專利名稱：信號發(fā)送方法和設(shè)備、均衡方法和設(shè)備以及通信系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及單載波傳輸中的信號發(fā)送和均衡技術(shù)，具體地，涉及一種時變信道下的單載波傳輸中的信號發(fā)送方法與均衡方法及設(shè)備，能夠避免在時變信道發(fā)生變化的情況下信道性能的降低。
背景技術(shù)：
在高速移動環(huán)境中進(jìn)行高速率的數(shù)據(jù)傳輸是當(dāng)前無線通信系統(tǒng)研究關(guān)注的焦點之一。當(dāng)前，解決嚴(yán)重色散信道高效傳輸?shù)闹饕夹g(shù)有兩類正交頻分復(fù)用(OFDM)傳輸和基于頻域均衡(FDE)的單載波(SC)傳輸。
與OFDM系統(tǒng)中數(shù)據(jù)在頻域傳輸相比，SC系統(tǒng)中數(shù)據(jù)在時域進(jìn)行傳輸，因此SC傳輸具有低功率峰平比(PAPR)的優(yōu)點。而在OFDM中，頻域并行的數(shù)據(jù)流變換到時域傳輸時會帶來很高的PAPR。同時，從實現(xiàn)復(fù)雜度上來講，如果采用FDE技術(shù)的話，SC傳輸?shù)膶崿F(xiàn)復(fù)雜度幾乎與OFDM一樣。基于此原因，SC傳輸技術(shù)正日益受到人們的關(guān)注，目前已成為3GPP長期演進(jìn)(LTE)中上行鏈路最有競爭力的傳輸手段之一。
圖1所示為傳統(tǒng)的SC系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意。
在發(fā)送端，首先在信道編碼單元101和調(diào)制單元102對待發(fā)送的數(shù)據(jù)流進(jìn)行信道編碼和星座調(diào)制，然后在組塊單元103中對調(diào)制后串行的符號流進(jìn)行分塊，每個數(shù)據(jù)塊長為L。接下來，在保護(hù)間隔插入單元104中在數(shù)據(jù)塊與數(shù)據(jù)塊之間插入保護(hù)間隔(GI)，最后將其從天線105上發(fā)送出去。在保護(hù)間隔插入單元104中，同OFDM系統(tǒng)一樣，一般采用插入循環(huán)前綴(CP)的方法，即將每個數(shù)據(jù)塊的最后LG個數(shù)據(jù)拷貝后放到該數(shù)據(jù)塊的頭部，其中LG為GI的長度，要求其不小于信道最大時延長度。
在接收端，首先由接收天線111將空間信號接收下來。然后，由信道估計單元118根據(jù)該接收信號中的導(dǎo)頻信號或采用其他方法進(jìn)行信道估計，估計出當(dāng)前的時域信道沖激響應(yīng)h。同時，在保護(hù)間隔去除單元112，將接收信號中的保護(hù)間隔GI去除，然后在FFT單元113、FDE單元114和IFFF單元115中依次對長度為L個接收數(shù)據(jù)塊進(jìn)行L點的快速傅立葉變換(FFT)、FDE操作、和L點的反快速傅立葉變換(IFFT)，其中FDE單元114中利用信道估計單元118得到的當(dāng)前信道特性對信號進(jìn)行頻域均衡。接下來，在解調(diào)單元16和譯碼單元117中對均衡輸出的信號依次進(jìn)行解調(diào)和信道譯碼，最后得到原始的發(fā)送數(shù)據(jù)。
SC-FDE的原理可以用以下數(shù)學(xué)形式來進(jìn)一步描述。
首先，信道可以被描述成一個Lc階的有限沖激響應(yīng)(FIR)濾波器，即信道沖激響應(yīng)h＝{h0，h1，...，hLc-1}。則GI去除單元112后的時域第i塊內(nèi)第l個信號可以表示為rl(i)=Σk=0Lc-1hkx(l-k)L(i)+nl,0≤l≤L-1...(1)]]>其中，{xl(i)}l＝0L-1表示通過第i個數(shù)據(jù)塊發(fā)送的L個數(shù)據(jù)，(k)L表示k模L后的余數(shù)，nl是加性白高斯噪聲(AWGN)。
由式(1)可見，從信號形式上SC與OFDM十分相似，都是發(fā)送信號與信道沖激響應(yīng)循環(huán)卷積的結(jié)果。那么，在頻域上，即接收信號FFT之后就可以體現(xiàn)為發(fā)送信號頻域與信道頻域乘積的結(jié)果，即Rk(i)=HkXk(i)+Nk,0≤k≤L-1...(2)]]>其中，Rk(i)表示第i個接收數(shù)據(jù)塊FFT之后頻域第k點上數(shù)值，Hk為信道頻域第k點上數(shù)值，Xk(i)表示第i個發(fā)送數(shù)據(jù)塊FFT之后頻域第k點上數(shù)值，Nk表示噪聲頻域第k點上數(shù)值。
因此，SC信號可以通過簡單的FDE方式進(jìn)行均衡，即在頻域除以信道頻域特性。假設(shè)信道估計理想，則均衡后的信號為
r^(i)=IFFT{R0(i)H0,R1(i)H1,...,RL-1(i)HL-1}...(3)]]>前面提到，SC-FDE這種塊傳輸方式具有低PAPR以及易于實現(xiàn)等特點。然而，它也有一個缺點，那就是要求塊內(nèi)信道幾乎不變。但是，在實際系統(tǒng)中，移動臺的高速移動會導(dǎo)致信道的時變。研究表明，對于SC-FDE這種塊傳輸方式來說，數(shù)據(jù)塊內(nèi)的信道時變將使均衡輸出產(chǎn)生嚴(yán)重的失真和串?dāng)_，導(dǎo)致系統(tǒng)性能下降，并出現(xiàn)誤碼平臺。
圖2所示為信道時變對SC性能的影響。
其中，仿真中采用的信道模型為IMT 1225信道模型A、信道帶寬為10MHz、BPSK調(diào)制、L＝1024、LG＝40。另外，圖2中的fd和T分別表示信道最大多普勒頻移和數(shù)據(jù)塊時間長度。由圖2可見，傳統(tǒng)的SC傳輸方法的性能對信道時變比較敏感，SC塊內(nèi)的信道時變將帶來接收性能的急劇惡化。
為了解決此問題，目前已有多家公司和研究機構(gòu)向3GPP提出了子塊的傳輸方法，其原理如圖3所示。
圖3所示為分子塊傳輸對抗塊內(nèi)信道時變的原理示意。
分子塊傳輸方法的基本思想是對于塊內(nèi)時變的情況，將原來長為L的長塊分為若干子塊傳輸，每個子塊分別加GI，每個子塊獨立均衡。當(dāng)劃分子塊數(shù)足夠多時，分子塊傳輸可以有效降低每個均衡塊內(nèi)的信道特性起伏，從而降低信道時變帶來的均衡性能惡化。但是，圖3這種劃分子塊傳輸?shù)姆椒ㄒ灿幸粋€缺點，便是增加了GI的開銷，從而帶來系統(tǒng)傳輸效率的損失。
因此，如何設(shè)計一個用于時變信道，能同時獲得良好的傳輸效率和性能的SC發(fā)送與均衡方法是當(dāng)前一個重要的研究課題。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供了一種對信道時變不敏感的、高傳輸效率的單載波發(fā)送與均衡方法及設(shè)備。
在本發(fā)明的第一方面，提供了一種發(fā)送包括至少一個數(shù)據(jù)塊的信號的方法，包括將所述至少一個數(shù)據(jù)塊的每一個分成多個子塊；將所述多個子塊中的第一子塊的尾部數(shù)據(jù)的拷貝作為保護(hù)間隔設(shè)置在相應(yīng)數(shù)據(jù)塊之前；以及發(fā)送設(shè)置了保護(hù)間隔的所述數(shù)據(jù)塊。
根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，所述第一子塊的時間長度與信道的最大頻移之積小于預(yù)定的數(shù)值門限。
根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，所述保護(hù)間隔的長度小于信道的最大時延長度。
在本發(fā)明的另一方面，提出了一種對包括數(shù)據(jù)塊的接收信號進(jìn)行均衡的方法，所述數(shù)據(jù)塊包括多個子塊，并且所述多個子塊中的第一子塊的尾部數(shù)據(jù)的拷貝被作為保護(hù)間隔設(shè)置在所述數(shù)據(jù)塊之前，所述方法包括對第一子塊進(jìn)行頻域均衡，以得到已均衡的第一子塊；將所述已均衡的第一子塊的后部數(shù)據(jù)與所述第一子塊后的數(shù)據(jù)段合并，以得到滑窗數(shù)據(jù)；對所述滑窗數(shù)據(jù)進(jìn)行塊間干擾消除操作，以獲得干擾已消除的滑窗數(shù)據(jù)；對消除了干擾的滑窗數(shù)據(jù)進(jìn)行頻域均衡，輸出與所述第一子塊后的數(shù)據(jù)段相對應(yīng)的均衡數(shù)據(jù)；以及將所述已均衡的第一子塊與所述均衡數(shù)據(jù)合并。
根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，均衡方法還包括將與所述數(shù)據(jù)段相對應(yīng)的均衡數(shù)據(jù)的后部與所述數(shù)據(jù)段后部的另一數(shù)據(jù)段合并，以得到另一滑窗數(shù)據(jù)；對所述另一滑窗數(shù)據(jù)進(jìn)行頻域均衡，輸出與所述另一數(shù)據(jù)段相對應(yīng)的均衡數(shù)據(jù)。
根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，該方法還包括在滑窗數(shù)據(jù)進(jìn)行頻域均衡之前重構(gòu)循環(huán)前綴。
根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，所述頻域均衡包括用要被均衡的數(shù)據(jù)塊的頻域數(shù)據(jù)除以信道的頻域特性，以產(chǎn)生數(shù)據(jù)塊的頻域均衡結(jié)果；以及對數(shù)據(jù)塊的頻域均衡結(jié)果進(jìn)行IFFT操作。
根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，所述信道的頻域特性是根據(jù)導(dǎo)頻信號估計而得到的。
在本發(fā)明的另一方面，提供了一種發(fā)送包括至少一個數(shù)據(jù)塊的信號的發(fā)送設(shè)備，包括組塊裝置，用于將所述至少一個數(shù)據(jù)塊的每一個分成多個子塊；保護(hù)間隔插入裝置，用于將所述多個子塊中的第一子塊的尾部數(shù)據(jù)的拷貝作為保護(hù)間隔設(shè)置在相應(yīng)數(shù)據(jù)塊之前；以及天線，用于發(fā)送設(shè)置了保護(hù)間隔的所述數(shù)據(jù)塊。
在本發(fā)明的又一方面，提出了一種對包括數(shù)據(jù)塊的接收信號進(jìn)行均衡的均衡設(shè)備，所述數(shù)據(jù)塊包括多個子塊，并且所述多個子塊中的第一子塊的尾部數(shù)據(jù)的拷貝被作為保護(hù)間隔設(shè)置在所述數(shù)據(jù)塊之前，所述均衡設(shè)備包括第一均衡裝置，對第一子塊進(jìn)行頻域均衡，以得到已均衡的第一子塊；滑窗數(shù)據(jù)獲取裝置，將所述已均衡的第一子塊的后部數(shù)據(jù)與所述第一子塊后的數(shù)據(jù)段合并，以得到滑窗數(shù)據(jù)；塊間干擾消除裝置，對所述滑窗數(shù)據(jù)進(jìn)行塊間干擾消除操作，以獲得干擾已消除的滑窗數(shù)據(jù)；第二均衡裝置，對消除了干擾的滑窗數(shù)據(jù)進(jìn)行頻域均衡，輸出與所述第一子塊后的數(shù)據(jù)段相對應(yīng)的均衡數(shù)據(jù)；以及合并裝置，將所述已均衡的第一子塊與所述均衡數(shù)據(jù)合并。
根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，所述滑窗數(shù)據(jù)獲取裝置將與所述數(shù)據(jù)段相對應(yīng)的均衡數(shù)據(jù)的后部與所述數(shù)據(jù)段后部的另一數(shù)據(jù)段合并，以得到另一滑窗數(shù)據(jù)；所述第二均衡裝置對所述另一滑窗數(shù)據(jù)進(jìn)行頻域均衡，輸出與所述另一數(shù)據(jù)段相對應(yīng)的均衡數(shù)據(jù)。
根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，均衡設(shè)備還包括循環(huán)前綴重構(gòu)裝置，用于在滑窗數(shù)據(jù)進(jìn)行頻域均衡之前重構(gòu)循環(huán)前綴。
根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，所述第一均衡裝置和第二均衡裝置的每一個包括頻域均衡單元，用要被均衡的數(shù)據(jù)塊的頻域數(shù)據(jù)除以信道的頻域特性，以產(chǎn)生數(shù)據(jù)塊的頻域均衡結(jié)果；以及IFFT單元，對數(shù)據(jù)塊的頻域均衡結(jié)果進(jìn)行IFFT操作。
本發(fā)明還是一種包括所述發(fā)送設(shè)備和所述均衡設(shè)備的通信系統(tǒng)。
本技術(shù)方案中通過分段均衡，有效的對抗了信道時變對數(shù)據(jù)均衡性能的影響。同時，單個GI的使用有利于高傳輸效率的保持。


圖1是傳統(tǒng)的SC系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖；圖2是用來說明信道時變對SC性能的影響的示意圖；圖3是用來說明分子塊傳輸對抗塊內(nèi)信道時變的原理示意圖；圖4是根據(jù)本發(fā)明實施例的SC系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖；
圖5示出了傳統(tǒng)方法與根據(jù)發(fā)明實施例的方法在GI插入方面的比較；圖6示出了圖4中所示的均衡部分213的具體構(gòu)成框圖；圖7示出了在根據(jù)本發(fā)明實施例的均衡操作的流程圖；圖8是用來說明SC中GI缺失對數(shù)據(jù)均衡帶來的影響示意圖；圖9示出了根據(jù)本發(fā)明的SC均衡過程的實現(xiàn)流程；圖10示出了根據(jù)本發(fā)明的方法與傳統(tǒng)方法的性能比較。
具體實施例方式
下面結(jié)合

本發(fā)明的具體實施方式
。
圖4所示為根據(jù)本發(fā)明的SC系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖。
圖4中，在發(fā)送端，首先在編碼單元101和調(diào)制單元102中對待發(fā)送的數(shù)據(jù)流進(jìn)行信道編碼和星座調(diào)制，然后在組塊單元103中對調(diào)制后串行符號流進(jìn)行分塊，每個數(shù)據(jù)塊長為L。接下來，通過保護(hù)間隔(GI)插入單元204在數(shù)據(jù)塊與數(shù)據(jù)塊之間按本發(fā)明的方法插入保護(hù)間隔，最后將插入了保護(hù)間隔的數(shù)據(jù)塊從發(fā)送天線105上發(fā)送出去。插入保護(hù)間隔的具體過程將在后面詳細(xì)說明。
在接收端，首先由接收天線111將空間信號接收下來。然后，由信道估計單元118根據(jù)該接收信號中的導(dǎo)頻信號或采用其他方法進(jìn)行信道估計，估計出當(dāng)前的時域信道沖激響應(yīng)h。同時，在保護(hù)間隔(GI)去除單元112中將接收信號中的保護(hù)間隔部分去除，然后在均衡部分213中采用本發(fā)明的均衡方法對接收數(shù)據(jù)進(jìn)行均衡。接下來，在解調(diào)單元116和信道譯碼單元117中分別對均衡輸出的信號依次進(jìn)行解調(diào)和信道譯碼，最后得到原始的發(fā)送數(shù)據(jù)。
與圖1中的傳統(tǒng)SC傳輸相比，采用本發(fā)明技術(shù)的SC傳輸有兩點不同(1)在發(fā)送端，用新的GI插入單元204替代傳統(tǒng)的GI插入單元104。
在實現(xiàn)方法上，兩種GI插入的不同可以用圖5來表示。
圖5所示為傳統(tǒng)方法與發(fā)明方法中GI插入比較。
在傳統(tǒng)方法中，是將長為L的數(shù)據(jù)塊中的最后LG個數(shù)據(jù)拷貝到塊頭進(jìn)行傳輸。而在發(fā)明方法中，作為GI的數(shù)據(jù)并非整塊中最后LG個數(shù)據(jù)的拷貝，而僅僅是該數(shù)據(jù)塊內(nèi)第一個子塊中最后LG個數(shù)據(jù)的拷貝。這里，LG的大小，即保護(hù)間隔GI的大小被設(shè)置成大于信道的時延長度，而第一個數(shù)據(jù)子塊的長度Ls應(yīng)根據(jù)信道時變情況來確定，即使得該數(shù)據(jù)子塊內(nèi)信道變化不大。從數(shù)學(xué)形式上即是滿足fdT(Ls)≤α，其中T(Ls)表示數(shù)據(jù)子塊的時間長度，α表示給定數(shù)值門限，而fd表示信道的最大頻移。
(2)在接收端，用新的均衡部分213替代傳統(tǒng)的均衡部分，即圖1中的FFT單元113、FDE單元114和IFFT單元115。
圖6示出了均衡部分213的具體構(gòu)成框圖。
如圖6所示，根據(jù)本發(fā)明的均衡過程中對接收數(shù)據(jù)的均衡分上下兩路進(jìn)行。
其中，上路是對接收數(shù)據(jù)塊中的第一子塊進(jìn)行均衡，其包括第一數(shù)據(jù)讀取單元301、第一FFT單元302、第一FDE單元303和第一IFFT單元304。對于第一子塊數(shù)據(jù)來說，其之前有GI進(jìn)行保護(hù)，同時其內(nèi)信道幾乎不變，因此按傳統(tǒng)方法均衡即可以獲得好的性能。
在對第一數(shù)據(jù)子塊均衡之后，即用圖6中的下路分支對其余數(shù)據(jù)進(jìn)行均衡。在發(fā)明方法中，對第一數(shù)據(jù)子塊之后數(shù)據(jù)采用交迭滑窗均衡(OSW)的方法，其均衡步驟如圖7所示。
圖7所示為發(fā)明方法中采用的均衡步驟示意。
圖7中，第一步均衡即對應(yīng)前面所述的對第一子塊數(shù)據(jù)的均衡。在第一子塊數(shù)據(jù)均衡之后，即采用發(fā)明的OSW方法對其余數(shù)據(jù)進(jìn)行均衡。在OSW中，每步對一個窗內(nèi)的數(shù)據(jù)進(jìn)行均衡。圖7中，第2步對窗1內(nèi)數(shù)據(jù)均衡，第3步對窗2內(nèi)數(shù)據(jù)均衡。
在OSW中，首先需要確定窗長Lw，窗長Lw的確定同前面確定第一子塊的長度Ls要求一樣，即要求窗內(nèi)信道幾乎不變。實際中，可以直接取Lw＝Ls。同時，在OSW中確定滑窗和進(jìn)行滑窗均衡時有如下特點(a)確定滑窗時要求每個滑窗內(nèi)前部為已均衡數(shù)據(jù)；
(b)均衡器對窗內(nèi)數(shù)據(jù)一起均衡，但只輸出窗內(nèi)數(shù)據(jù)的中部結(jié)果；(c)在每個窗數(shù)據(jù)均衡之前，進(jìn)行塊間干擾(IBI)消除。
如圖7中所示，在第一步均衡之后進(jìn)行OSW。在窗1內(nèi)，頭部(即A部分)為已均衡數(shù)據(jù)，之后B和C為未均衡數(shù)據(jù)。在第二步均衡前，首先消除由于信道多徑所造成的窗1之前的數(shù)據(jù)對窗1的干擾(因為之前數(shù)據(jù)已均衡出來，因此按傳統(tǒng)IBI消除方法即可)。在第二步均衡中，對整個窗1內(nèi)的數(shù)據(jù)(包括A，B和C)一起均衡，但只將中部(即B部分)數(shù)據(jù)均衡結(jié)果作為有效數(shù)據(jù)輸出。同樣，在窗2中，窗2頭部(即A部分)為上一步已均衡數(shù)據(jù)，之后B和C為未均衡數(shù)據(jù)。依次類推，直至整塊數(shù)據(jù)都完成均衡。
本發(fā)明中采用如此方法進(jìn)行均衡的原因在于(a)滑窗均衡的目的是為了使得每個均衡塊內(nèi)信道變化盡可能小，從而獲得好的均衡性能；(b)交迭滑窗的目的是因為在對每個窗數(shù)據(jù)均衡前盡管做了IBI消除，但每個窗內(nèi)數(shù)據(jù)仍存在GI缺失問題。我們通過研究發(fā)現(xiàn)，不同于OFDM，在SC傳輸中，GI缺失主要對數(shù)據(jù)塊兩頭數(shù)據(jù)影響比較大，如圖8所示。
圖8是用來說明SC中GI缺失對數(shù)據(jù)均衡帶來的影響的示意圖。
由圖8可見，對每個窗數(shù)據(jù)來說，其中的GI缺失所帶來的干擾主要集中在窗內(nèi)數(shù)據(jù)的兩頭，而對中部數(shù)據(jù)的影響不大。因此，在本方法中，在對每個數(shù)據(jù)窗均衡之后只輸出其中部結(jié)果作為有效均衡結(jié)果，而頭部數(shù)據(jù)和尾部數(shù)據(jù)則分別利用其上一步和下一步的均衡輸出結(jié)果。
從實現(xiàn)方法上來說，發(fā)明中的OSW均衡主要由圖6中的下路均衡分支來實現(xiàn)，其中包括第二數(shù)據(jù)獲取單元311、IBI消除單元312、CP重構(gòu)單元313、第二FFT單元314、第二FDE單元315、第二IFFT單元316和端部數(shù)據(jù)去除單元317。由于發(fā)明方法中對數(shù)據(jù)進(jìn)行的是分段均衡，因此圖6所示的均衡部分中還包括了數(shù)據(jù)存儲和合并單元318。具體說來，圖6中的下路均衡分支包括(a)第二數(shù)據(jù)獲取單元311，用于獲取數(shù)據(jù)窗長度Lw，其中頭部Lo長為前一窗已均衡數(shù)據(jù)，中部Lw-2Lo長為此次均衡輸出數(shù)據(jù)。
(b)IBI消除單元312，其在對每窗數(shù)據(jù)進(jìn)行均衡之前，消除由于信道多徑所造成的前窗數(shù)據(jù)對本窗數(shù)據(jù)的干擾，其具體操作會在下面給出。
(c)CP重構(gòu)單元313，對于每一窗數(shù)據(jù)來說，進(jìn)行理想的均衡不僅需要IBI消除，還需要進(jìn)行CP重構(gòu)。所謂的CP重構(gòu)即是恢復(fù)數(shù)據(jù)塊前加CP對本數(shù)據(jù)塊的影響。CP重構(gòu)的過程需要知曉數(shù)據(jù)塊尾部數(shù)據(jù)。而對于未均衡的數(shù)據(jù)塊來說，其尾部數(shù)據(jù)我們是無法知曉的。因此，(i)對于第一次均衡來說，不進(jìn)行CP重構(gòu)，即對經(jīng)IBI消除后的窗數(shù)據(jù)直接進(jìn)行均衡；(ii)在所有數(shù)據(jù)均衡完之后，還可以進(jìn)行迭代。即根據(jù)已均衡的結(jié)果，對每窗數(shù)據(jù)進(jìn)行CP重構(gòu)，再重新進(jìn)行均衡。
(d)頻域均衡部分，包括第二FFT單元314、第二FDE單元315和第二IFFT單元316，其具體操作同傳統(tǒng)方法。
(e)端部數(shù)據(jù)去除單元317，前面提到，對于每個窗數(shù)據(jù)塊來說，其均衡輸出中只有中部Lw-2Lo長的數(shù)據(jù)是有效的輸出，其兩頭的數(shù)據(jù)在本步驟里都將被去除。
從實現(xiàn)流程上來說，以上對發(fā)明均衡方法的可以參照圖9來描述。
圖9所示為本發(fā)明所采用的SC均衡的實現(xiàn)流程。
具體說來，該方法的實現(xiàn)主要包含以下幾個步驟初始化已通過信道估計得到當(dāng)前的時域信道沖激響應(yīng)h＝{h0，h1，...，hLc-1}，其中Lc為多徑徑數(shù)。接收數(shù)據(jù)塊為r，其塊長度為L，其頭部LG長的GI已經(jīng)去除。數(shù)據(jù)窗個數(shù)標(biāo)識nw初值為1，迭代次數(shù)ni初值為0，最大迭代次數(shù)設(shè)為nimax(步驟S601)。
第一步對接收數(shù)據(jù)塊r中第一子塊數(shù)據(jù)進(jìn)行均衡(步驟S602)。具體包括(1)取接收數(shù)據(jù)塊r中第一子塊數(shù)據(jù)，即r中頭Ls個數(shù)據(jù)，其中Ls是數(shù)據(jù)子塊的大??；(2)對這Ls個數(shù)據(jù)按傳統(tǒng)方法進(jìn)行頻域均衡，即依次進(jìn)行FFT，F(xiàn)DE和IFFT操作，最后得到相應(yīng)的均衡結(jié)果。
前面已經(jīng)給出了Ls數(shù)值的確定方法。同時，對于接收數(shù)據(jù)塊r中這一子塊數(shù)據(jù)來說，其之前有GI進(jìn)行保護(hù)，而且其內(nèi)信道幾乎不變，因此按傳統(tǒng)方法均衡即可以獲得好的性能。
第二步取滑窗nw數(shù)據(jù)(步驟S603)。
如圖7所示，在接收數(shù)據(jù)塊r中，第一數(shù)據(jù)子塊之后依次是滑窗1數(shù)據(jù)、滑窗2數(shù)據(jù)，依此類推。每數(shù)據(jù)窗長度為Lw，且包含3個部分，其中頭部和尾部長為Lo，中部長為Lw-2Lo。在每個窗中，頭部Lo長數(shù)據(jù)為前一窗已均衡數(shù)據(jù)，中部Lw-2Lo長為此次均衡后將要輸出的數(shù)據(jù)。對于Lo數(shù)值的選取是一個性能和復(fù)雜度上的折衷，Lo越大均衡性能越好，還實際中有效輸出長度越短，即復(fù)雜度越高，實際中可以選取0＜Lo＜1/3Lw。
第三步對滑窗nw數(shù)據(jù)進(jìn)行IBI消除(步驟S604)。
在對每窗數(shù)據(jù)進(jìn)行均衡之前，需要消除由于信道多徑所造成的前一塊數(shù)據(jù)對本窗數(shù)據(jù)的干擾。這一步驟可采用傳統(tǒng)的IBI方法進(jìn)行。具體說來，令該滑窗nw內(nèi)數(shù)據(jù)塊為y＝{y0，y1，...，yLw-1}，該滑窗nw前Lc個已均衡出的發(fā)送數(shù)據(jù)為x＝{x0，x1，...，xLc-1}，則經(jīng)過IBI消除后的輸出為 第四步根據(jù)均衡次數(shù)，確定是否可以進(jìn)行CP重構(gòu)，若可以則進(jìn)行CP重構(gòu)并進(jìn)行均衡，否則對其直接進(jìn)行均衡(步驟S605～S607)。
前面提到，對于每一窗數(shù)據(jù)來說，進(jìn)行理想的均衡不僅需要IBI消除，還需要進(jìn)行CP重構(gòu)。所謂的CP重構(gòu)即是恢復(fù)數(shù)據(jù)塊前加CP對本數(shù)據(jù)塊的影響。CP重構(gòu)的過程需要知曉數(shù)據(jù)塊尾部數(shù)據(jù)。而對于未均衡的數(shù)據(jù)塊來說，其尾部數(shù)據(jù)我們是無法知曉的。因此，本步驟包括以下判斷(1)若均衡迭代次數(shù)ni為0，則表示對該窗數(shù)據(jù)我們是進(jìn)行首次均衡，因此無法知曉其尾部數(shù)據(jù)，從而無法進(jìn)行CP重構(gòu)，因此直接在CP缺失情況下進(jìn)行均衡；
(2)若均衡迭代次數(shù)ni＞0，則表示對該窗數(shù)據(jù)我們已經(jīng)均衡過，因此可以用其上一次均衡后的結(jié)果進(jìn)行CP重構(gòu)，再重新進(jìn)行均衡。
具體說來，如果ni＝0，則我們對上面IBI消除后的窗數(shù)據(jù)y’＝{y’0，y’1，...，y’Lw-1}直接進(jìn)行均衡(均衡方法同傳統(tǒng)FDE)，并將其中部Lw-2Lo個數(shù)據(jù)作為均衡結(jié)果輸出。如果ni＞0，則在均衡之前首先進(jìn)行CP重構(gòu)，我們令該滑窗nw內(nèi)數(shù)據(jù)在上一次均衡后輸出的最后Lc個數(shù)據(jù)為x’＝{x’0，x’1，...，x’Lc-1}，則經(jīng)CP重構(gòu)后該窗數(shù)據(jù)為 然后，對CP重構(gòu)后的窗數(shù)據(jù)按傳統(tǒng)方法進(jìn)行FDE。
第五步數(shù)據(jù)合并(S608)。
由于發(fā)明方法中對數(shù)據(jù)進(jìn)行的是分段均衡，因此這里需要對每段均衡的輸出進(jìn)行合并。
第六步判斷結(jié)束操作(步驟S609～S611)，具體包括(1)判斷當(dāng)前所有窗數(shù)據(jù)是否均衡完，若沒有則nw＝nw+1，并返回到步驟S603對下一窗數(shù)據(jù)進(jìn)行處理，否則轉(zhuǎn)到步驟S610；(2)在步驟S610中判斷均衡中迭代次數(shù)是否已達(dá)到最大次數(shù)，即比較ni與nimax，如果ni＜nimax，即還需要進(jìn)行下一次均衡迭達(dá)，則轉(zhuǎn)到步驟S603并從窗1開始重新均衡，否則轉(zhuǎn)到步驟S613，整個過程結(jié)束。
圖10所示為本發(fā)明所采用的方法與傳統(tǒng)方法的性能比較。仿真中采用的信道模型為IMT 1225信道模型A，信道帶寬為10MHz，BPSK調(diào)制，L＝1024，LG＝40，fdT＝0.06，Ls＝Lw＝128。由圖10可見，在傳統(tǒng)方法中，與不分子塊相比，采用分子塊均衡的方法可以獲得更好的誤碼率(BER)性能。然而，傳統(tǒng)分子塊均衡下優(yōu)異BER的獲得是以傳輸效率的損失為代價的。比如在此仿真參數(shù)下，每L長的數(shù)據(jù)塊中，分子塊下需要多插約(L/Ls-1)*LG＝280長的GI。而如果采用本發(fā)明提出的發(fā)送和均衡方法，即可以有效對抗信道時變對數(shù)據(jù)均衡性能的影響，另外還有利于高傳輸效率的保持。具體說來，由于發(fā)明方法中采用同傳統(tǒng)不分塊一樣1個GI的發(fā)送方法，因此其可以獲得好的傳輸效率。另外，從BER性能上來看，在1次迭代下即可以獲得與傳統(tǒng)分子塊方法差不多的誤碼性能。
權(quán)利要求
1.一種發(fā)送包括至少一個數(shù)據(jù)塊的信號的方法，包括將所述至少一個數(shù)據(jù)塊的每一個分成多個子塊；將所述多個子塊中的第一子塊的尾部數(shù)據(jù)的拷貝作為保護(hù)間隔設(shè)置在相應(yīng)數(shù)據(jù)塊之前；以及發(fā)送設(shè)置了保護(hù)間隔的所述數(shù)據(jù)塊。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一子塊的時間長度與信道的最大頻移之積小于預(yù)定的數(shù)值門限。
3.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述保護(hù)間隔的長度小于信道的最大時延長度。
4.一種對包括數(shù)據(jù)塊的接收信號進(jìn)行均衡的方法，所述數(shù)據(jù)塊包括多個子塊，并且所述多個子塊中的第一子塊的尾部數(shù)據(jù)的拷貝被作為保護(hù)間隔設(shè)置在所述數(shù)據(jù)塊之前，所述方法包括對第一子塊進(jìn)行頻域均衡，以得到已均衡的第一子塊；將所述已均衡的第一子塊的后部數(shù)據(jù)與所述第一子塊后的數(shù)據(jù)段合并，以得到滑窗數(shù)據(jù)；對所述滑窗數(shù)據(jù)進(jìn)行塊間干擾消除操作，以獲得干擾已消除的滑窗數(shù)據(jù)；對消除了干擾的滑窗數(shù)據(jù)進(jìn)行頻域均衡，輸出與所述第一子塊后的數(shù)據(jù)段相對應(yīng)的均衡數(shù)據(jù)；以及將所述已均衡的第一子塊與所述均衡數(shù)據(jù)合并。
5.如權(quán)利要求4所述的方法，其特征在于，還包括將與所述數(shù)據(jù)段相對應(yīng)的均衡數(shù)據(jù)的后部與所述數(shù)據(jù)段后部的另一數(shù)據(jù)段合并，以得到另一滑窗數(shù)據(jù)；對所述另一滑窗數(shù)據(jù)進(jìn)行頻域均衡，輸出與所述另一數(shù)據(jù)段相對應(yīng)的均衡數(shù)據(jù)。
6.如權(quán)利要求4所述的方法，其特征在于，還包括在滑窗數(shù)據(jù)進(jìn)行頻域均衡之前重構(gòu)循環(huán)前綴。
7.如權(quán)利要求4所述的方法，其特征在于，所述頻域均衡包括用要被均衡的數(shù)據(jù)塊的頻域數(shù)據(jù)除以信道的頻域特性，以產(chǎn)生數(shù)據(jù)塊的頻域均衡結(jié)果；以及對數(shù)據(jù)塊的頻域均衡結(jié)果進(jìn)行IFFT操作。
8.如權(quán)利要求7所述的方法，其特征在于，所述信道的頻域特性是根據(jù)導(dǎo)頻信號估計而得到的。
9.如權(quán)利要求4所述的方法，其特征在于，所述第一子塊的時間長度與信道的最大頻移之積小于預(yù)定的數(shù)值門限。
10.如權(quán)利要求9所述的方法，其特征在于，所述保護(hù)間隔的長度小于信道的最大時延長度。
11.一種發(fā)送包括至少一個數(shù)據(jù)塊的信號的發(fā)送設(shè)備，包括組塊裝置，用于將所述至少一個數(shù)據(jù)塊的每一個分成多個子塊；保護(hù)間隔插入裝置，用于將所述多個子塊中的第一子塊的尾部數(shù)據(jù)的拷貝作為保護(hù)間隔設(shè)置在相應(yīng)數(shù)據(jù)塊之前；以及天線，用于發(fā)送設(shè)置了保護(hù)間隔的所述數(shù)據(jù)塊。
12.如權(quán)利要求11所述的發(fā)送設(shè)備，其特征在于，所述第一子塊的時間長度與信道的最大頻移之積小于預(yù)定的數(shù)值門限。
13.如權(quán)利要求11所述的發(fā)送設(shè)備，其特征在于，所述保護(hù)間隔的長度小于信道的最大時延長度。
14.一種對包括數(shù)據(jù)塊的接收信號進(jìn)行均衡的均衡設(shè)備，所述數(shù)據(jù)塊包括多個子塊，并且所述多個子塊中的第一子塊的尾部數(shù)據(jù)的拷貝被作為保護(hù)間隔設(shè)置在所述數(shù)據(jù)塊之前，所述設(shè)備包括第一均衡裝置，對第一子塊進(jìn)行頻域均衡，以得到已均衡的第一子塊；滑窗數(shù)據(jù)獲取裝置，將所述已均衡的第一子塊的后部數(shù)據(jù)與所述第一子塊后的數(shù)據(jù)段合并，以得到滑窗數(shù)據(jù)；塊間干擾消除裝置，對所述滑窗數(shù)據(jù)進(jìn)行塊間干擾消除操作，以獲得干擾已消除的滑窗數(shù)據(jù)；第二均衡裝置，對消除了干擾的滑窗數(shù)據(jù)進(jìn)行頻域均衡；端數(shù)據(jù)去除裝置，基于頻域均衡后的滑窗數(shù)據(jù)，輸出與所述第一子塊后的數(shù)據(jù)段相對應(yīng)的均衡數(shù)據(jù)；以及合并裝置，將所述已均衡的第一子塊與所述均衡數(shù)據(jù)合并。
15.如權(quán)利要求14所述的均衡設(shè)備，其特征在于，所述滑窗數(shù)據(jù)獲取裝置將與所述數(shù)據(jù)段相對應(yīng)的均衡數(shù)據(jù)的后部與所述數(shù)據(jù)段后部的另一數(shù)據(jù)段合并，以得到另一滑窗數(shù)據(jù)；所述第二均衡裝置對所述另一滑窗數(shù)據(jù)進(jìn)行頻域均衡，輸出與所述另一數(shù)據(jù)段相對應(yīng)的均衡數(shù)據(jù)。
16.如權(quán)利要求14所述的均衡設(shè)備，其特征在于，還包括循環(huán)前綴重構(gòu)裝置，用于在滑窗數(shù)據(jù)進(jìn)行頻域均衡之前重構(gòu)循環(huán)前綴。
17.如權(quán)利要求14所述的均衡設(shè)備，其特征在于，所述第一均衡裝置和第二均衡裝置的每一個包括頻域均衡單元，用要被均衡的數(shù)據(jù)塊的頻域數(shù)據(jù)除以信道的頻域特性，以產(chǎn)生數(shù)據(jù)塊的頻域均衡結(jié)果；以及IFFT單元，對數(shù)據(jù)塊的頻域均衡結(jié)果進(jìn)行IFFT操作。
18.如權(quán)利要求17所述的均衡設(shè)備，其特征在于，所述信道的頻域特性是根據(jù)導(dǎo)頻信號估計而得到的。
19.如權(quán)利要求14所述的均衡設(shè)備，其特征在于，所述第一子塊的時間長度與信道的最大頻移之積小于預(yù)定的數(shù)值門限。
20.如權(quán)利要求19所述的均衡設(shè)備，其特征在于，所述保護(hù)間隔的長度小于信道的最大時延長度。
21.一種包括如權(quán)利要求11所述的發(fā)送設(shè)備和如權(quán)利要求14所述的均衡設(shè)備的通信系統(tǒng)。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種用于時變信道下的單載波發(fā)送與均衡方法。在發(fā)送端，保護(hù)間隔(GI)為其塊內(nèi)第一個子塊尾部數(shù)據(jù)的拷貝。在接收端，均衡過程包括(a)對第一個子塊進(jìn)行均衡；(b)依次對之后數(shù)據(jù)進(jìn)行交迭滑窗均衡。每個滑窗內(nèi)前部為已均衡數(shù)據(jù)，均衡器對窗內(nèi)數(shù)據(jù)一齊均衡，但只輸出中部結(jié)果。且在每次滑窗均衡之前進(jìn)行塊間干擾(IBI)消除；(c)全部數(shù)據(jù)均衡完畢之后還可繼續(xù)迭代，即利用已均衡的數(shù)據(jù)，將窗內(nèi)GI重構(gòu)后重復(fù)均衡。本技術(shù)方案中通過分段均衡的方法，有效的對抗了信道時變對數(shù)據(jù)均衡性能的影響。同時，單個GI的使用有利于高傳輸效率的保持。
文檔編號H04L27/01GK101043482SQ20061007140
公開日2007年9月26日 申請日期2006年3月20日 優(yōu)先權(quán)日2006年3月20日
發(fā)明者佘小明, 李繼峰 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社