專利名稱：高頻功率放大器以及使用了它的發(fā)送器和移動體通信終端的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及高頻移動體通信終端中所使用的高頻功率放大器、和使用了該高頻功率放大器的發(fā)送器，特別涉及降低了放大器特性的負(fù)載阻抗依賴性的高頻功率放大器、以及使用了該高頻功率放大器的發(fā)送器。
背景技術(shù)：
作為現(xiàn)有的降低了對負(fù)載阻抗的特性依賴性的放大器的結(jié)構(gòu)，在專利文獻(xiàn)1中公開了其一個例子。專利文獻(xiàn)1的放大器，在功率放大器和天線之間的傳送線路上的多個點進(jìn)行檢波，根據(jù)其電平差檢測駐波的產(chǎn)生、即負(fù)載的不匹配，限制功率放大器的輸入。
另外，在專利文獻(xiàn)2中，公開了對末級晶體管的輸出進(jìn)行電壓檢波，并反饋到末級晶體管的偏置電壓的結(jié)構(gòu)。
專利文獻(xiàn)1日本特開2000-341143號公報專利文獻(xiàn)2美國專利6,720,831號說明書發(fā)明內(nèi)容在高頻移動體通信終端所使用的功率放大器中，依賴于天線周圍的狀況，從天線向功率放大器會產(chǎn)生功率的反射。在產(chǎn)生了這種反射時，可以發(fā)現(xiàn)從功率放大器往天線看的負(fù)載阻抗似乎發(fā)生了變動。如果從放大器看的負(fù)載阻抗發(fā)生變動，則構(gòu)成放大器的輸出級的晶體管的負(fù)載阻抗也變動，其結(jié)果是，放大器表現(xiàn)出與本來設(shè)計的特性不同的特性。
作為一例，圖1示意性地表示了負(fù)載阻抗變動對放大器的增益、即輸入輸出特性的影響。在圖1中，橫軸表示向放大器的輸入FRin，縱軸表示功率放大器的輸出FRout。特性(2)是本來的輸入輸出特性，根據(jù)天線周圍的狀況，有時產(chǎn)生如下特性本來增益更高、但卻被飽和輸出的低的特性(1)，或者本來增益較低但卻飽和輸出的高的特性(3)。
現(xiàn)在，在要求功率放大器作為線性放大器而動作的CDMA方式的情況下，圖1的特性(1)那樣的特性是比本來的線性最大輸出低的輸出，輸出飽和，因此，存在有時產(chǎn)生超過了系統(tǒng)容許值的失真的問題。
對于該問題，如專利文獻(xiàn)1的圖5所示，在天線和功率放大器之間插入隔離器(isolator)，使來自天線的反射功率不返回到放大器的方案是有效的對策，但是存在如下問題隔離器成本高，并且功率放大器不能小型化。
另外，在專利文獻(xiàn)1的圖1所記載的以往例中，通過測量輸出匹配電路上的不同的3點處的電壓振幅，讀取在傳送線路上產(chǎn)生的駐波的振幅的差，來檢測出產(chǎn)生了反射波這一情況，限制控制電壓電平。但是，在該結(jié)構(gòu)中，存在如下問題需要波長的1/6左右的長度的傳送線路長度和3個電壓檢測電路，功率放大器不能小型化。
另一方面，在專利文獻(xiàn)2的圖2A記載的例子中，為了在傳感用晶體管的輸出端進(jìn)行電壓檢測，用一個電壓檢測器即可，但是其目的在于用檢測器檢測過電壓，防止功率晶體管的破壞，在檢測到過電壓時，使上述功率晶體管的偏置電流減少。該例子存在如下問題由于沒有考慮功率放大器的線性，所以有可能功率放大器的線性惡化而產(chǎn)生失真。
本發(fā)明的目的在于解決上述問題，提供一種不論負(fù)載阻抗的變動如何，都能保持良好的線性，并且容易進(jìn)行小型化的高頻功率放大器，以及使用了該高頻功率放大器的發(fā)送器。
本發(fā)明具有代表性的裝置的一例如下。
即，本發(fā)明的高頻功率放大器是在高頻移動體通信終端中使用的高頻功率放大器，其特征在于，包括至少1級的放大級，放大來自可變增益放大器的輸入信號；輸出匹配電路，連接于上述放大級的輸出側(cè)；第一檢測部，檢測出構(gòu)成上述放大級的晶體管與上述輸出匹配電路的連接點的電壓振幅，作為上述可變增益放大器的增益控制信息進(jìn)行輸出。
根據(jù)本發(fā)明，可以提供一種不論負(fù)載電阻的變動如何，都能保持良好的線性的高頻功率放大器，以及使用了該高頻功率放大器的發(fā)送器。


圖1是表示伴隨負(fù)載阻抗的變動，功率放大器的輸入·輸出特性的變化的示意圖。
圖2是本發(fā)明實施例1的功率放大器的電路圖。
圖3是作為本發(fā)明的實施例2的發(fā)送機的框圖。
圖4A是表示本發(fā)明實施例1或2中的、因負(fù)載阻抗的變動而引起的晶體管的動態(tài)負(fù)載曲線的示意圖。
圖4B表示集電極電流·集電極電壓特性、與由實施例1或2的集電極交流電壓檢測部檢測出的Vdetout的關(guān)系。
圖5A是表示本發(fā)明實施例1或2中的、伴隨負(fù)載阻抗的相位變動的功率放大器的失真和集電極端的交流電壓振幅的圖。
圖5B是本發(fā)明的實施例2的動作特性的說明圖。
圖6A是表示作為本發(fā)明的實施例3的W-CDMA方式的移動體通信終端的結(jié)構(gòu)例的圖。
圖6B是本發(fā)明實施例3的動作特性的說明圖。
圖7是作為本發(fā)明的實施例4的功率放大器的電路圖。
圖8是使用了本發(fā)明實施例4的功率放大器的發(fā)送機的框圖。
圖9是表示針對本發(fā)明的實施例4，伴隨電源電壓變動而產(chǎn)生失真的原理的示意圖。
圖10是本發(fā)明實施例4的動作特性的說明圖。
圖11是作為本發(fā)明的實施例5的功率放大器的電路圖。
圖12使用了本發(fā)明實施例5的功率放大器的發(fā)送機的框圖。
圖13是作為本發(fā)明的實施例6的功率放大器的電路圖。
圖14使用了本發(fā)明實施例6的功率放大器的發(fā)送機的框圖。
具體實施例方式
針對本發(fā)明的實施方式，下面一邊參照附圖一邊進(jìn)行詳細(xì)說明。
<實施例1>
首先，使用圖2來說明本發(fā)明的高頻功率放大器的實施例1的結(jié)構(gòu)。圖2是本發(fā)明的實施例1的高頻功率放大器10的電路圖。
根據(jù)本發(fā)明的實施例1，高頻功率放大器10檢測出在最末放大級晶體管的輸出端子的交流電壓振幅，在該電壓振幅超過了預(yù)先確定的規(guī)定值時，輸出抑制功率放大器的輸入信號振幅的信號。
即，在圖2所示的高頻功率放大器10中，1和3是放大器的輸入匹配電容，2是輸入匹配用電感。100是初級放大晶體管，200是末級放大晶體管，30是集電極交流電壓檢測部(第一檢測部)。202是MMIC(Microwave Monolithic IC單片微波集成電路)，將輸入匹配電容3、初級放大用晶體管100、末級放大用晶體管200、級間匹配電容251、以及集電極交流電壓檢測部30集成在1個芯片上。
功率放大器10具有輸入RF輸入信號Rfin的輸入端子4、輸出RF輸出信號RFout的輸出端子5、以及輸出集電極交流電壓檢測部(第一檢測部)30的檢波輸出Vdetout的輸出端子6。第一檢測部的檢波輸出Vdetout被作為向輸入端子4供給RF輸入信號的可變增益放大器的控制用的信息來使用。
端子221和端子222分別提供初級放大用晶體管100和末級放大用晶體管200的基極偏壓Vbb1、Vbb2。231是初級放大用晶體管100的基極偏壓電壓供給用RF信號隔離電感(isolation inductor)，232是末級的放大用晶體管200的基極偏置電壓供給用RF信號隔離電感。260是提供電源電壓Vcc的電源端子，241和261是各初級和末級的放大用晶體管的電源用扼流電感。242和262是電源電壓穩(wěn)定用旁路電容器。
集電極交流電壓檢測部30具有電壓檢測用二極管300、電壓檢測用電阻301、電壓檢測用電容元件302。由輸出匹配用電容器281、282、283和輸出匹配用傳送線路285、286構(gòu)成放大器的輸出匹配電路280。
根據(jù)本實施例，通過第一檢測部30，在放大級的末級的放大用晶體管與輸出匹配電路的連接點檢測出電壓振幅Vdetout，將所檢測出的該電壓振幅作為向輸入端子4供給RF輸入信號的可變增益放大器的控制信息來輸出。通過使用該檢波輸出Vdetout，能夠根據(jù)與負(fù)載阻抗的變動對應(yīng)的放大晶體管的輸出電壓振幅Vdetout，進(jìn)行可變增益放大器的增益的控制。由此，能夠?qū)β史糯笃鞯妮斎胄盘栒穹⒓纯勺冊鲆娣糯笃鞯妮敵鲞M(jìn)行控制，使得高頻功率放大器總是處于輸出不產(chǎn)生失真的線性動作區(qū)域，能夠抑制負(fù)載阻抗變動時的失真的產(chǎn)生。由于不需要在天線和功率放大器之間插入隔離器，所以成本也不會增加。
另外，構(gòu)成本實施例的高頻功率放大器的各級晶體管是自偏置方式，即，當(dāng)輸入RF輸入信號Rfin時，伴隨于此，偏置電流也增加。由此，成為在負(fù)載阻抗變動時的失真發(fā)生時減小RF輸入信號的振幅，而不減小各級晶體管功率放大器的偏置電流的結(jié)構(gòu)。換言之，RF輸入信號Rfin的振幅處于與RF輸入電壓對應(yīng)的自偏置方式的動作范圍內(nèi)。因此，當(dāng)RF輸入信號的振幅被減小后，與此對應(yīng)，偏置電流也被減小。從這一點上，即使在負(fù)載阻抗變動時的失真發(fā)生時，各級晶體管也在正常的動作范圍內(nèi)動作。由此，確保在線性區(qū)域內(nèi)進(jìn)行動作。
另外，由于集電極交流電壓檢測部30的輸出端子6連接在末級的放大用晶體管200的集電極上，所以集電極交流電壓檢測部30的輸出被加進(jìn)了電源電壓的信息，對抑制失真的產(chǎn)生是有效的。
<實施例2>
作為本發(fā)明的實施例2，使用圖3～圖5C說明使用了第一實施例的功率放大器的發(fā)送機的例子。
首先，圖3是表示使用了圖2所示的功率放大器的發(fā)送機的方塊結(jié)構(gòu)例的圖。功率放大器10的RF輸入信號Rfin用的端子4與外部的可變增益放大器12相連接，RF輸出信號RFout用的端子5與天線14相連接。另外，輸出功率放大器10的集電極交流電壓檢測部30的交流電壓振幅輸出Vdetout的端子6，經(jīng)由A/D轉(zhuǎn)換器16連接在控制電路18上。該控制電路18設(shè)置在發(fā)送機內(nèi)，優(yōu)選設(shè)置在其基帶控制電路(基帶IC)內(nèi)。
基于想要發(fā)送的信息，將對載波進(jìn)行了相位調(diào)制的高頻的發(fā)送信號Fr0輸入到可變增益放大器12，在此進(jìn)行放大，作為高頻信號RFin輸入到功率放大器10。該信號在功率放大器10中進(jìn)一步被放大，作為高頻信號RFout被輸出，驅(qū)動天線14進(jìn)行發(fā)送。檢波輸出Vdetout作為可變增益放大器12的增益控制用的信息來使用。即，控制電路18根據(jù)由集電極交流電壓檢測部30檢測出的交流電壓振幅的輸出Vdetout，來控制可變增益放大器12的增益。
根據(jù)本實施例，由控制電路18監(jiān)視作為增益控制用的信息的Vdetout，在成為在功率放大器10的輸出產(chǎn)生失真的條件時，換言之，在放大晶體管的輸出電壓振幅超過了預(yù)先確定的閾值時，生成限制可變增益放大器12的增益那樣的控制信號。即，根據(jù)放大晶體管200的輸出電壓振幅來控制可變增益放大器12的增益。在負(fù)載阻抗為通常范圍以下的大小時，可變增益放大器12的增益基于預(yù)定的參數(shù)進(jìn)行設(shè)定。在成為功率放大器10的輸出產(chǎn)生失真的條件時，換言之，在隨著負(fù)載阻抗的增大，放大晶體管200的輸出電壓振幅Vdetout超過了預(yù)先確定的閾值時，進(jìn)行限制，使得成為比通常時的可變增益放大器12的增益低的增益。由此，高頻功率放大器10在其輸出不產(chǎn)生失真的區(qū)域內(nèi)進(jìn)行動作。
這樣，高頻功率放大器10不論負(fù)載阻抗的變動如何，都能保持良好的線性。由此，可變增益放大器12的輸出、即功率放大器的輸入信號振幅被控制，使得高頻功率放大器處于輸出不產(chǎn)生失真的區(qū)域，能夠抑制負(fù)載阻抗變動時的失真發(fā)生。
根據(jù)第一實施例的功率放大器或者本實施例的發(fā)送機的結(jié)構(gòu)，能夠抑制負(fù)載阻抗變動時的失真發(fā)生。下面詳細(xì)說明這一點。
圖4A示意性地表示功率放大器10的輸出級晶體管的集電極電流·集電極電壓特性、以及RF大信號放大動作時的集電極端子的電壓Vc與集電極電流Ic的關(guān)系、即動態(tài)負(fù)載曲線。由于負(fù)載阻抗的實部相當(dāng)于圖4A所示的動態(tài)負(fù)載曲線的斜率，所以圖1的(1)～(3)大致相當(dāng)于圖4A的(1)～(3)。
另外，圖4B表示集電極電流·集電極電壓特性(1)～(3)和對應(yīng)于此的由集電極交流電壓檢測部30檢測出的Vdetout(1)～(3)的關(guān)系。
圖4A的(2)、(3)中難以產(chǎn)生失真，但在(1)中，在低電壓側(cè)動態(tài)負(fù)載曲線沒有描繪出橢圓形而是有所變形。這樣，由于動態(tài)負(fù)載曲線變形，所以如圖1的(1)所示，是在比本來的輸入輸出特性(2)低的輸出處產(chǎn)生輸出飽和。
現(xiàn)在，在圖4A的(1)的動態(tài)負(fù)載曲線中，在低電壓側(cè)動態(tài)負(fù)載曲線變形，并且負(fù)載曲線更延伸到更高電壓側(cè)。另一方面，在圖4A的(3)的情況下，電壓限于低電壓。因此，認(rèn)為失真的發(fā)生與集電極端的RF電壓有關(guān)。
功率放大器10的輸出匹配電路280，通常在50歐姆的阻抗獲得匹配。因為在該功率放大器10連接有不同于50歐姆的負(fù)載時，產(chǎn)生來自負(fù)載的反射，所以輸入輸出特性如圖1的(1)或(3)所示那樣，輸出產(chǎn)生失真，該情況如前所述。
現(xiàn)在，在W-CDMA方式的便攜終端中，來自天線的反射通過插入在功率放大器10和天線14之間的部件的損耗而衰減，在功率放大器的輸出端子5，輸出Rfout的不匹配為電壓駐波比(VSWR)大致在4∶1以下。
因此，在VSWR＝4∶1時，通過電路仿真求出圖2所示的放大器10的晶體管200的集電極端的交流電壓振幅Vdetout和作為表示W(wǎng)-CDMA信號的失真的指標(biāo)的相鄰信道泄露功率(ACLR)，其表示在圖5A中。在該仿真中，為了使VSWR為4∶1，負(fù)載阻抗設(shè)為20歐姆，在負(fù)載和功率放大器10之間插入傳送線路，表示了來自天線14的反射的相位。通過使傳送線路的相位旋轉(zhuǎn)從0°變化到180°，而成為往復(fù)0～360°的相位旋轉(zhuǎn)，所有的情況都包含在內(nèi)。進(jìn)行了仿真的功率放大器在50歐姆負(fù)載時的特性是，電源電壓Vcc＝3.5V、輸入功率為1dBm、輸出功率為27.5dBm，此時的ACLR為-42dBc。
在圖5A中，上方的軌跡是交流電壓振幅Vdetout，下方的軌跡是相鄰信道泄露功率ACLR。從圖5A可知，交流電壓振幅的輸出Vdetout與相鄰信道泄露功率ACLR之間存在很好的相關(guān)性。在圖5A中用箭頭表示的Vdetout＜3V的區(qū)域中，ACLR即使最差也是-34dBc，處于W-CDMA方式的標(biāo)準(zhǔn)即3GPP標(biāo)準(zhǔn)的ACLR最差值-33dBc以下，將Vdetout＝3V作為閾值電壓，圖3的控制部18對可變增益放大器12進(jìn)行控制，使得Vdetout＜3V，從而實現(xiàn)滿足ACLR標(biāo)準(zhǔn)的動作。
在本實施例中，基于由第一檢測部30得到的信息，根據(jù)放大晶體管的輸出電壓振幅對可變增益放大器12的增益進(jìn)行控制，所以如圖5B所示，在負(fù)載阻抗較大時，可變增益放大器12的輸出、即功率放大器的輸入信號振幅被抑制在小于P1的值P2。因此，功率放大器在P2左側(cè)的輸出不產(chǎn)生失真的區(qū)域內(nèi)動作。
實際上，在50歐姆匹配的通常動作時的規(guī)定輸出下，通過在不產(chǎn)生對增益控制放大器12的輸出抑制信號的范圍內(nèi)設(shè)定閾值電壓，在負(fù)載阻抗變動時，能進(jìn)行在更低失真狀態(tài)下的動作。此情況對在后面所述的其他實施例也是一樣。
另外，在多級地構(gòu)成可變增益放大器12的情況下，在負(fù)載阻抗較大時，只要分別限制各級的增益，使整體的增益成為預(yù)定的值即可。
實際做成圖2所示的功率放大器10，構(gòu)成圖3示出的發(fā)送系統(tǒng)來進(jìn)行實驗，并進(jìn)行上述閾值的最優(yōu)化的結(jié)果，在VSWR＝4∶1以下的負(fù)載變動條件下，得到ACLR＜-36dBc。
另外，根據(jù)本實施例，用于確保線性的電路結(jié)構(gòu)簡單，該電路結(jié)構(gòu)的追加，對高頻功率放大器、或者使用了該高頻功率放大器的發(fā)送機的尺寸和成本的影響較小。即，在本實施例的結(jié)構(gòu)中，追加到通常的功率放大器10的電路僅是在圖2中用附圖標(biāo)記30表示的電壓檢測部。其中，電壓檢測用二極管300可以通過晶體管的二極管連接來實現(xiàn)。另外，電壓檢測用電阻301、電容302都可以用通常的MMIC工序做成。在面向W-CDMA的功率放大器中裝入上述電壓檢測電路30后，MMIC芯片面積的增加在5％以下。
如上所述，根據(jù)本實施例，檢測出圖4B所示那樣的最末放大級晶體管200的輸出端子的交流電壓振幅Vdetout，在成為產(chǎn)生失真的條件時，即放大晶體管的輸出電壓振幅超出了預(yù)先確定的閾值時，由于輸出抑制功率放大器的輸入信號振幅的信號，所以功率放大器的動作區(qū)域被限制。由此，不論負(fù)載電阻的變動如何，都能保持良好的線性。并且，與通常的功率放大器10相比，MMIC芯片面積的增加部分極小，能夠提供小型、低成本的高頻功率放大器，以及使用了該高頻功率放大器的移動體通信終端。
<實施例3>
用圖6A、圖6B說明本發(fā)明的實施例3。該實施例是將圖2或者圖3所示的高頻功率放大器應(yīng)用于W-CDMA方式的移動體通信終端的例子。
圖6A的移動體通信終端具有包含能夠進(jìn)行W-CDMA信號的調(diào)制和解調(diào)的調(diào)制解調(diào)電路、并被半導(dǎo)體集成電路化了的高頻信號處理電路。即，由電子器件600、高頻功率放大器(功率模塊)700、前端模塊800構(gòu)成。
相當(dāng)于圖3的基帶控制電路(基帶IC)的電子器件600，將能夠進(jìn)行W-CDMA信號的調(diào)制和解調(diào)的調(diào)制解調(diào)電路、基于發(fā)送數(shù)據(jù)(基帶信號)生成I、Q信號或處理從接收信號抽取出的I、Q信號的基帶電路610、從發(fā)送信號中除去高次諧波成分的帶通濾波器(BPF1)650、從接收信號中除去雜波的帶通濾波器(BPF2)651等安裝在1個封裝中。
該實施例的電子器件600，將包含處理高頻信號的終端控制部620的基帶電路610、接收部630和發(fā)送部640、放大調(diào)制后的發(fā)送信號的發(fā)送可變增益放大器(GCA)611和661、向上變換(up-converter)放大了的發(fā)送信號的混頻器(Tx-MIX)652、放大接收信號的低噪聲放大器(LNA)612、向下變換(down-converter)放大了的接收信號混頻器(Rx-MIX)653等，形成在一個半導(dǎo)體芯片上。
進(jìn)而，在電子器件600中設(shè)置有保存輸出控制電流時所參照的表數(shù)據(jù)的非易失性存儲器613，以及對從該存儲器中讀出、并由基帶電路610的終端控制部620處理了的數(shù)據(jù)進(jìn)行DA轉(zhuǎn)換，作為模擬電流進(jìn)行輸出的DA轉(zhuǎn)換電路614、615。
高頻功率放大器(功率模塊)700，將放大高頻信號的高頻功率放大電路710、匹配電路714、A/D轉(zhuǎn)換器680、偏置控制電路720、集電極交流電壓檢測部(第一檢測部)730等安裝在一個陶瓷基板上。
無線通信系統(tǒng)還包括設(shè)置在前端模塊800中的發(fā)送接收的切換開關(guān)(DUPLEXER)810；檢測出從功率模塊700輸出的發(fā)送信號的輸出電平的、由耦合器構(gòu)成的輸出檢測電路(PDT)740；除去包含在發(fā)送信號中的高次諧波等噪聲的濾波器(LPF)830；基于檢測電路740的輸出檢測信號和來自基帶電路610的功率控制信號PCS，生成提供給電子器件600內(nèi)的發(fā)送可變增益放大器(GCA)611和661的輸出控制信號Vapc的自動功率控制電路(APC電路)670等。
在該實施例的無線通信系統(tǒng)中，提供給功率模塊700內(nèi)的偏置電路720的控制電流和模式控制信號，由電子器件600的基帶電路610供給。另外，輸入到偏置電路720內(nèi)的電壓-電流變換電路和補償電流施加電路的基準(zhǔn)電壓，也由基帶電路610供給。
在該實施例中，在通過從基帶電路610供給的控制電流Ic1、Ic2等，使功率放大器710的初級放大用晶體管和末級放大用晶體管的增益保持恒定的狀態(tài)下，從控制輸出電平的自動功率控制電路670輸出的輸出控制信號被提供給電子器件600內(nèi)的發(fā)送可變增益放大器611和661，發(fā)送可變增益放大器611和661的增益由輸出控制信號Vapc控制。由此，進(jìn)行控制使得功率放大器710的輸出功率發(fā)生變化。此外，通過使向功率放大器710提供偏置的偏置電路720具有電源補償功能，即使因電池的充電和消耗，電源電壓發(fā)生變化，也能使功率放大器710的增益幾乎保持恒定，接收帶噪聲特性可以滿足標(biāo)準(zhǔn)。另外，作為根據(jù)從基站供給的輸出要求電平，生成向自動功率控制電路670提供的功率控制信號PCS的基礎(chǔ)的表數(shù)據(jù)，也保存在非易失性存儲器613中。
在該實施例中，通過移動體通信終端的天線14接收來自基站的下行接收信號，并通過發(fā)送接收分離濾波器(DUPLEXER)810輸入到低噪聲放大器(LNA)612之后，經(jīng)由帶通濾波器651，在混頻器653中進(jìn)行降頻，由接收可變增益放大器調(diào)整為所希望的電平之后，變換為接收基帶信號。該接收基帶信號在接收部630中被抽出。另外，接收基帶信號被分支發(fā)送到增益控制部621，在此生成使接收基帶信號成為所希望的一定電平的接收增益控制信號，來控制接收可變增益放大器。
在發(fā)送部640中生成的發(fā)送基帶信號，通過正交調(diào)制器等被變換為發(fā)送中間頻率，在由可變增益放大器611調(diào)整了發(fā)送電平之后，通過混頻器652、基帶濾波器650等，由功率放大器710放大為所希望的發(fā)送輸出之后，通過定向耦合器、發(fā)送接收分離濾波器(DUPLEXER)810，作為上行發(fā)送信號從天線14發(fā)射出去。另外，控制可變增益放大器611和661的增益的發(fā)送增益控制信號Va1和Va2，經(jīng)由限制器622供給到發(fā)送可變增益放大器611和661，進(jìn)行控制使得發(fā)送可變增益放大器611和661的增益不過大。限制值由終端控制部620來設(shè)定。
作為發(fā)送可變增益放大器611和661中的發(fā)送電平的調(diào)整，為了保證基站的上行信號線路的品質(zhì)，使得在移動體通信終端處于遠(yuǎn)離基站的位置時，移動體通信終端以較大的功率發(fā)送，在離基站較近時減小發(fā)送功率?；颈O(jiān)視上行線路的信號的品質(zhì)，如果有惡化趨勢，則在下行線路信號中進(jìn)行指示，使移動體通信終端的發(fā)送功率提高，如果上行線路的信號品質(zhì)在預(yù)定的品質(zhì)以上，則進(jìn)行指示，使移動體通信終端的發(fā)送功率降低。移動體通信終端在接收部630中抽取出這些信息，發(fā)送到終端控制部620的增益控制部621。另外，在集電極交流電壓檢測部730中檢測出的可變增益放大器611和661的增益控制信息，也被發(fā)送到增益控制部621。增益控制部621使用這些信息生成發(fā)送增益控制信號Va。
發(fā)送增益控制信號Va1和Va2控制發(fā)送可變增益放大器611和661的增益。發(fā)送增益控制信號Va1和Va2經(jīng)由限制器622供給到發(fā)送可變增益放大器611和661，進(jìn)行控制使得發(fā)送可變增益放大器611和661的增益不過大。這是為了避免在基站要求的上行發(fā)送功率過大時，在功率放大器710等中發(fā)送信號失真，由此，產(chǎn)生向附近頻率的頻譜擴(kuò)展，而成為向該頻率的干擾。
因此，限制器622具有圖6B所示的輸入輸出特性。例如，基于信道頻率信息等基本信息，對于預(yù)定值以上的限制輸入，進(jìn)行限制在限制值(＝limit-1)的限制動作。該限制值決定移動體通信終端的最大發(fā)送功率。
在本實施例中，除上述基本信息外，可變增益放大器611和661的增益控制信息也被發(fā)送到終端控制部620的增益控制部621。由此，即使是在上述限制值(＝limit-1)以內(nèi)，在由集電極交流電壓檢測部730檢測出的Vdetout超過了預(yù)定值時，也將限制值變更為更小的值(＝limit-2)，抑制最大發(fā)送功率。
根據(jù)本實施例，不論負(fù)載阻抗的變動如何，都能夠保持良好的線性，并且容易小型化的W-CDMA方式的移動體通信終端。
<實施例4>
接著，使用圖7～圖10說明本發(fā)明實施例4的結(jié)構(gòu)。圖7的功率放大器10是在圖2的功率放大器10中進(jìn)行如下變更的功率放大器將集電極交流電壓振幅檢測電路(第一檢測部)30的輸出和電源電壓Vcc輸入到信號處理電路(Signal Processor)305，并將該信號處理電路305的信號處理結(jié)果作為交流電壓振幅的輸出Vdetout來輸出。
圖8是表示應(yīng)用了圖7的功率放大器10的W-CDMA方式的便攜終端中的發(fā)送機的方塊結(jié)構(gòu)例的圖。功率放大器10的高頻信號Rfin的輸入端子4與外部的可變增益放大器12連接，高頻信號Rfout的輸出端子5與天線14連接。另外，與電源電壓Vcc連接的電源端子260經(jīng)由A/D轉(zhuǎn)換器161與控制電路(基帶IC)18連接。進(jìn)而，從功率放大器10的集電極交流電壓檢測部30的輸出端子6輸出的交流電壓振幅輸出Vdetout經(jīng)由A/D轉(zhuǎn)換器162輸入到控制電路(基帶IC)18。
向功率放大器10輸入載波被相位調(diào)制了的高頻信號Rfin，被放大后的高頻信號RFout驅(qū)動天線14進(jìn)行發(fā)送?？刂齐娐?8根據(jù)電源電壓Vcc和交流電壓振幅的輸出Vdetout，控制可變增益放大器12的增益。
如圖9所示，存在如下情況即使是在功率放大器10的通常動作時的電源電壓時不產(chǎn)生失真的條件下，當(dāng)電源電壓Vcc下降時，也產(chǎn)生失真。圖10是用功率放大器10的輸入·輸出特性表示該情況的圖。在電源電壓下降的同時飽和輸出也下降，成為更低的輸出，且失去線性，產(chǎn)生失真。
在本實施例中，為了抑制因該電源電壓下降而引起的失真發(fā)生，通過對電源電壓和集電極交流電壓振幅進(jìn)行信號處理，控制可變增益放大器12，使得可變增益放大器的增益抑制閾值根據(jù)電源電壓的下降而變化，使功率放大器10的輸入信號振幅在預(yù)定值以下。由此，抑制電源電壓下降時的失真的發(fā)生。另外，由于是偏置電流根據(jù)功率放大器的RF輸入信號Rfin的振幅而變化的自偏置方式，所以當(dāng)RF輸入信號的振幅被減小時，偏置電流也被減小。由此，更加確保線性動作區(qū)域。
作為比較例，將上述閾值電壓固定在3V，使取得了圖5A的特性的放大器10動作，在從標(biāo)準(zhǔn)的3.5V開始降低電源電壓的情況下，將電源電壓下降到3.2V時，ACLR的最差值超過-33dBc，不滿足3GPP標(biāo)準(zhǔn)。
另一方面，在使本實施例的信號處理電路最優(yōu)化時，即使電源電壓下降到2.8V，ACLR的最差值也止于-36dBc，相對于3GPP標(biāo)準(zhǔn)，能夠取得極限值。
<實施例5>
用圖11～圖12說明作為本發(fā)明的第五實施例的高頻功率放大器。如圖11所示，在第五實施例中，除圖2所示的集電極交流電壓檢測部(第一檢測部)30外，還具有第二檢測部40。即，作為第二檢測部40，在輸出匹配電路中設(shè)置定向耦合器306，由檢測電路40檢測其輸出信號，作為Cplout從端子403輸出。第二檢測部40由電壓檢測用二極管400、電壓檢測用電阻401、電壓檢測用電容元件402構(gòu)成。
圖12是表示應(yīng)用了圖11的功率放大器10的W-CDMA方式的便攜終端中的發(fā)送機的方塊結(jié)構(gòu)例的圖。功率放大器10的信號輸入端子Rfin4與外部的可變增益放大器12連接，輸出端子Rfout5與天線14連接。另外，從功率放大器10的集電極交流電壓檢測部30的輸出端子6輸出的交流電壓振幅輸出Vdetout經(jīng)由A/D轉(zhuǎn)換器162與控制電路(基帶IC)18連接。進(jìn)而，輸出匹配電路的定向耦合器306的輸出信號Cplout的端子403，作為第二檢測部40，經(jīng)由A/D轉(zhuǎn)換器163與控制電路(基帶IC)18連接。
向功率放大器10輸入按照想發(fā)送的信息對載波進(jìn)行了相位調(diào)制的高頻信號RFin，被放大了的高頻信號RFout驅(qū)動天線14進(jìn)行發(fā)送?？刂齐娐?8根據(jù)電源電壓Vcc和交流電壓振幅的輸出Vdetout，控制可變增益放大器12的增益。
如圖5A所示，伴隨于信號負(fù)載阻抗變動的放大器的特性變動，相對于負(fù)載阻抗的相位為幾乎對稱的形狀。在圖5A中，其對稱軸為1/2相位角的值，為30°和120°。因此，得到用于由第二檢測部檢測從功率放大器10向天線14的行波的功率的、來自定向耦合器306的輸出Cplout，并得到因上述行波和來自天線14的反射波的重疊而獲得的、對集電極端子的交流電壓進(jìn)行檢波的第一檢測部的輸出Vdetout的信息，由此，能夠知道行波振幅、反射波的振幅以及相位。因此，通過處理這些信號，不僅達(dá)到本發(fā)明的本來目的，即降低放大器的失真，還能實現(xiàn)更高級的功能。
例如，在圖4A的(3)的狀態(tài)下，因負(fù)載阻抗的變動，末級晶體管200的集電極電流變得過大，但是如果使用本實施例的電路，就可以從行波輸出、反射波的反射量及其相位的信息，確定集電極電流變得過大這一狀況，此時降低可變增益放大器12的增益，抑制過大電流流過。另外，由于通過這些信息能夠檢測出來自天線14的反射量，所以也可以知道來自天線的輻射。由此，能夠進(jìn)行如下控制在不發(fā)生失真的范圍內(nèi)，即使天線周圍的狀況發(fā)生變化，也使來自天線的輻射量保持恒定，從而降低因天線周圍的狀況的變化使輻射輸出發(fā)生變動而引起的線路被切斷的可能性。
<實施例6>
圖13～圖14表示本發(fā)明第六實施例的高頻放大器。
圖13所示電路圖的高頻放大器，是能夠?qū)Φ谒膶嵤├镜碾娫措妷狠敵龊偷谖鍖嵤├镜氖褂昧硕ㄏ蝰詈掀鞯男胁ㄝ敵鲞@兩者進(jìn)行檢測的高頻放大器，兼有第四實施例和第五實施例的特征。
另外，圖14是使用了本實施例的功率放大器的發(fā)送機的結(jié)構(gòu)框圖。即，對應(yīng)于電源電壓的變動，使用能抑制失真的最佳的閾值進(jìn)行可變增益放大器的增益控制，從而保證信號品質(zhì)地使終端的輸出為最大，并通過利用第二檢測部的信息，在失真不成為問題的低輸出時，即使在天線中產(chǎn)生了反射的情況下，也使來自天線的輻射輸出保持恒定，能夠提高終端的線路連接的穩(wěn)定性。
根據(jù)以上的各實施例，可以提供一種不論負(fù)載阻抗的變動如何，都保持良好的線性，并且容易進(jìn)行小型化的高頻功率放大器，以及使用了該高頻功率放大器的發(fā)送機。
此外，顯然，將實施例4至實施例6所示的高頻放大器和發(fā)送機適用于圖6所示的W-CDMA方式等的移動體通信終端，也能夠取得同樣的效果。
另外，本發(fā)明也同樣適用于使用了GSM方式、TDMA方式的便攜電話網(wǎng)的數(shù)據(jù)傳送技術(shù)之一，即EDGE(Enhanced Data GSMEnvironment增強型數(shù)據(jù)GSM環(huán)境)方式。
權(quán)利要求
1.一種高頻功率放大器，其使用于高頻移動體通信終端，其特征在于，包括至少1級的放大級，放大來自可變增益放大器的輸入信號；輸出匹配電路，連接于上述放大級的輸出側(cè)；第一檢測部，檢測出構(gòu)成上述放大級的晶體管與上述輸出匹配電路的連接點的電壓振幅，作為上述可變增益放大器的增益控制信息進(jìn)行輸出。
2.如權(quán)利要求1所述的高頻功率放大器，其特征在于具有電源電壓檢測部，其檢測出上述功率放大器的末級的電源電壓，作為上述可變增益放大器的增益控制信息進(jìn)行輸出。
3.如權(quán)利要求1所述的高頻功率放大器，其特征在于還包括第二檢測部，其在上述輸出匹配電路內(nèi)、或者上述輸出匹配電路與輸出端子之間具有定向耦合器，將該定向耦合器的輸出信號作為上述可變增益放大器的增益控制信息進(jìn)行輸出。
4.如權(quán)利要求2所述的高頻功率放大器，其特征在于還包括第二檢測部，其在上述輸出匹配電路內(nèi)、或者上述輸出匹配電路與輸出端子之間具有定向耦合器，將該定向耦合器的輸出信號作為上述可變增益放大器的增益控制信息進(jìn)行輸出。
5.如權(quán)利要求1所述的高頻功率放大器，其特征在于上述第一檢測部包括與構(gòu)成上述放大級的晶體管的集電極連接的電壓檢測用二極管，和與該電壓檢測用二極管連接的電壓檢測用電阻及電容。
6.如權(quán)利要求5所述的高頻功率放大器，其特征在于構(gòu)成上述放大級的晶體管、與構(gòu)成上述放大級的晶體管連接的輸入匹配電容及級間匹配電容、以及上述第一檢測部，作為單芯片的微波單芯片集成電路來構(gòu)成。
7.如權(quán)利要求1所述的高頻功率放大器，其特征在于構(gòu)成上述放大級的晶體管，是提供給上述功率放大器的偏置電流根據(jù)RF輸入電壓而變化的自偏置方式。
8.一種發(fā)送器，其使用于高頻移動體通信終端，其特征在于包括高頻功率放大器和控制部，上述高頻功率放大器包括至少1級的放大級，放大來自可變增益放大器的輸入信號；輸出匹配電路，連接于上述放大級的輸出側(cè)；以及第一檢測部，在上述放大級的末級的放大用晶體管與上述輸出匹配電路的連接點檢測電壓振幅并輸出，上述控制部具有使用上述電壓振幅的信號來控制上述可變增益放大器的增益的功能。
9.如權(quán)利要求8所述的發(fā)送器，其特征在于具備電源電壓檢測部，其檢測出上述功率放大器的末級的電源電壓，上述控制部具有使用上述第一檢測部的信號和上述電源電壓信號來控制上述可變增益放大器的增益的功能。
10.如權(quán)利要求9所述的發(fā)送器，其特征在于還包括第二檢測部，其在上述輸出匹配電路內(nèi)、或者上述輸出匹配電路與輸出端子之間具有定向耦合器，并將該定向耦合器的輸出信號作為上述可變增益放大器的增益控制信息進(jìn)行輸出，上述控制部具有使用上述第一檢測部的信號和從上述第二檢測部得到的信號來控制上述可變增益放大器的增益的功能。
11.如權(quán)利要求9所述的發(fā)送器，其特征在于還包括第二檢測部，其在上述輸出匹配電路內(nèi)、或者上述輸出匹配電路與輸出端子之間具有定向耦合器，將該定向耦合器的輸出信號作為上述可變增益放大器的增益控制信息進(jìn)行輸出，上述控制部具有使用上述第一檢測部的信號、上述電源電壓信號、以及從上述第二檢測部得到的信號來控制上述可變增益放大器的增益的功能。
12.如權(quán)利要求8所述的發(fā)送器，其特征在于在上述功率放大器的輸出電壓振幅超過了預(yù)先確定的閾值時，將抑制上述功率放大器的輸入信號振幅的信號輸入到上述可變增益放大器。
13.如權(quán)利要求8所述的發(fā)送器，其特征在于上述控制部設(shè)置在基帶控制電路內(nèi)。
14.一種移動體通信終端，包括具有確定移動體通信終端的最大發(fā)送功率的限制器的基帶電路、發(fā)送可變增益放大器、放大發(fā)送信號的高頻功率放大器、前端模塊、以及天線；該移動體通信終端的特征在于上述基帶電路具有將在終端控制部中生成的發(fā)送增益控制信號經(jīng)由限制器提供給上述發(fā)送可變增益放大器的功能，上述高頻功率放大器包括放大高頻信號的高頻功率放大電路、匹配電路、偏置控制電路、以及檢測出構(gòu)成高頻功率放大電路的晶體管的集電極電壓并作為可變增益放大器的增益控制信息進(jìn)行輸出的第一檢測部，上述前端模塊包括發(fā)送接收的切換開關(guān)、檢測出從上述高頻功率放大器輸出的發(fā)送信號的輸出電平的輸出檢測電路、以及生成提供給上述可變增益放大器的輸出控制信號的自動功率控制電路，具有由上述基帶電路生成對上述偏置控制電路的控制電流，并且，監(jiān)視因該移動體通信終端和基站的位置關(guān)系而引起的信號的品質(zhì)，生成用于調(diào)整上述發(fā)送可變增益放大器的發(fā)送電平的發(fā)送電平調(diào)整信息的功能，具有基于上述發(fā)送電平調(diào)整信息和上述增益控制信息來變更上述限制器的限制值的功能。
15.如權(quán)利要求14所述的移動體通信終端，其特征在于包括進(jìn)行W-CDMA信號的調(diào)制和解調(diào)的調(diào)制解調(diào)電路。
16.如權(quán)利要求14所述的移動體通信終端，其特征在于包括進(jìn)行EDGE方式的調(diào)制和解調(diào)的調(diào)制解調(diào)電路。
17.如權(quán)利要求14所述的移動體通信終端，其特征在于具有基于上述發(fā)送電平調(diào)整信息、上述增益控制信息、以及上述高頻功率放大器的電源電壓信息，來變更上述限制器的限制值的功能。
18.如權(quán)利要求14所述的移動體通信終端，其特征在于上述高頻功率放大器包括至少1級的放大級，放大來自可變增益放大器的輸入信號；輸出匹配電路，連接于上述放大級的輸出側(cè)；以及第一檢測部，檢測出構(gòu)成上述放大級的晶體管與上述輸出匹配電路的連接點的電壓振幅，作為上述可變增益放大器的增益控制信息進(jìn)行輸出。
19.如權(quán)利要求14所述的移動體通信終端，其特征在于還包括第二檢測部，其在上述連接于放大級的輸出側(cè)的輸出匹配電路內(nèi)、或者上述輸出匹配電路與輸出端子之間具有定向耦合器，將該定向耦合器的輸出信號作為上述可變增益放大器的增益控制信息進(jìn)行輸出，具有使用上述發(fā)送電平調(diào)整信息和從上述第一檢測部得到的上述增益控制信息、以及上述高頻功率放大器的電源電壓信息和從上述第一檢測部得到的增益控制信息，來變更上述限制器的限制值的功能。
20.如權(quán)利要求19所述的移動體通信終端，其特征在于上述定向耦合器和天線之間不經(jīng)由隔離器地相連接。
全文摘要
本發(fā)明提供一種不論負(fù)載阻抗的變動如何都保持良好的線性，并且小型的高頻功率放大器。檢測出最末放大級晶體管的輸出端子的交流電壓振幅，并在該電壓振幅超過了預(yù)先確定的閾值時，輸出抑制功率放大器的輸入信號振幅的信號。
文檔編號H04B1/02GK1862952SQ200610074510
公開日2006年11月15日 申請日期2006年4月21日 優(yōu)先權(quán)日2005年5月11日
發(fā)明者田上知紀(jì), 松本秀俊 申請人:株式會社瑞薩科技