是在不同天線上發(fā)送同樣的OFDM符號(hào)，但是除了第一個(gè)發(fā)送天線外的其它發(fā)送天線的信號(hào)在經(jīng)過(guò)快速反傅立葉變換(Inverse Fast Fourier Transform，簡(jiǎn)稱“IFFT”)后需要進(jìn)行一個(gè)循環(huán)移位，然后加上相同長(zhǎng)度的循環(huán)前綴(Cyclic-Prefix，簡(jiǎn)稱“CP”)從各自的發(fā)送天線上發(fā)送出去。其中，CP是為了提供對(duì)多徑干擾的保護(hù)間隔，其長(zhǎng)度大于信道的最大多徑時(shí)延。
這種用于OFDM系統(tǒng)的多天線發(fā)射分集方法稱為循環(huán)延時(shí)分集(CyclicShift Diversity，簡(jiǎn)稱“CSD”)，它通過(guò)不同天線上的OFDM符號(hào)在時(shí)域上的循環(huán)移位來(lái)獲得頻率分集增益，其具體的發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)如圖2所示。
熟悉本領(lǐng)域的技術(shù)人員理解，OFDM在發(fā)送端首先將需要發(fā)送的頻域信號(hào)進(jìn)行串并轉(zhuǎn)換，然后通過(guò)IFFT將頻域信號(hào)變換到時(shí)域信號(hào)，再通過(guò)并串轉(zhuǎn)換后通過(guò)天線發(fā)送。根據(jù)時(shí)頻域轉(zhuǎn)換的理論，每個(gè)天線上發(fā)射的時(shí)域信號(hào)的循環(huán)移位等效于頻域上的相位旋轉(zhuǎn)，不同天線的頻率響應(yīng)乘以該旋轉(zhuǎn)相位后再疊加加強(qiáng)了OFDM子信道的頻率選擇性，通過(guò)信道編碼就可以獲得頻率分集增益來(lái)改善系統(tǒng)性能。
系統(tǒng)中共有M個(gè)發(fā)送天線，經(jīng)過(guò)IFFT處理后的OFDM符號(hào)分別復(fù)制在M個(gè)發(fā)送天線上，第一個(gè)天線不移位(循環(huán)移位＝0)，第二個(gè)天線至第M個(gè)天線上需要對(duì)OFDM符號(hào)進(jìn)行循環(huán)移位，不同天線上移位的位數(shù)是不同的，分別表示為δm，m＝1,2,Λ M，其中δ1＝0。假設(shè)IFFT的長(zhǎng)度是N，循環(huán)移位的位數(shù)應(yīng)滿足0≤δm≤N-1。經(jīng)過(guò)循環(huán)移位后，每個(gè)天線上的OFDM符號(hào)需要加上循環(huán)前綴CP，再?gòu)牟煌奶炀€上同時(shí)發(fā)送出去。
因?yàn)槊總€(gè)天線上發(fā)送的是同一個(gè)OFDM符號(hào)在時(shí)域上不同的循環(huán)移位，假設(shè)這個(gè)OFDM符號(hào)在時(shí)域上的信號(hào)為x(n)，(0≤n≤N-1)，在頻域上每個(gè)載波對(duì)應(yīng)的信號(hào)為X(k)，k＝0,Λ N-1，由于CP長(zhǎng)度相同，子載波的正交性不會(huì)改變。由FFT的性質(zhì)可知，在時(shí)域上的循環(huán)移位等效于在頻域上的符號(hào)加了一個(gè)相位旋轉(zhuǎn)。則經(jīng)過(guò)時(shí)域旋轉(zhuǎn)后，頻域得到的信號(hào)為Z(k)＝X(k)e-j2πkδ/N，k＝0,Λ N-1 (10)式(10)中的δ表示的是時(shí)域中循環(huán)移位的位數(shù)。根據(jù)上面的移位關(guān)系可以得到每個(gè)天線在頻域上每個(gè)子載波上的信號(hào)為Zm(k)=X(k)e-j2πkδm/N,k=0,ΛN-1;m=1,ΛM---(11)]]>假設(shè)接收端的接收天線數(shù)為1，則接收端在頻域的接收信號(hào)為Y(k)=Σm=1MHm(k)Zm(k)+N(k)=X(k)Σm=1MHm(k)e-j2πkδm/N+N(k),k=0,ΛN-1---(12)]]>其中Y(k)表示的是在第七個(gè)子載波上的接收信號(hào)，Hm(k)表示的在第k個(gè)子載波上第m個(gè)發(fā)送天線到接收天線之間頻域信道響應(yīng)。N(k)表示的是加性高斯白噪聲。
式(12)的結(jié)果可以把前文所述的多天線系統(tǒng)等效為一個(gè)單天線系統(tǒng)，即Y(k)＝He(k)X(k)+N(k)，k＝0，Λ N-1 (13)等效的信道為He(k)=Σm=1MHm(k)e-j2πkδm/N---(14)]]>從最后的等效結(jié)果中可以看出不同天線在時(shí)域的循環(huán)移位，等效于在時(shí)域上引入了多徑，在頻域的表現(xiàn)就是頻率選擇性增強(qiáng)了，這樣利用OFDM調(diào)制前的信道編碼就可以獲得頻率分集增益，與單天線系統(tǒng)相比，在同樣信道編碼和交織下，這種循環(huán)移位方法可以獲得更多的頻率分集增益。
關(guān)于CSD的詳細(xì)說(shuō)明，可以參照《Multicarrier Delay Diversity Modulation forMIMO systems》(中文可譯為《多入多出系統(tǒng)的多載波時(shí)延分集調(diào)制》)現(xiàn)有技術(shù)方案二單純使用基于OFDM的CSD實(shí)現(xiàn)分集也具有一些無(wú)法避免的缺陷第一，需要通過(guò)信道編碼才能獲得頻率分集增益；第二，CSD雖然可以保證編碼速率為1，但可以看出，CSD無(wú)法獲得滿分集增益，分集性能不如STBC；第三，不恰當(dāng)?shù)臅r(shí)延取值會(huì)導(dǎo)致某些一定時(shí)延的頻率點(diǎn)響應(yīng)為0，產(chǎn)生打孔效應(yīng)，影響譯碼器的性能。
現(xiàn)有技術(shù)方案三將現(xiàn)有技術(shù)方案一和現(xiàn)有技術(shù)方案二結(jié)合，實(shí)現(xiàn)發(fā)射分集方案。現(xiàn)有技術(shù)方案三稱為STBC結(jié)合CSD的發(fā)射分集方案，可以簡(jiǎn)稱為STTD+CSD，其具體的實(shí)現(xiàn)原理如錯(cuò)誤！未找到引用源。所示。
當(dāng)發(fā)射天線數(shù)大于2時(shí)，STTD+CSD首先把所有的發(fā)送天線分成兩組，每組至少一個(gè)天線，每組的天線數(shù)沒(méi)有嚴(yán)格的限制。經(jīng)過(guò)調(diào)制后的頻域符號(hào)S1，S2送入STTD編碼模塊，第一個(gè)時(shí)刻并行輸出的符號(hào)S1，S2分別映射到第一組和第二組發(fā)射天線的第1個(gè)子載波上，第二個(gè)時(shí)刻并行輸出的-S2*，S1*，也分別映射到第一組和第二組天線的第1個(gè)子載波上。依此類推，經(jīng)過(guò)調(diào)制后的頻域符號(hào)S2N-1，S2N也送入STTD編碼模塊，第一個(gè)時(shí)刻并行輸出的符號(hào)S2N-1，S2N分別映射到第一組和第二組天線的第N個(gè)子載波上，第二個(gè)時(shí)刻并行輸出的符號(hào)S2N*，-S2N-1*也分別映射到第一組和第二組天線的第N個(gè)子載波上。其中，N為IFFT變換的長(zhǎng)度。每個(gè)時(shí)刻兩個(gè)IFFT模塊對(duì)輸入的N個(gè)數(shù)據(jù)進(jìn)行IFFT變換形成時(shí)域的OFDM符號(hào)，分別送到第一組天線和第二組天線上發(fā)射。在每個(gè)天線組內(nèi)，各個(gè)天線對(duì)要發(fā)送的信號(hào)進(jìn)行不同的循環(huán)時(shí)延，通常第一個(gè)天線不進(jìn)行循環(huán)時(shí)延即循環(huán)時(shí)延等于零。
假設(shè)第一組的天線數(shù)為m1，每個(gè)天線上循環(huán)移位的樣點(diǎn)數(shù)為αm，m＝1，Λ m1，第二組的天線數(shù)為m2，每個(gè)天線上循環(huán)移位的樣點(diǎn)數(shù)為βm，m＝1，Λ m2，假設(shè)OFDM的IFFT長(zhǎng)度是N，S1(k)，S2(k)，k＝0，Λ N-1表示的是OFDM符號(hào)S1，S2中第k個(gè)子載波上的頻域信號(hào)；且假設(shè)接收天線數(shù)為1，則接收端在OFDM符號(hào)1和OFDM符號(hào)2的頻域第k個(gè)子載波上接收到的信號(hào)可表示為Y1(k)＝S(2k-1)H1e(k)+S(2k)H2e(k)+N1(k)，k＝0，Λ N-1 (15)Y2(k)＝-[S(2k)]*H1e(k)+[S(2k-1)]*H2e(k)+N2(k)，k＝0，Λ N-1(16)其中N1(k)，N2(k)表示的是加性高斯白噪聲。H1e(k)，H2e(k)表示的第一組天線和第二組天線在第k個(gè)子載波上等效的信道。
Hle(k)=Σm=1m1Hm(k)e-j2πkαm/N,k=0,ΛN-1---(17)]]>H2e(k)=Σm=1m2Hm(k)e-j2πkβm/N,k=0,ΛN-1---(18)]]>其中H1e(k)中的Hm(k)表示的是在第k個(gè)子載波上第一組發(fā)射天線中的第m個(gè)天線到接收天線之間的頻域信道響應(yīng)，H2e(k)中的Hm(k)表示的是在第k個(gè)子載波上第二組發(fā)射天線中的第m個(gè)天線到接收天線之間的頻域信道響應(yīng)。
通過(guò)這樣的結(jié)合，當(dāng)發(fā)射天線數(shù)大于2時(shí)，此方案仍然可保證編碼速率為1。并且完成一次編碼只需要兩個(gè)OFDM符號(hào)，同時(shí)克服了天線數(shù)大于2時(shí)使用STBC編碼時(shí)間過(guò)長(zhǎng)的問(wèn)題，同時(shí)也比現(xiàn)有技術(shù)方案二使用純CSD發(fā)射分集的性能更好。
關(guān)于現(xiàn)有技術(shù)方案三STTD+CSD的詳細(xì)說(shuō)明，可以參照《Transmit diversityfor distributed，common and broadcast channels》以及《Proposal for downlink MIMOtransmission schemes in E-UTRA》，中文可分別譯為《分布式通用廣播信道的發(fā)送分集》以及《增強(qiáng)型通用陸地?zé)o線接入網(wǎng)中對(duì)下行多入多出發(fā)送方案的提案》。
但現(xiàn)有技術(shù)方案三仍然存在問(wèn)題，由于現(xiàn)有技術(shù)方案三仍然需要兩個(gè)OFDM符號(hào)才能完成一次編碼操作，當(dāng)要求信號(hào)必須在一個(gè)符號(hào)內(nèi)發(fā)送完畢的情況下，這種方案的應(yīng)用就會(huì)受到限制。
現(xiàn)有技術(shù)方案四采用空頻編碼方式實(shí)現(xiàn)空頻發(fā)射分集(Space FrequencyTransmit Diversity，簡(jiǎn)稱“SFTD”)。我們知道，OFDM系統(tǒng)存在多個(gè)子載波，在進(jìn)行資源分配的時(shí)候增加了頻率這個(gè)維度，因此傳統(tǒng)的空時(shí)編碼在OFDM系統(tǒng)中可以在空時(shí)頻三維完成。當(dāng)發(fā)射天線為2時(shí)，STBC可以在兩個(gè)OFDM符號(hào)的一個(gè)子載波上完成，即STTD；也可以在一個(gè)OFDM符號(hào)的兩個(gè)子載波上完成，此時(shí)即為空頻發(fā)射分集(Space Frequency Transmit Diversity，簡(jiǎn)稱“SFTD”)。STTD和SFTD的數(shù)據(jù)在時(shí)間和頻率二維的映射示意圖分別如圖4和圖5所示?？梢钥闯?，當(dāng)采用STTD時(shí)，經(jīng)過(guò)STBC編碼后的碼字需要占用兩個(gè)OFDM符號(hào)的一個(gè)子載波來(lái)發(fā)送。當(dāng)采用SFTD時(shí)，經(jīng)過(guò)STBC編碼后的碼字需要占用一個(gè)OFDM符號(hào)的兩個(gè)子載波來(lái)發(fā)送?，F(xiàn)有技術(shù)方案四即采用SFTD的方式實(shí)現(xiàn)發(fā)射分集，可以在一個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)完成一次編碼操作。
現(xiàn)有技術(shù)方案四雖然可以在一個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)完成一次編碼，但在天線數(shù)大于2時(shí)，無(wú)法使用CSD實(shí)現(xiàn)頻率分集增益。
以圖6所示簡(jiǎn)單將SFTD和CSD結(jié)合時(shí)數(shù)據(jù)在時(shí)間和頻率二維的映射示意圖為例，假設(shè)共有四個(gè)發(fā)射天線，子載波k和子載波k+1為一對(duì)做SFTD。其中，天線1和天線2為第一組天線，天線1上的循環(huán)時(shí)延為0，天線2上的循環(huán)時(shí)延為τ1；天線3和天線4為第二組天線，天線3上的循環(huán)時(shí)延為0，天線4上的循環(huán)時(shí)延為τ2。在只有一個(gè)接收天線的條件下，接收端在頻域子載波k和k+1上接收到的信號(hào)可以分別表示為式(19)和(20)。
Y(k)=(H1(k)+H2(k)e-j2πkτ1N)S1+(H3(k)+H4(k)e-j2πkτ2N)S2+N1(k)---(19)]]>=H1e(k)S1+H2e(k)S2+N1(k)]]>Y(k+1)=(H1(k+1)+H2(k+1)e-j2π(k+1)τ1N)(-S2*)+(H3(k+1)+H4(k+1)e-j2π(k+1)τ2N)S1*+N2(k)]]>=H1e′(k)(-S2*)+H2e′(k)S1*+N2(k)---(20)]]>若按照式(5)和式(6)的方式進(jìn)行譯碼且獲得2階分集增益，則要滿足式(21)，即H1e(k)＝H1e′(k)，H2e(k)＝H2e′(k)(21)由于子載波k和k+1的間隔一般小于信道的相關(guān)帶寬，可以認(rèn)為H1(k)＝H1(k+1)，H2(k)＝H2(k+1)，H3(k)＝H3(k+1)，H4(k)＝H4(k+1)，若要使式(21)成立，則要求e-j2πkτ1N=e-j2π(k+1)τ1N]]>且e-j2πkτ2N=e-j2π(k+1)τ2N,]]>此時(shí)，只有當(dāng)τ1＝τ2＝0時(shí)才能滿足，這相當(dāng)于沒(méi)有做CSD，因此無(wú)法使用CSD實(shí)現(xiàn)頻率分集增益。

發(fā)明內(nèi)容
有鑒于此，本發(fā)明的主要目的在于提供一種基于空頻編碼的多天線發(fā)射分集方法及其系統(tǒng)，使得在發(fā)射天線數(shù)大于2時(shí)，可以在一個(gè)OFDM符號(hào)周期內(nèi)完成一次編碼，同時(shí)可以獲得類似STTD+CSD的頻率分集增益。
為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明提供了一種基于空頻編碼的多天線發(fā)射分集方法，包含以下步驟
A對(duì)輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行空頻編碼分別輸出至少兩路通過(guò)不同天線組發(fā)射的編碼數(shù)據(jù)；B為各所述編碼數(shù)據(jù)分別附加相位偏移，該相位偏移滿足以下條件同一發(fā)射天線上的用于空頻編碼的子載波集內(nèi)相同，子載波集之間不同，且同一天線組內(nèi)不同發(fā)射天線發(fā)送的相同子載波之間不同；C將附加了所述相位偏移的各所述編碼數(shù)據(jù)調(diào)制到相應(yīng)子載波上；D通過(guò)發(fā)射天線發(fā)送正交頻分復(fù)用調(diào)制后的各所述編碼數(shù)據(jù)。
其中，所述步驟A使用二階或更高階、正交或非正交編碼矩陣進(jìn)行空頻編碼。
此外在所述方法中，所述步驟B中附加的所述相位偏移是時(shí)變的。
本發(fā)明還提供了一種基于空頻編碼的多天線發(fā)射分集系統(tǒng)，包含空頻編碼模塊、至少兩個(gè)復(fù)制模塊和天線組，每個(gè)天線組還分別包含至少一個(gè)相位偏移模塊、正交頻分復(fù)用子載波調(diào)制模塊和發(fā)射天線；所述空頻編碼模塊用于對(duì)輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行空頻編碼并分別輸出至少兩路通過(guò)不同天線組發(fā)射的編碼數(shù)據(jù)到所述復(fù)制模塊；所述復(fù)制模塊用于復(fù)制輸入的所述編碼數(shù)據(jù)并傳送給對(duì)應(yīng)天線組內(nèi)的各相位偏移模塊；所述相位偏移模塊用于為接收到的所述編碼數(shù)據(jù)附加相位偏移，該相位偏移滿足以下條件同一發(fā)射天線上的用于空頻編碼的子載集內(nèi)相同，子載波集之間不同，且同一天線組內(nèi)不同發(fā)射天線發(fā)送的相同子載波之間不同；所述正交頻分復(fù)用子載波調(diào)制模塊用于將附加了相位偏移的所述編碼數(shù)據(jù)調(diào)制到正交頻分復(fù)用符號(hào)的子載波上，并通過(guò)所述發(fā)射天線發(fā)送。
其中，所述空頻編碼模塊使用二階或更高階、正交或非正交編碼矩陣進(jìn)行空頻編碼。
此外在所述系統(tǒng)中，各所述天線組內(nèi)有且只有一個(gè)相位偏移模塊使用的相位偏移為零。
此外在所述系統(tǒng)中，所述相位偏移模塊附加的相位偏移為時(shí)變的。
此外在所述系統(tǒng)中，每個(gè)所述天線組內(nèi)分別包含至少一個(gè)發(fā)射天線。
通過(guò)比較可以發(fā)現(xiàn)，本發(fā)明的技術(shù)方案與現(xiàn)有技術(shù)的主要區(qū)別在于，在使用SFTD空頻編碼獲得空間分集增益的同時(shí)，還在頻域引入相位偏移以通過(guò)頻域數(shù)據(jù)的信道編碼獲得額外的類似CSD的頻率分集增益，該相位偏移滿足同一天線上的用于SFTD的子載波集內(nèi)承載的頻域數(shù)據(jù)具有相同的相位偏移，子載波集之間承載的頻域數(shù)據(jù)具有不同的相位偏移，且同一天線組內(nèi)不同天線上頻率相同的子載波承載的頻域數(shù)據(jù)具有不同相位偏移。
這種技術(shù)方案上的區(qū)別，帶來(lái)了較為明顯的有益效果，即首先，本發(fā)明方案能夠在一個(gè)OFDM符號(hào)周期內(nèi)完成一次編碼，可以滿足一些特殊應(yīng)用場(chǎng)合對(duì)于編碼時(shí)長(zhǎng)的需求，拓展了本方案實(shí)現(xiàn)發(fā)射分集的應(yīng)用場(chǎng)景。
第二，本發(fā)明方案還能通過(guò)相位偏移實(shí)現(xiàn)類似CSD的頻率分集增益，將顯著提高接收性能，對(duì)于增加傳輸帶寬，改善傳輸質(zhì)量很有益處。
第三，本發(fā)明方案實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，類似于STTD+CSD方案，接收端處理方便且處理方式通用，大大方便了方案的實(shí)現(xiàn)。


圖1是采用Alamouti發(fā)射分集時(shí)發(fā)射機(jī)系統(tǒng)組成；圖2是使用CSD實(shí)現(xiàn)發(fā)射分集的發(fā)射機(jī)系統(tǒng)組成；圖3是STTD+CSD實(shí)現(xiàn)發(fā)射分集的發(fā)射機(jī)系統(tǒng)組成；圖4是STTD的數(shù)據(jù)在時(shí)間和頻率二維的映射示意圖；
圖5是SFTD的數(shù)據(jù)在時(shí)間和頻率二維的映射示意圖；圖6是簡(jiǎn)單將SFTD和CSD結(jié)合時(shí)數(shù)據(jù)在時(shí)間和頻率二維的映射示意圖；圖7是本發(fā)明方案實(shí)現(xiàn)的數(shù)據(jù)在時(shí)間和頻率二維的映射的示意圖；圖8是根據(jù)本發(fā)明第一較佳實(shí)施方式的基于空頻編碼的多天線發(fā)射分集的系統(tǒng)組成；圖9是根據(jù)本發(fā)明第一較佳實(shí)施方式的基于空頻編碼的多天線發(fā)射分集的流程。
具體實(shí)施例方式
為使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案和優(yōu)點(diǎn)更加清楚，下面將結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步地詳細(xì)描述。
考慮到直接將SFTD和CSD相結(jié)合存在問(wèn)題的原因在于，若要獲得滿足式(21)，則要求相同天線上發(fā)送的用于SFTD的頻域子載波具有相同的相位偏移，但直接使用CSD無(wú)法使相同天線上發(fā)送的用于SFTD的頻域子載波具有相同的相位偏移，同時(shí)，考慮到使用CSD獲得分集增益的本質(zhì)在于，在不同天線發(fā)送的相同的頻域數(shù)據(jù)上引入不同的相位偏移，因此本發(fā)明方案在使用空頻編碼的同時(shí)，通過(guò)直接在頻域引入相位偏移實(shí)現(xiàn)類似CSD的分集增益，該相位偏移滿足同一天線上的用于SFTD的子載波對(duì)承載的頻域數(shù)據(jù)具有相同的相位偏移，子載波對(duì)之間承載的頻域數(shù)據(jù)具有不同的相位偏移，且同一天線組內(nèi)不同天線上頻率相同的子載波承載的頻域數(shù)據(jù)具有不同相位偏移。熟悉本領(lǐng)域的技術(shù)人員理解，這樣既可以滿足式(21)，也可以獲得類似于使用CSD時(shí)獲得分集增益。
本發(fā)明方案實(shí)現(xiàn)的數(shù)據(jù)在時(shí)間和頻率二維的映射的示意圖如圖7所示。其中，子載波k和子載波k+1為一個(gè)SFTD的子載波對(duì)，天線1和天線2為第一組天線，天線1上子載波k和子載波k+1的相位偏移為θ1，天線2上子載波k和子載波k+1的相位偏移為θ2；天線3和天線4為第二組天線，天線3上子載波k和子載波k+1的相位偏移為θ3，天線4上子載波k和子載波k+1的相位偏移為θ4。其中，θ1≠θ2，θ3≠θ4。
在只有一個(gè)接收天線的條件下，接收端在頻域子載波k和k+1上接收到的信號(hào)可以分別表示為式(22)和(23)。
Y(k)=(H1(k)ejθ1+H2(k)e-jθ2)S1+(H3(k)ejθ3+H4(k)ejθ4)S2+N1(k)---(22)]]>=Hle(k)S1+H2e(k)S2+N1(k)]]>Y(k+1)=(H1(k+1)ejθ1+H2(k+1)e-jθ2)(-S2*)+(H3(k+1)ejθ3H4(k+1)ejθ4)S1*+N2(k)]]>=H1e′(k)(-S2*)+H2e′(k)S1*+N2(k)---(23)]]>熟悉本領(lǐng)域的技術(shù)人員理解，此時(shí)按照式(5)和式(6)的方式進(jìn)行譯碼則可以滿足式(21)，從而獲得2階分集增益，同時(shí)，由于θ1≠θ2，θ3≠θ4，因此也可以獲得類似CSD的分集增益。
為了更好地說(shuō)明本發(fā)明方案，下面結(jié)合本發(fā)明較佳實(shí)施例來(lái)說(shuō)明。
根據(jù)本發(fā)明第一較佳實(shí)施例的基于空頻編碼的多天線發(fā)射分集的系統(tǒng)組成如圖8所示。
基于空頻編碼的多天線發(fā)射分集的系統(tǒng)包含空頻編碼模塊10、兩個(gè)復(fù)制模塊20(分別為20-1和20-2)、至少三個(gè)相位偏移模塊30、至少三個(gè)OFDM子載波調(diào)制模塊40和至少三個(gè)發(fā)射天線50。其中，空頻編碼模塊分別輸出第一天線組頻域數(shù)據(jù)和第二天線組頻域數(shù)據(jù)到復(fù)制模塊20-1和復(fù)制模塊20-2，復(fù)制模塊20和相位偏移模塊30連接，相位偏移模塊30、OFDM子載波調(diào)制模塊40和發(fā)射天線50一一對(duì)應(yīng)且依次連接。
之所以需要至少三個(gè)發(fā)射天線50，是為了保證天線分組后有每個(gè)天線組都有至少一個(gè)發(fā)射天線50且至少有一個(gè)天線組有至少兩個(gè)發(fā)射天線50，發(fā)射天線50的個(gè)數(shù)只是為了保證天線組的實(shí)現(xiàn)，并不影響本發(fā)明實(shí)質(zhì)，為了簡(jiǎn)化說(shuō)明，在下文關(guān)于本發(fā)明第一較佳實(shí)施例的說(shuō)明中，假定每個(gè)天線組都包含兩個(gè)發(fā)射天線50。在本發(fā)明第一較佳實(shí)施例中，天線的分組如圖8所示，同一虛線框內(nèi)發(fā)射天線屬于同一個(gè)天線組。
空頻編碼模塊10用于對(duì)輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行空頻編碼。為了保證一個(gè)OFDM符號(hào)周期內(nèi)完成依次空頻編碼過(guò)程，空頻編碼模塊10使用式(1)所示的2階正交編碼矩陣。可以理解，只要是只在空間和頻率二維進(jìn)行編碼就可以保證在一個(gè)OFDM符號(hào)周期內(nèi)完成。使用2階正交編碼是為了保證編碼速率為1和解碼方法簡(jiǎn)單。其他大于二階或非正交的編碼在理論上也可以使用，沒(méi)有限制。
假設(shè)輸入數(shù)據(jù)為S1、S2，則經(jīng)過(guò)空頻編碼模塊10后，輸出兩路編碼數(shù)據(jù)，分別是S1、-S2*和S2、S1*。
復(fù)制模塊20用于根據(jù)輸入編碼數(shù)據(jù)為每個(gè)與其連接的相位偏移模塊30分別復(fù)制一路編碼數(shù)據(jù)。其中，該模塊只是為了說(shuō)明方便而添加的邏輯上的模塊，在實(shí)際實(shí)現(xiàn)時(shí)可以為一段可以公用的存儲(chǔ)單元。
相位偏移模塊30用于為輸入的頻域編碼數(shù)據(jù)附加上與其所在天線組內(nèi)其它相位偏移模塊30的相位偏移均不相同的相位偏移。可以理解，相位偏移模塊30使得同一發(fā)射天線50發(fā)送的SFTD的子載波對(duì)上承載的頻域編碼數(shù)據(jù)具有相同的相位偏移，并且使得同一天線組內(nèi)相同頻率的子載波具有不同的相位偏移。例如，在本發(fā)明第一較佳實(shí)施例中，子載波k和子載波k+1為一個(gè)SFTD的子載波對(duì)，發(fā)射天線50-1和發(fā)射天線50-2為第一組天線，發(fā)射天線50-1上子載波k和子載波k+1的相位偏移為θ1，發(fā)射天線50-2上子載波k和子載波k+1的相位偏移為θ2；發(fā)射天線50-3和發(fā)射天線50-4為第二組天線，發(fā)射天線50-3上子載波k和子載波k+1的相位偏移為θ3，發(fā)射天線50-4上子載波k和子載波k+1的相位偏移為θ4，其中，θ1≠θ2，θ3≠θ4。
OFDM子載波調(diào)制模塊40將相位偏移模塊30輸出的附加了相位偏移的編碼數(shù)據(jù)調(diào)制到OFDM的子載波上。熟悉本領(lǐng)域的技術(shù)人員理解，該模塊可以通過(guò)IFFT實(shí)現(xiàn)。
發(fā)射天線50用于通過(guò)射頻信號(hào)發(fā)送OFDM子載波調(diào)制模塊40的輸出。
在本發(fā)明第二較佳實(shí)施例中，為了簡(jiǎn)化實(shí)現(xiàn)，可以將同一天線組內(nèi)的其中一個(gè)發(fā)射天線50上頻域編碼數(shù)據(jù)的相位偏移設(shè)置為0，對(duì)應(yīng)本發(fā)明第一較佳實(shí)施例中，即滿足θ1＝0，θ3＝0；同時(shí)，可以將不同天線組內(nèi)的相位偏移序列設(shè)為相同的相位序列，以實(shí)現(xiàn)相位偏移模塊30的復(fù)用，對(duì)應(yīng)本發(fā)明第一較佳實(shí)施例中，即滿足θ2＝θ4。
在本發(fā)明第三較佳實(shí)施例中，可以通過(guò)時(shí)變的相位序列以更好地適應(yīng)信道變化，對(duì)應(yīng)本發(fā)明第一較佳實(shí)施例中，即使得θ1、θ2、θ3和θ4實(shí)時(shí)變化。
根據(jù)本發(fā)明第一較佳實(shí)施例的基于空頻編碼的多天線發(fā)射分集的方法的流程如圖9所示。
首先進(jìn)入步驟910，對(duì)輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行空頻編碼。為了保證一個(gè)OFDM符號(hào)周期內(nèi)完成依次空頻編碼過(guò)程，空頻編碼模塊10使用式(1)所示的2階正交編碼矩陣。假設(shè)輸入數(shù)據(jù)為S1、S2，則經(jīng)過(guò)空頻編碼模塊10后，輸出兩路編碼數(shù)據(jù)，分別是S1、-S2*和S2、S1*。
接著進(jìn)入步驟920，對(duì)頻域的編碼數(shù)據(jù)附加相位偏移。其中，相位偏移滿足同一天線上的用于SFTD的子載波對(duì)具有相同的相位偏移，不同子載波對(duì)之間具有不同的相位偏移，且同一天線組內(nèi)不同天線上頻率相同的子載波具有不同相位偏移。
接著進(jìn)入步驟930，將附加了相位偏移的編碼數(shù)據(jù)調(diào)制到OFDM子載波上。在本發(fā)明第一較佳實(shí)施例中，可以通過(guò)IFFT實(shí)現(xiàn)OFDM子載波調(diào)制。
接著進(jìn)入步驟940，通過(guò)天線發(fā)送子載波映射后的數(shù)據(jù)。
在本發(fā)明第二較佳實(shí)施例中，為了簡(jiǎn)化實(shí)現(xiàn)，可以將同一天線組內(nèi)的其中一個(gè)發(fā)射天線上編碼數(shù)據(jù)的相位偏移設(shè)置為0；同時(shí)，可以將不同天線組內(nèi)的相位偏移設(shè)為相同。
在本發(fā)明第三較佳實(shí)施例中，還可以通過(guò)使用時(shí)變的相位偏移以更好地適應(yīng)信道變化。
雖然通過(guò)參照本發(fā)明的某些優(yōu)選實(shí)施方式，已經(jīng)對(duì)本發(fā)明進(jìn)行了圖示和描述，但本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員應(yīng)該明白，可以在形式上和細(xì)節(jié)上對(duì)其作各種改變，而不偏離本發(fā)明的精神和范圍。
權(quán)利要求
1.一種基于空頻編碼的多天線發(fā)射分集方法，其特征在于，包含以下步驟A對(duì)輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行空頻編碼分別輸出至少兩路通過(guò)不同天線組發(fā)射的編碼數(shù)據(jù)；B為各所述編碼數(shù)據(jù)分別附加相位偏移，該相位偏移滿足以下條件同一發(fā)射天線上的用于空頻編碼的子載波集內(nèi)相同，子載波集之間不同，且同一天線組內(nèi)不同發(fā)射天線發(fā)送的相同子載波之間不同；C將附加了所述相位偏移的各所述編碼數(shù)據(jù)調(diào)制到相應(yīng)子載波上；D通過(guò)發(fā)射天線發(fā)送正交頻分復(fù)用調(diào)制后的各所述編碼數(shù)據(jù)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于空頻編碼的多天線發(fā)射分集方法，其特征在于，所述步驟A使用二階或更高階、正交或非正交編碼矩陣進(jìn)行空頻編碼。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于空頻編碼的多天線發(fā)射分集方法，其特征在于，所述步驟B中附加的所述相位偏移是時(shí)變的。
4.一種基于空頻編碼的多天線發(fā)射分集系統(tǒng)，其特征在于，包含空頻編碼模塊、至少兩個(gè)復(fù)制模塊和天線組，每個(gè)天線組還分別包含至少一個(gè)相位偏移模塊、正交頻分復(fù)用子載波調(diào)制模塊和發(fā)射天線；所述空頻編碼模塊用于對(duì)輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行空頻編碼并分別輸出至少兩路通過(guò)不同天線組發(fā)射的編碼數(shù)據(jù)到所述復(fù)制模塊；所述復(fù)制模塊用于復(fù)制輸入的所述編碼數(shù)據(jù)并傳送給對(duì)應(yīng)天線組內(nèi)的各相位偏移模塊；所述相位偏移模塊用于為接收到的所述編碼數(shù)據(jù)附加相位偏移，該相位偏移滿足以下條件同一發(fā)射天線上的用于空頻編碼的子載集內(nèi)相同，子載波集之間不同，且同一天線組內(nèi)不同發(fā)射天線發(fā)送的相同子載波之間不同；所述正交頻分復(fù)用子載波調(diào)制模塊用于將附加了相位偏移的所述編碼數(shù)據(jù)調(diào)制到正交頻分復(fù)用符號(hào)的子載波上，并通過(guò)所述發(fā)射天線發(fā)送。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的基于空頻編碼的多天線發(fā)射分集系統(tǒng)，其特征在于，所述空頻編碼模塊使用二階或更高階、正交或非正交編碼矩陣進(jìn)行空頻編碼。
6.根據(jù)權(quán)利要求4所述的基于空頻編碼的多天線發(fā)射分集系統(tǒng)，其特征在于，各所述天線組內(nèi)有且只有一個(gè)相位偏移模塊使用的相位偏移為零。
7.根據(jù)權(quán)利要求4所述的基于空頻編碼的多天線發(fā)射分集系統(tǒng)，其特征在于，所述相位偏移模塊附加的相位偏移為時(shí)變的。
8.根據(jù)權(quán)利要求4所述的基于空頻編碼的多天線發(fā)射分集系統(tǒng)，其特征在于，每個(gè)所述天線組內(nèi)分別包含至少一個(gè)發(fā)射天線。
全文摘要
本發(fā)明涉及移動(dòng)通信領(lǐng)域，公開了一種基于空頻編碼的多天線發(fā)射分集方法及其系統(tǒng)，使得在發(fā)射天線數(shù)大于2時(shí)，可以在一個(gè)OFDM符號(hào)周期內(nèi)完成一次編碼，同時(shí)可以獲得類似STTD+CSD的分集增益。本發(fā)明中，在使用空頻編碼獲得空間分集增益的同時(shí)，還在頻域引入相位偏移以通過(guò)頻域數(shù)據(jù)的信道編碼獲得額外的類似CSD的頻率分集增益，該相位偏移滿足同一天線上的用于SFTD的子載波集內(nèi)承載的頻域數(shù)據(jù)具有相同的相位偏移，子載波集之間承載的頻域數(shù)據(jù)具有不同的相位偏移，且同一天線組內(nèi)不同天線上相同的子載波上承載的頻域數(shù)據(jù)具有不同相位偏移。
文檔編號(hào)H04L27/26GK101039136SQ20061007085
公開日2007年9月19日 申請(qǐng)日期2006年3月15日 優(yōu)先權(quán)日2006年3月15日
發(fā)明者陳莉娜, 蔣培剛, 劉江華 申請(qǐng)人:華為技術(shù)有限公司