專利名稱：一種多輸入多輸出－正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中的信道估計方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種多輸入多輸出-正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中的信道估計方法，尤其涉及多輸入多輸出-正交頻分復(fù)用(以下簡稱MIMO-OFDM)系統(tǒng)中存在空載波時魯棒最小二乘(以下簡稱LS)信道估計的處理方法，屬于無線通信技術(shù)領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
采用MIMO-OFDM技術(shù)可以在不增加信道帶寬和發(fā)射功率的前提下顯著提高系統(tǒng)容量。無論是在接收端進(jìn)行數(shù)據(jù)流分離、空時解碼、數(shù)據(jù)相干檢測還是在發(fā)射端進(jìn)行預(yù)編碼，精確的信道估計都是必須的。MIMO-OFDM系統(tǒng)中的信道估計要對每對發(fā)射接收天線間的信道參數(shù)進(jìn)行估計。此時不僅待估參數(shù)的數(shù)目明顯比單天線系統(tǒng)增加很多，而且由于接收信號是各發(fā)射天線發(fā)射信號的疊加，其余各個天線間存在干擾，會嚴(yán)重影響信道估計的性能并進(jìn)一步影響系統(tǒng)的解碼性能，因此信道估計是MIMO-OFDM系統(tǒng)中非常關(guān)鍵的問題。
在MIMO-OFDM系統(tǒng)中可以通過設(shè)計正交訓(xùn)練序列來分離屬于不同天線對間的信道，這樣MIMO-OFDM系統(tǒng)中的信道估計就轉(zhuǎn)化成了單天線系統(tǒng)中的信道估計問題。MIMO系統(tǒng)的性能比單天線系統(tǒng)對信道估計精度更為敏感，MIMO-OFDM系統(tǒng)中信道估計誤差在解調(diào)過程中會導(dǎo)致多天線干擾，傳統(tǒng)的單天線系統(tǒng)信道估計方法不能滿足MIMO系統(tǒng)的性能要求，因此需要研究精度更高的信道估計方法。
傳統(tǒng)的單天線OFDM系統(tǒng)通常利用訓(xùn)練序列在頻域進(jìn)行LS信道估計。為了降低計算復(fù)雜度一般將訓(xùn)練序列設(shè)計成頻域?yàn)椤?的序列，這樣在進(jìn)行頻域LS信道估計的時候可以避免矩陣求逆運(yùn)算，從而可以通過簡單的乘法運(yùn)算就可以得到對應(yīng)每個子載波上的頻域信道。MIMO-OFDM系統(tǒng)中通過設(shè)計正交的訓(xùn)練序列可以將MIMO信道估計的問題轉(zhuǎn)化為單天線信道估計的問題，仍舊可以使用上述方法得到頻域信道估計。但是這樣的頻域LS信道估計精度對于MIMO-OFDM系統(tǒng)來說一般是不夠的，從而將導(dǎo)致系統(tǒng)性能的顯著下降。頻域LS估計沒有利用任何信道的先驗(yàn)信息，實(shí)際中一般可以知道信道的一些先驗(yàn)信息，比如粗略的信道時域響應(yīng)長度L，利用這個信息可以對頻域LS估計進(jìn)一步進(jìn)行濾波來提高信道估計性能。當(dāng)系統(tǒng)所有子載波都用于傳輸信號，結(jié)合上述濾波的方法稱為全頻譜濾波。一般的OFDM系統(tǒng)通常會空出直流載波和幾個高頻子載波來減小直流偏置以及鄰信道干擾等問題，MIMO-OFDM系統(tǒng)中存在同樣的問題，因此同樣存在空載波。把除去空載波以外的所有子載波稱為有效子載波。當(dāng)系統(tǒng)存在空載波時，利用信道時域響應(yīng)的長度信息進(jìn)行濾波的方法稱為非全頻譜濾波。采用非全頻譜濾波得到的頻域信道估計值在不同的子載波上的估計誤差方差不同，其中鄰近空載波的子載波上的信道估計誤差方差較大。對于基于包傳輸?shù)腛FDM通信系統(tǒng)，任何一個子載波因估計誤差過大而引起誤碼，都會嚴(yán)重降低系統(tǒng)性能。因此若想提高有空載波的實(shí)際OFDM系統(tǒng)性能，必須解決上述問題。當(dāng)有頻偏和相位噪聲時循環(huán)移位碼正交訓(xùn)練序列的性能最好，因此循環(huán)移位碼正交訓(xùn)練序列具有較好的綜合性能。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提出一種多輸入多輸出-正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中的信道估計方法，針對有空載波的實(shí)際MIMO-OFDM系統(tǒng)，解決存在空載波時信道估計在鄰近空載波的子載波上估計誤差方差大的問題。
本發(fā)明提出的多輸入多輸出-正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中的信道估計方法，包括以下各步驟(1)根據(jù)多輸入多輸出-正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中接收到的正交訓(xùn)練序列，將多天線信道分離成多個并行的單天線信道，得到分開后的單天線信道的初始信道估計，將第j個發(fā)射天線到第i個接收天線之間的初始信道估計記為Hi，jcoarse；(2)根據(jù)系統(tǒng)中信道時域響應(yīng)長度信息L，分別對上述初始信道估計進(jìn)行平方限制的非全頻譜濾波，得到頻域最小二乘信道估計，記為Hfine。
上述信道估計方法，其中將多天線信道分離成多個并行單天線信道的方法，包括以下步驟(1)接收多輸入多輸出-正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中發(fā)送的射頻信號，進(jìn)行下變頻變換，并周期采樣，得到基帶數(shù)字接收信號；(2)從接收機(jī)每個接收天線的接收信號中，截取用于信道估計的正交訓(xùn)練序列的數(shù)據(jù)，采用頻域最小二乘法得到未分離的頻域信道響應(yīng)Hall；(3)根據(jù)上述正交訓(xùn)練序列，將上述未分離的頻域信道響應(yīng)Hall分離成多個并行的單天線信道，得到分離后的各單天線信道的初始信道估計Hi，jcoarse。
上述信道估計方法，其中根據(jù)信道時域響應(yīng)長度信息L，對初始信道估計進(jìn)行平方限制的非全頻譜濾波的方法，包括以下步驟(1)從頻域初始估計Hi，jcoarse中截取與系統(tǒng)中所有有效子載波相對應(yīng)的元素，構(gòu)成有效子載波的頻域初始估計向量，記為Hcut；(2)從標(biāo)準(zhǔn)快速傅立葉變換矩陣F中截取與上述所有有效子載波相對應(yīng)的行，以及與信道時域響應(yīng)長度L相對應(yīng)的前L列，構(gòu)成一個部分快速傅立葉變換矩陣Fp；(3)利用平方限制非全頻譜濾波方法，對上述有效子載波的頻域初始估計向量Hcut進(jìn)行濾波，得到有效子載波上的頻域信道估計Hcutfine；(4)在上述Hcutfine中與與空載波對應(yīng)的位置上插入0，得到頻域最小二乘法信道估計Hfine。
本發(fā)明提出的多輸入多輸出-正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中的信道估計方法，對于利用正交訓(xùn)練序列的MIMO-OFDM系統(tǒng)，先利用訓(xùn)練序列的正交特性將多天線信道分離成多個并行的單天線信道，得到分離開的單天線信道的初始信道估計。再利用粗略的信道時域響應(yīng)長度信息L對分離開的單天線信道的初始信道估計進(jìn)行平方限制的非全頻譜濾波，得到精度更高的魯棒LS頻域信道估計。設(shè)信道真實(shí)時域長度為Lreal，本發(fā)明中要求信道時域長度L≥Lreal，且L越接近于Lreal性能越好。本發(fā)明方法具有以下優(yōu)點(diǎn)(1)本發(fā)明只需要粗略的信道時域響應(yīng)長度信息，只要求L≥Lreal即可，實(shí)際中便于實(shí)現(xiàn)；(2)本發(fā)明通過非全頻譜濾波降低了矩陣的維數(shù)，從而減小了計算復(fù)雜度；(3)本發(fā)明通過采用對角線加載簡單實(shí)現(xiàn)了平方限制，有效地解決了非全頻譜濾波鄰近空載波子載波上估計誤差方差大的問題；(4)本發(fā)明中對角線加載系數(shù)α可以通過事先搜索而得到，在實(shí)際中可以事先搜索出對應(yīng)于不同信道時域響應(yīng)長度L的對角線加載系數(shù)，減小計算量。


圖1是本發(fā)明方法的一個實(shí)施例的流程框圖。
圖2是本發(fā)明方法的一個實(shí)施例，在4發(fā)4收MIMO-OFDM系統(tǒng)中，采用循環(huán)移位碼正交的訓(xùn)練序列的結(jié)構(gòu)圖。
具體實(shí)施例方式
本發(fā)明提出的多輸入多輸出-正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中的信道估計方法，首先根據(jù)多輸入多輸出-正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中接收到的正交訓(xùn)練序列，將多天線信道分離成多個并行的單天線信道，得到分開后的單天線信道的初始信道估計，將第j個發(fā)射天線到第i個接收天線之間的初始信道估計記為Hi，jcoarse；根據(jù)系統(tǒng)中信道時域響應(yīng)長度信息L，其中L≥Lreal，分別對上述初始信道估計進(jìn)行平方限制的非全頻譜濾波，得到頻域最小二乘信道估計，記為Hfine。
上述方法中，將多天線信道分離成多個并行單天線信道的方法為首先接收多輸入多輸出-正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中發(fā)送的射頻信號，進(jìn)行下變頻變換，并周期采樣，得到基帶數(shù)字接收信號；從接收機(jī)每個接收天線的接收信號中，截取用于信道估計的正交訓(xùn)練序列的數(shù)據(jù)，采用頻域最小二乘法得到未分離的頻域信道響應(yīng)Hall；根據(jù)上述正交訓(xùn)練序列，將上述未分離的頻域信道響應(yīng)Hall分離成多個并行的單天線信道，得到分離后的各單天線信道的初始信道估計Hi，jcoarse。
上述方法中，根據(jù)信道時域響應(yīng)長度信息L，對初始信道估計進(jìn)行平方限制的非全頻譜濾波的方法為從頻域初始估計Hi，jcoarse中截取與系統(tǒng)中所有有效子載波相對應(yīng)的元素，構(gòu)成有效子載波的頻域初始估計向量，記為Hcut；從標(biāo)準(zhǔn)快速傅立葉變換矩陣F中截取與上述所有有效子載波相對應(yīng)的行，以及與信道時域響應(yīng)長度L相對應(yīng)的前L列，構(gòu)成一個部分快速傅立葉變換矩陣Fp；利用平方限制非全頻譜濾波方法，對上述有效子載波的頻域初始估計向量Hcut進(jìn)行濾波，得到精度更高的有效子載波上的頻域信道估計Hcutfine，可以利用如下的對角線加載技術(shù)實(shí)現(xiàn)，Hcutfine=Fp(FPHFp+αI)-1FpH·Hcut,]]>上式中，α為對角線加載系數(shù)，與信道時域響應(yīng)長度L有關(guān)，其最優(yōu)值可以根據(jù)對信道環(huán)境已知的粗略先驗(yàn)信息預(yù)先通過搜索得到；在上述Hcutfine中與與空載波對應(yīng)的位置上插入0，得到頻域最小二乘法信道估計Hfine。
以下結(jié)合圖1介紹本發(fā)明方法的一個實(shí)施例，圖1中的Q代表組間循環(huán)移位點(diǎn)數(shù)，P代表組內(nèi)循環(huán)移位點(diǎn)數(shù)本發(fā)明的MIMO-OFDM系統(tǒng)魯棒LS信道估計方法首先要分離屬于不同發(fā)射接收天線對的信道。針對圖1所示的4發(fā)4收的循環(huán)移位碼正交訓(xùn)練序列，首先從每個接收天線接收到的訓(xùn)練序列中取出用于信道估計的長碼，采用頻域LS估計得到所有發(fā)射天線疊加的和信道響應(yīng)。
如果st表示長碼的基本單元，Hb為對應(yīng)于一個長碼基本單元的信道頻域響應(yīng)，N為噪聲，那么接收數(shù)據(jù)可以表示為Y＝Hbst+N。
所有發(fā)射天線疊加的對應(yīng)于一個長碼基本單元的和信道響應(yīng)可以表示為H^b=Yst-1.]]>在實(shí)際系統(tǒng)中，由于長碼各元素的值只可能是±1(st中各元素的值只能為±1，且它為對角陣，因此st-1=st]]>)，上式可寫成H^b=Yst.]]>下面分別利用訓(xùn)練序列的碼正交特性和循環(huán)移位特性將多天線信道分離成多個并行單天線信道。碼正交結(jié)構(gòu)的訓(xùn)練序列可以表示為St＝Cst，其中，C表示碼正交矩陣，并且CCH＝I，表示Kronecker積，St表示整個碼正交訓(xùn)練序列。由St所估計出的整個長碼訓(xùn)練序列上的和信道響應(yīng)Hall為Hall=C⊗H^b.]]>碼正交的訓(xùn)練序列在分開不同組的信道響應(yīng)時方法如下Hdecoupling=HallCH=(C⊗H^b)CH=(CCH)⊗H^b=I⊗H^b,]]>其中，Hdecoupling表示組分離后的信道，是時間正交的，這樣屬于不同組的信道就分開了。
再利用同組內(nèi)循環(huán)移位的特性在時域分離同一組內(nèi)不同天線上的信道響應(yīng)。下面只考慮一個組。根據(jù)接收信號的表達(dá)式y(tǒng)1，2(n)＝s(n)⊙h1(n)+s((n-Ncs)N)⊙h2(n)+v(n)＝s(n)⊙(h1(n)+h2((n-Ncs)N))+v(n)，其中，s((n-Ncs)N)表示將s(n)循環(huán)移位Ncs以后的序列，N為OFDM系統(tǒng)的FFT/IFFT的點(diǎn)數(shù)，h1(n)和h2(n)分別表示這一組內(nèi)第一個和第二個發(fā)射天線與接收天線之間的時域信道響應(yīng)，⊙表示循環(huán)卷積。
當(dāng)Ncs≥L時，h1(n)和h2(n)在時域是正交的，可以分離。將Hdecoupling變換到時域，在時域分離h1(n)和h2(n)，再分別對h1(n)和h2(n)做FFT變換即可得到每個天線上的信道頻域響應(yīng)Hi，jcoarse。從而MIMO-OFDM信道就分離成多個單天線信道，每個單天線信道的初始信道估計為Hi，jcoarse。
對分離后的信道每個分別進(jìn)行以下處理。取頻域初始估計Hi，jcoarse中對應(yīng)于所有有效子載波的元素形成一個向量，記為Hcut。取標(biāo)準(zhǔn)FFT矩陣F中對應(yīng)于有效子載波的行與對應(yīng)于信道時域響應(yīng)長度L的前L列得到部分FFT矩陣，記為Fp。對Hcut進(jìn)行非全頻譜濾波，并引入平方限制得到精度更高的魯棒LS頻域信道估計，可以通過對角線加載技術(shù)來實(shí)現(xiàn)平方限制，減小鄰近空載波子載波上估計誤差方差，從而得到Hcutfine=Fp(FpHFp+αI)-1FpH·Hcut,]]>其中，α是對角線加載系數(shù)，通過搜索可以得到最優(yōu)的α值，信道時域響應(yīng)長度L不同，則Fp不同從而α的取值也不同。
在Hcutfine中對應(yīng)于空載波的位置上插入0，從而得到魯棒LS頻域信道估計Hfine。
權(quán)利要求
1.一種多輸入多輸出-正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中的信道估計方法，其特征在于該方法包括以下各步驟(1)根據(jù)多輸入多輸出-正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中接收到的正交訓(xùn)練序列，將多天線信道分離成多個并行的單天線信道，得到分開后的單天線信道的初始信道估計，將第j個發(fā)射天線到第i個接收天線之間的初始信道估計記為Hi，jcoarse；(2)根據(jù)系統(tǒng)中信道時域響應(yīng)長度信息L，分別對上述初始信道估計進(jìn)行平方限制的非全頻譜濾波，得到頻域最小二乘信道估計，記為Hfine。
2.如權(quán)利要求1所述的信道估計方法，其特征在于其中所述的將多天線信道分離成多個并行單天線信道的方法，包括以下步驟(1)接收多輸入多輸出-正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中發(fā)送的射頻信號，進(jìn)行下變頻變換，并周期采樣，得到基帶數(shù)字接收信號；(2)從接收機(jī)每個接收天線的接收信號中，截取用于信道估計的正交訓(xùn)練序列的數(shù)據(jù)，采用頻域最小二乘法得到未分離的頻域信道響應(yīng)Hall；(3)根據(jù)上述正交訓(xùn)練序列，將上述未分離的頻域信道響應(yīng)Hall分離成多個并行的單天線信道，得到分離后的各單天線信道的初始信道估計Hi，jcoarse。
3.如權(quán)利要求1所述的信道估計方法，其特征在于其中所述的根據(jù)信道時域響應(yīng)長度信息L，對初始信道估計進(jìn)行平方限制的非全頻譜濾波的方法，包括以下步驟(1)從頻域初始估計Hi，jcoarse中截取與系統(tǒng)中所有有效子載波相對應(yīng)的元素，構(gòu)成有效子載波的頻域初始估計向量，記為Hcut；(2)從標(biāo)準(zhǔn)快速傅立葉變換矩陣F中截取與上述所有有效子載波相對應(yīng)的行，以及與信道時域響應(yīng)長度L相對應(yīng)的前L列，構(gòu)成一個部分快速傅立葉變換矩陣Fp；(3)利用平方限制非全頻譜濾波方法，對上述有效子載波的頻域初始估計向量Hcut進(jìn)行濾波，得到有效子載波上的頻域信道估計Hcutfine；(4)在上述Hcutfine中與與空載波對應(yīng)的位置上插入0，得到頻域最小二乘法信道估計Hfine。
全文摘要
本發(fā)明提出的多輸入多輸出—正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中的信道估計方法，屬于無線通信技術(shù)領(lǐng)域。首先根據(jù)多輸入多輸出—正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中接收到的正交訓(xùn)練序列，將多天線信道分離成多個并行的單天線信道，得到分開后的單天線信道的初始信道估計，根據(jù)系統(tǒng)中信道時域響應(yīng)長度信息L，對初始信道估計進(jìn)行平方限制的非全頻譜濾波，得到頻域最小二乘信道估計。本發(fā)明方法利用系統(tǒng)特性，將多天線信道分離，得到單天線信道的初始信道估計。再利用粗略的信道時域響應(yīng)長度信息L對單天線信道的初始信道估計進(jìn)行平方限制的非全頻譜濾波，得到精度更高的魯棒LS頻域信道估計。本方法減小了計算復(fù)雜度和估計誤差方差。
文檔編號H04L27/26GK1925472SQ20061011299
公開日2007年3月7日 申請日期2006年9月14日 優(yōu)先權(quán)日2006年9月14日
發(fā)明者李凌宇, 洪慧勇, 楊晨陽 申請人:北京航空航天大學(xué)