專利名稱：一種dft擴頻的廣義多載波系統(tǒng)的sinr估計方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的SINR估計方法。

背景技術：
單載波頻分多址(SC-FDMA)是近年來國際上提出來的一種新型頻分多址通信系統(tǒng)，其既具備單載波通信峰均比特性，同時又具備多載波通信的實現(xiàn)簡單及資源調(diào)度靈活等特性，主要應用于寬帶移動通信的上行鏈路解決方案。目前，SC-FDMA有以下兩種實現(xiàn)方式 1、基于正交頻分多址(OFDMA)技術的SC-FDMA； 2、基于濾波器組變換的SC-FDMA。
其中，對于基于OFDMA技術的SC-FDMA又有以下兩種實現(xiàn)形式 1、通過頻域處理的SC-FDMA，也就是基于離散傅立葉變換擴頻的正交頻分復用多址(DFT-S-OFDMA)，在該系統(tǒng)，各個用戶編碼調(diào)制后的數(shù)據(jù)符號先經(jīng)過一個較小點數(shù)(通常該點數(shù)與分配的子載波數(shù)目相同)的離散傅立葉變換(DFT)變換，然后將變換后的數(shù)據(jù)映射到分配的子載波上傳輸。由于DFT-S-OFDMA將每個數(shù)據(jù)符號擴頻到所有分配的子載波上傳輸，使得其傳輸信號具有單載波信號的特性。因此，與OFDMA系統(tǒng)相比，該系統(tǒng)可明顯降低傳輸信號峰均比，然而，由于DFT-S-OFDM也是基于正交頻分復用(OFDM)傳輸?shù)?，因此也具有對同步誤差導致的多址干擾敏感的缺陷； 2、通過時域處理的SC-FDMA。時域處理的SC-FDMA也有兩種實現(xiàn)方法，一種是將已調(diào)制符號數(shù)據(jù)塊直接添加循環(huán)前綴，經(jīng)過成形濾波后，再通過用戶特定的頻譜搬移，實現(xiàn)頻分多址，其傳輸信號具有連續(xù)頻譜；另一種是將已調(diào)制符號數(shù)據(jù)塊先重復級聯(lián)，然后添加循環(huán)前綴，接著經(jīng)過成形濾波后，再通過用戶特定的頻譜搬移，實現(xiàn)頻分多址，其傳輸信號具有離散頻譜。事實上，采用該實現(xiàn)方法的系統(tǒng)也稱為交織頻分復用多址(IFDMA)系統(tǒng)。時域處理的SC-FDMA比DFT-S-OFDMA具有更低的峰均比，但是相對于基于OFDM技術的DFT-S-OFDMA，其頻譜利用率明顯降低。此外，IFDMA對于對同步誤差導致的多址干擾同樣非常敏感。
基于濾波器組變換的SC-FDMA，即基于離散傅立葉變換的廣義多載波頻分多址(DFT-S-GMC)方案，與DFT-S-OFDM類似，即采用DFT進行頻域擴頻，以降低傳輸信號峰均比，但是與DFT-S-OFDM不同的是，DFT-S-GMC采用逆濾波器組變換(IFBT)實現(xiàn)頻分復用和頻分多址，如圖1及圖2所示，其中，圖1為DFT-S-GMC系統(tǒng)的發(fā)射機的結構示意圖，圖2為DFT-S-GMC系統(tǒng)的接收機的結構示意圖，以下將對發(fā)射機的結構進行分析 首先假設第n個IFBT變換時刻輸入的第k個已調(diào)制符號為ak(n)，0≤k≤K-1；0≤n≤D-1，K為當前用戶占用的子帶數(shù)目，D表示在每個傳輸?shù)臄?shù)據(jù)塊中復用的IFBT符號數(shù)目。經(jīng)過K點離散傅立葉變換，輸出信號為 子帶映射將DFT擴頻輸出信號序列中的每個元素映射到相應的子帶上傳輸。映射方式可以為集中映射和分散映射兩種方式。
對于分散映射，映射輸出為
對于集中映射，映射輸出為
其中，C是特定用戶的子帶偏移量，M是系統(tǒng)的子帶總數(shù)，R為子帶映射間隔。
經(jīng)過逆濾波器組變換(IFBT)，發(fā)送的第n個IFBT符號的L個離散值為 其中fp(t)為濾波器組原型濾波器的沖擊響應，該原型濾波器滿足移位正交條件 其中，N是原型濾波器的移位正交間隔，上標“*”表示共軛。逆濾波器組變換將寬帶信道分割為若干子帶傳輸信號，并且各子帶之間是擬正交的。為減小各子帶間干擾，原型濾波器滿足頻域擬正交條件 其中ξ為比1小得多的常數(shù)，表示各子帶之間的最大干擾。若設計原型濾波器的移位正交間隔N大于系統(tǒng)子帶總數(shù)M，可使得各子帶之間存在一定的保護頻帶，以減小相鄰子帶之間的干擾。原型濾波器可采用根升余弦濾波器，通過尾部補零構成長度為L的濾波器，并且設計L為系統(tǒng)子帶總數(shù)M的整數(shù)倍，則IFBT可用基于FFT的快速算法實現(xiàn)。
隨后，按原型濾波器的移位正交間隔N，移位累加D個長度為L的IFBT符號，其輸出為 為降低子帶間的干擾，子帶的頻率響應的過渡帶應盡量陡峭。此時，多子帶濾波器組對應的原型濾波器系數(shù)將很長，從而導致移位累加輸出的信號有很長的拖尾。如果將該信號直接發(fā)送出去，將極大降低系統(tǒng)的頻譜利用率。為提高頻譜效率，經(jīng)過多子帶濾波的信號必須先經(jīng)過波形截短后再發(fā)送出去。如果直接將經(jīng)過多子帶濾波的信號中的拖尾截去，則一方面會導致信號失真，另一方面導致發(fā)射信號的頻譜泄漏，造成信號的帶外干擾。為克服上述缺陷，DFT-S-GMC系統(tǒng)采用循環(huán)數(shù)據(jù)成塊方法，即先將移位累加輸出的長度為(D-1)N+L的數(shù)據(jù)序列分割為長度分別為T1＝(L-N)/2，T2＝D×N和T3＝(L-N)/2的三段數(shù)據(jù)塊；然后將第一段數(shù)據(jù)塊累加到第二段數(shù)據(jù)塊的尾部，將第三段數(shù)據(jù)塊累加到第二段數(shù)據(jù)塊的首部，獲得的數(shù)據(jù)塊，即S-GMC符號的有效部分，為一首尾連續(xù)的循環(huán)數(shù)據(jù)塊。循環(huán)累加輸出為 0≤t≤N×D-1(7) 其中 最后，將生成的循環(huán)數(shù)據(jù)塊添加循環(huán)前綴，構成完整的S-GMC符號后，經(jīng)成形濾波，數(shù)模轉換，上變頻，由射頻發(fā)射即完成信號的發(fā)射工作，而接收端完成的是與發(fā)射端相反的逆操作(參見文獻李明齊，張小東，李元杰，周斌，“基于DFT擴頻的廣義多載波頻分多址上行鏈路傳輸方案——DFT-S-GMC”，電信科學，第6期，2006(Xiaodong Zhang，Mingqi Li，Honglin Hu Haifeng Wang Bin Zhou，Xiaohu You，“Dft Spread Generalized Multi-CarrierScheme For Broadband Mobile Communications”，PIMRC 2006；)；張小東李明齊周斌卜智勇，專利“基于多子帶濾波器組的發(fā)射、接收裝置及其方法”，申請?zhí)?00510030276.5，申請日期2005.09.30；3GPP提案，R1-051388，上海無線通信研究中心，“適用于通用陸地無線接入演進上行技術-基于DFT擴頻的廣義多載波傳輸方案”，韓國，首爾，11月，2005年(3GPP，R1-051388，SHRCWC，“DFT-S-GMC for EUTRA Uplink”，SHRCWC，Seoul，Korea，Nov.2005))，這里就不再詳細贅述。
由于DFT-S-GMC系統(tǒng)每個子帶的帶寬相對于載波頻偏和多普勒頻移較大，同時每個子帶之間具有一定的頻域保護間隔，此外每個子帶的頻譜具有陡峭的帶外衰減，這些特征使得該方案對載波頻偏和定時誤差引起的多用戶間干擾具有較強的魯棒性，除了具有魯棒的多址干擾性能外，DFT-S-GMC傳輸方案還可支持靈活的頻域調(diào)度和自適應編碼調(diào)制等鏈路自適應技術。然而，實現(xiàn)這些技術的關鍵是必須能在接收端(對于上行鏈路即為基站)準確估計接收信號的有效信干噪比，而目前還沒有針對基于DFT擴頻的廣義多載波傳輸方案(DFT-S-GMC)的有效信干噪比(SINR)估計方法，因此，如何解決現(xiàn)有DFT-S-GMC存在的問題實已成為本領域技術人員亟待解決的技術問題。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的SINR估計方法，以實現(xiàn)準確計算基于DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的信干噪比。
為了達到上述目的，本發(fā)明提供的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的SINR估計方法，其包括步驟1)建立所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的信號輸入輸出之間的數(shù)學關系；2)根據(jù)所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的信道頻率響應、信道噪聲方差和均衡方法，設定所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的頻域均衡子載波的均衡系數(shù)；3)根據(jù)所述數(shù)學關系及所述頻域均衡系數(shù)計算所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)接收端有用信號的平均功率；4)根據(jù)所述接收端有用信號的平均功率計算所述接收端信號間干擾的平均功率；5)根據(jù)所述數(shù)學關系及所述頻域均衡系數(shù)計算所述接收端相應噪聲的噪聲方差；6)根據(jù)所述有用信號的平均功率、所述信號間干擾的平均功率、所述噪聲方差計算所述SINR。
所述數(shù)學關系為 其中，上標“H”表示共軛轉置，F(xiàn)MΓL，MTΥLH為M點濾波器組變換(FBT)矩陣；TM，KT為K×M子帶解映射矩陣；FKH為K×K IDFT解擴矩陣；IL為L×L的單位矩陣，0(N-L)×L為(N-L)×L零矩陣；H為N×N對角矩陣，其對角元素矢量[H0 H1 …HN-1]T為頻域均衡子載波的信道頻率響應；W為N×N對角矩陣，其對角元素矢量[ω0 ω1 …ωm…ωN-1]T為頻域均衡系數(shù)；FM是M點DFT變換矩陣，并且ΥLΓL，MFMH為M點逆濾波器組變換(IFBT)矩陣，其中，F(xiàn)M是M點FFT變換酉矩陣，并且ΓL，M為L×M的級聯(lián)擴展矩陣，并且ΓL，M＝[IM，IM，…，IM]T，IM為M×K的單位矩陣，L為M的整數(shù)倍，ΥL為L×L為對角矩陣，其對角元素為多子帶濾波器組原型濾波器L點系數(shù)fp(t)，t＝0，1，...，L-1；DK為長度為K的調(diào)制符號矢量；Z是方差為σ2的時域加性高斯白噪聲矢量的N點DFT變換輸出矢量。
當所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)為包含1個發(fā)射天線及1個接收天線的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)時，若所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)采用迫零均衡，所述步驟2)中設定第m個頻域均衡子載波對應的均衡系數(shù)ωm為其中，Hm為第m個頻域均衡子載波的信道頻率響應；若所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)采用最小均方誤差均衡，所述步驟2)中設定第m個頻域均衡子載波對應的均衡系數(shù)ωm為其中，Hm為第m個頻域均衡子載波的信道頻率響應，σ2為頻域均衡子載波的噪聲方差，而當所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)為包含1個發(fā)射天線及多個接收天線的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)時，若所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)采用迫零均衡，所述步驟2)中設定第m個頻域均衡子載波對應的均衡系數(shù)ωm為其中，Hmn為發(fā)射天線到第n個接收天線之間的多徑信道中第m個頻域均衡子載波的信道頻率響應；若所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)采用最小均方誤差均衡，所述步驟2)中設定第m個頻域均衡子載波對應的均衡系數(shù)ωm為其中，Hmn為發(fā)射天線到第n個接收天線之間的多徑信道中第m個頻域均衡子載波的信道頻率響應，σ2為頻域均衡子載波的噪聲方差。
所述步驟3)中的有用信號的平均功率計算式為 其中，Es′為有用信號的平均功率，所述步驟4)中信號間干擾的平均功率計算式為 其中，σISI2為信號間干擾的平均功率，所述步驟5)中噪聲方差計算式為 其中，σn2為噪聲方差，所述步驟6)中有效信干噪比計算式為 綜上所述，本發(fā)明的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的有效信干噪比估計方法是針對多徑慢時變信道下的DFT-S-GMC系統(tǒng)，提出一種有效信干噪比估計方法，實現(xiàn)了對有效信干噪比的估計。



圖1為DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的發(fā)射機的結構示意圖。
圖2為DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的接收機的結構示意圖。
圖3為本發(fā)明的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的有效信干噪比映射性能示意圖。
圖4為本發(fā)明的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的有效信干噪比映射性能示意圖。

具體實施例方式 一、當本發(fā)明的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)為包含1個發(fā)射天線1個接收天線的DFT-S-GMC系統(tǒng)時，主要執(zhí)行以下步驟 步驟1)建立所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的信號輸入輸出之間的數(shù)學關系，即建立1個發(fā)射天線1個接收天線的DFT-S-GMC信號模型，由現(xiàn)有DFT-S-GMC傳輸方案可知，每個接收的數(shù)據(jù)塊是由若干個時域波形符號移位累加(復用)而得到(可參見背景技術中的第6式)。但由于原型濾波器滿足移位正交性(可參見背景技術中的第4式)，所以可以近似認為均衡后的數(shù)據(jù)塊中復用的各時域波形符號是互不干擾的，這可以在后續(xù)仿真中得以證實。因此，為分析簡便，在此僅考慮一個時域波形復用的情況 假設，在發(fā)送端，長度為K的調(diào)制符號矢量DK，可以表示為 所以DK經(jīng)過K點DFT擴頻，子帶映射，M點逆濾波器組變換(IFBT)后，形成長度為L點的并行序列 這里，F(xiàn)K為K×KDFT擴頻矩陣，并且 其中IK為K×K的單位矩陣，上標“H”表示共軛轉置； TM，K為M×K子帶映射矩陣，其M×K個元素中只有K個元素為“1”，其余為“0”，如果希望將經(jīng)過K點快速傅里葉變換(FFT變換)輸出的第k個元素映射到第m個子帶上傳輸，則將TM，K的第m行第k列的元素置為“1” ΥLΓL，MFMH為M點逆濾波器組變換(IFBT)矩陣，其中FM是M點FFT變換酉矩陣，并且 ΓL，M為L×M的級聯(lián)擴展矩陣，并且ΓL，M＝[IM，IM，…，IM]T，IM為M×K的單位矩陣，L為M的整數(shù)倍； ΥL為L×L為對角矩陣，其對角元素為多子帶濾波器組原型濾波器L點系數(shù)fp(t)，t＝0，1，...，L-1。
由于只考慮一個時域波形復用的情況，輸出的數(shù)據(jù)矢量為IFBT變換輸出數(shù)據(jù)矢量尾部添加N-L個零，以形成長度為N的并行數(shù)據(jù)矢量 其中，IL為L×L的單位矩陣，0(N-L)×L為(N-L)×L零矩陣。最后序列s添加循環(huán)前綴后發(fā)射輸出。
接著經(jīng)過多徑信道后，在接收端，首先將接收到的數(shù)據(jù)去除循環(huán)前綴后，經(jīng)過N點DFT變換，得到頻域數(shù)據(jù)矢量R，R可以表示為 其中，Z是方差為σ2的時域加性高斯白噪聲(AWGN噪聲)矢量的N點DFT變換輸出矢量； FM是M點DFT變換矩陣，并且 H為N×N對角矩陣，其對角元素矢量[H0 H1 …HN-1]T為頻域均衡子載波的信道頻率響應。信道頻率響應在實際的系統(tǒng)中可通過導頻估計得到，而在仿真中認為完全己知。
經(jīng)過頻域均衡后，可得時域數(shù)據(jù)矢量 其中，W為N×N對角矩陣，其對角元素矢量[ω0 ω1 …ωm…ωN-1]T為頻域均衡系數(shù)。對頻域均衡后的數(shù)據(jù)矢量，先截取前L點數(shù)據(jù)，并對該L點數(shù)據(jù)進行M點濾波器組變換(FBT)后，子帶解映射，再經(jīng)過K點離散傅里葉反變換(IDFT)解擴，可得估計的K點數(shù)據(jù)符號矢量即信號輸入輸出之間的關系 上式中第一項為有用信號和符號間干擾分量，第二項為噪聲分量。
并且(17)式中，與發(fā)射端相對應 FMΓL，MTΥLH為M點濾波器組變換(FBT)矩陣； TM，KT為K×M子帶解映射矩陣； FKH為K×K IDFT解擴矩陣。
步驟2)根據(jù)所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的信道頻率響應、信道噪聲方差和均衡方法，設定所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的頻域均衡子載波的均衡系數(shù)，在本實施例中，信道噪聲采用AWGN噪聲，對于迫零(ZF)均衡，設定第m個頻域均衡子載波對應的均衡系數(shù)ωm為 而對于最小均方誤差(MMSE)均衡，則設定第m個頻域均衡子載波對應的均衡系數(shù)ωm為 其中，Hm為第m個頻域均衡子載波的信道頻率響應，σ2為頻域均衡子載波的噪聲方差。
步驟3)根據(jù)所述數(shù)學關系及所述頻域均衡系數(shù)計算所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)接收端有用信號的平均功率，其包括以下步驟 第一步由所建立的數(shù)學關系式(15)第一項可得 根據(jù)頻域均衡子載波的信道頻率響應[H0 H1 ... HN-1]T和所設定的頻域均衡子載波對應的均衡系數(shù)[ω0 ω1 …ωm …ωN-1]T(即第(16)及(17)式)，計算對角矩陣 ΛN＝HHWH＝diag{|H0|2ω0，|H1|2ω1，...，|HN-1|2ωN-1}(19) diag{A}表示以矢量A為對角元素的對角矩陣。
第二步計算矩陣 由于ΛN為對角陣，所以h為一循環(huán)對稱矩陣，并且h第一列元素矢量為 h的其余列矢量可由h0循環(huán)移位獲得。
第三步截取矩陣h左上角的前L行和前L列，構成的L×L矩陣 第四步將矩陣

分割成(L/M)×(L/M)的塊矩陣，每個矩陣塊的大小為M×M，其中第i行和前j列的矩陣塊可表示為
其中

為矩陣

第i行第j列元素； 第五步分別計算Pihi，jPj第一列向量 其中Pi為M×M對角陣，其對角元素為{fp(i×M)，fp(i×M+1)，…，fp(i×M+M-1)}，fp(t)，t＝0，1，...，L-1為多子帶濾波器組原型濾波器系數(shù)。0(M-t)×1為(M-1)×1零列向量。
第六步疊加bi，j，并進行M點DFT變換，可得列向量 第七步經(jīng)過子帶解映射，提取占用子帶上的信號分量 第八步計算有用信號平均功率 事實上，矩陣可近似為循環(huán)矩陣，則為M×M對角陣，其對角元素矢量與B相同，并且 由DFT變換性質(zhì)可知，F(xiàn)KHΛKFK為循環(huán)矩陣。令 其中 這樣，(18)式可表示為 假設發(fā)射的信號矢量中每個調(diào)制符號元素的能量已歸一化，即其平均功率這樣，有用信號的平均能量為 Es′＝|h0|2Es＝|h0|2(31) 由(29)式可得 步驟4)根據(jù)所述接收端有用信號的平均功率計算所述接收端信號間干擾的平均功率 由(30)式可知，對于獨立同分布，能量歸一化調(diào)制符號矢量DK，所有解調(diào)符號上的平均符號間干擾分量相同，并且符號間干擾能量為 又由(29)式可得 即 因此，計算符號間干擾平均功率可估計為 步驟5)根據(jù)所述數(shù)學關系及所述頻域均衡系數(shù)計算所述接收端相應噪聲的噪聲方差，其主要包括以下步驟 由所建立的數(shù)學關系式(15)第二項可知 其中z為方差為σ2的加性高斯白噪聲的時域噪聲矢量，所以噪聲矢量協(xié)方差矩陣為 第一步根據(jù)頻域均衡子載波的信道頻率響應[H0 H1 …HN-1]T和所設定的頻域均衡子載波對應的均衡系數(shù)[ω0 ω1 …ωm…ωN-1]T(即第(16)及(17)式)，計算對角矩陣 diag{A}表示以矢量A為對角元素的對角矩陣。
第二步計算矩陣 由于ΛN′為對角陣，所以h′為一循環(huán)對稱矩陣，并且h′第一列元素矢量為 h′的其余列矢量可由h0′循環(huán)移位獲得。
第三步截取矩陣h′左上角的前L行和前L列，構成的L×L矩陣 第四步將矩陣

分割成(L/M)×(L/M)的塊矩陣，每個矩陣塊的大小為M×M，其中第i行和前j列的矩陣塊可表示為
其中

為矩陣

第i行第j列元素； 第五步分別計算Pihi，j′Pj第一列向量 其中Pi為M×M對角陣，其對角元素為{fp(i×M)，fp(i×M+1)，…，fp(i×M+M-1)}，fp(t)，t＝0，1，...，L-1為多子帶濾波器組原型濾波器系數(shù)。0(M-1)×1為(M-1)×1零列向量。
第六步疊加bi，j′，并進行M點DFT變換，可得 第七步經(jīng)過子帶解映射，提取占用子帶上的噪聲分量 第八步計算噪聲方差 事實上，矩陣可近似為循環(huán)矩陣，則為M×M對角陣，其對角元素矢量與B′相同，并且 由DFT變換性質(zhì)可知，F(xiàn)KHΛK′FK為循環(huán)矩陣。令 其中這樣 噪聲矢量協(xié)方差矩陣對角元素即為噪聲方差。
步驟6)根據(jù)所述有用信號的平均功率、所述信號間干擾的平均功率、所述噪聲方差計算有效信干噪比，其計算公式為
由(26)，(33)和(45)式，可得有效SINR表達式為 二、當本發(fā)明的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)為包含1個發(fā)射天線多天線的DFT-S-GMC系統(tǒng)時，主要執(zhí)行的步驟與前述包含1個發(fā)射天線1個天線的DFT-S-GMC系統(tǒng)所執(zhí)行的步驟相似，首先執(zhí)行步驟1)，建立DFT-S-GMC系統(tǒng)的數(shù)學關系，該數(shù)學關系與式(15)相同。
接著執(zhí)行步驟2)，根據(jù)信道頻率響應、信道噪聲方差和均衡方法，設定均衡系數(shù)及噪聲類型，假設有Nr個接收天線 對于迫零(ZF)均衡，則設定第m個頻域均衡子載波對應的均衡系數(shù)

為 對于最小均方誤差(MMSE)均衡，則設定第m個頻域均衡子載波對應的均衡系數(shù)

為 其中，Hmn為發(fā)射天線到第n個接收天線之間的多徑信道中第m個頻域均衡子載波的信道頻率響應，σ2為頻域均衡子載波的噪聲方差。
執(zhí)行步驟3)，計算有用信號平均功率時，根據(jù)所設定的均衡系數(shù)，由發(fā)射天線到第n個接收天線之間的信道對應的頻域均衡子載波的信道頻率響應[H0n H1n …HN-1n]T和頻域均衡子載波對應的均衡系數(shù)計算對角矩陣 和對角矩陣 其中Hn為N×N對角矩陣，其對角元素矢量為[H0n H1n …HN-1n]T。

為N×N對角矩陣，其對角元素矢量為 如此僅需要將(52)式中的矩陣

代替(19)式中的ΛN，并采用式(20)到式(26)步驟進行計算即可得到有用信號平均功率。
再執(zhí)行步驟4)即采用式(23)，計算一個發(fā)射天線多個接收天線的DFT-S-GMC的檢測信號符號間干擾平均功率。
再執(zhí)行步驟5)將(53)式中的矩陣

代替(38)式中的ΛN′，采用(39)式到(45)式步驟，計算一個發(fā)射天線多個接收天線的DFT-S-GMC的檢測信號噪聲方差。
最后執(zhí)行步驟6)采用(49)式，計算一個發(fā)射天線多個接收天線的DFT-S-GMC的有效信干噪比。
根據(jù)下表1及表2的參數(shù)以及前述的計算即可得到的有信干噪比，圖3及圖4比較了不同占用子帶數(shù)目(1和8個)、采用一個發(fā)射天線和一個接收天線(1x1)和一個發(fā)射天線和兩個接收天線(1x2)配置，DFT-S-GMC在PB-3km/h信道下基于有效信干噪比(eSINR)的誤幀率與其在加性高斯白噪聲(AWGN)信道下基于信噪比(Eb/N0)的誤幀率性能。需要說明的是本發(fā)明方法估計的DFT-S-GMC系統(tǒng)有效信干噪比相當于符號信噪比，即Es/N0。因此可以根據(jù)調(diào)制編碼方式直接求出相應的比特信噪比Eb/N0。由結果可知，利用本發(fā)明方法估計的DFT-S-GMC系統(tǒng)有效信干噪比，其多徑信道下的性能曲線可以很好地匹配其在高斯白噪聲信道下的性能曲線，兩者的信噪比誤差約為0.1分貝(dB)左右。
表1 系統(tǒng)參數(shù) 表2 DFT-S-GMC參數(shù) 理論分析和仿真結果表明，本發(fā)明的方法可準確估計DFT-S-GMC系統(tǒng)的有效信干噪比，其多徑慢時變信道下的基于有效信干噪比(eSINR)的等效性能與高斯白噪聲下的性能誤差只有0.1dB左右，該有效信干噪比估計方法可用于基于離散傅立葉變換擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的鏈路自適應傳輸方案和無線資源管理方面。
權利要求
1.一種DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的SINR估計方法，其特征在于包括以下步驟
1)建立所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的信號輸入輸出之間的數(shù)學關系；
2)根據(jù)所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的信道頻率響應、信道噪聲方差和均衡方法，設定所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的頻域均衡子載波的均衡系數(shù)；
3)根據(jù)所述數(shù)學關系及所述頻域均衡系數(shù)計算所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)接收端有用信號的平均功率；
4)根據(jù)所述接收端有用信號的平均功率計算所述接收端信號間干擾的平均功率；
5)根據(jù)所述數(shù)學關系及所述頻域均衡系數(shù)計算所述接收端相應噪聲的噪聲方差；
6)根據(jù)所述接收端有用信號的平均功率、所述接收端信號間干擾的平均功率、所述接收端噪聲方差計算所述SINR。
2.如權利要求1所述的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的SINR估計方法，其特征在于所述數(shù)學關系為
其中，上標“T”表示轉置，上標“H”表示共軛轉置；
R為接收信號的頻域表示，并且
Z是方差為σ2的時域加性高斯白噪聲矢量的N點DFT變換輸出矢量，N為接收端頻域均衡的點數(shù)；
DK為所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)發(fā)射端傳輸?shù)拈L度為K的調(diào)制符號矢量，K亦為發(fā)射端占用的子帶數(shù)目；
FK為K點DFT變換矩陣，用于實現(xiàn)DFT擴頻，并且IK為K×K單位矩陣；
TM，K為M×K子帶映射矩陣，其M×K個元素中只有K個元素為“1”，其余為“0”，當希望將經(jīng)過K點FFT變換輸出的第k個元素映射到第m個子帶上傳輸，則將TM，K的第m行第k列的元素置為“1”；
ΥLΓL，MFMH為M點逆濾波器組變換(IFBT)矩陣，其中，F(xiàn)M是M點FFT變換酉矩陣，并且ΓL，M為L×M的級聯(lián)擴展矩陣，并且ΓL，M＝[IM，IM，…，IM]T，IM為M×M的單位矩陣，L為M的整數(shù)倍，ΥL為L×L為對角矩陣，其對角元素為多子帶濾波器組原型濾波器L點系數(shù)fp(t)，t＝0，1，...，L-1；
IL為L×L的單位矩陣，0(N-L)×L為(N-L)×L零矩陣；H為N×N對角矩陣，其對角元素矢量[H0 H1 … HN-1]T為頻域均衡子載波的信道頻率響應；
W為N×N對角矩陣，其對角元素矢量[ω0 ω1… ωm … ωN-1]T為頻域均衡系數(shù)；FMΓL，MTΥLH為M點濾波器組變換(FBT)矩陣；
FM是M點DFT變換矩陣，并且
TM，KT為K×M子帶解映射矩陣，完成發(fā)射端子帶解映射矩陣TM，K相逆的操作；
FKH為K×K IDFT解擴矩陣。
3.如權利要求2所述的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的SINR估計方法，其特征在于所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)為包含1個發(fā)射天線及1個接收天線的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)。
4.如權利要求3所述的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的SINR估計方法，其特征在于所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)采用迫零均衡，所述步驟2)中設定第m個頻域均衡子載波對應的均衡系數(shù)ωm為其中，Hm為第m個頻域均衡子載波的信道頻率響應。
5.如權利要求3所述的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的SINR估計方法，其特征在于所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)采用最小均方誤差均衡，則所述步驟2)中設定第m個頻域均衡子載波對應的均衡系數(shù)ωm為其中，Hm為第m個頻域均衡子載波的信道頻率響應，σ2為頻域均衡子載波的噪聲方差。
6.如權利要求2所述的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的SINR估計方法，其特征在于所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)為包含1個發(fā)射天線及多個接收天線的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)。
7.如權利要求6所述的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的SINR估計方法，其特征在于所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)采用迫零均衡，則所述步驟2)中設定第m個頻域均衡子載波對應的均衡系數(shù)ωm為其中，Hmn為發(fā)射天線到第n個接收天線之間的多徑信道中第m個頻域均衡子載波的信道頻率響應。
8.如權利要求6所述的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的SINR估計方法，其特征在于所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)采用最小均方誤差均衡，則所述步驟2)中設定第m個頻域均衡子載波對應的均衡系數(shù)ωm為其中，Hmn為發(fā)射天線到第n個接收天線之間的多徑信道中第m個頻域均衡子載波的信道頻率響應，σ2為頻域均衡子載波的噪聲方差。
9.如權利要求3至6任一所述的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的SINR估計方法，其特征在于所述步驟3)中的接收端有用信號的平均功率計算式為
Es′為有用信號的平均功率，
為矢量TM，KHB的第k個元素，即
其中，
TM，KT為K×M子帶解映射矩陣，且
Pi為M×M對角陣，其對角元素為{fp(i×M)，fp(i×M+1)，…，fp(i×M+M-1)}，
fp(t)，t＝0，1，...，L-1為多子帶濾波器組原型濾波器系數(shù)，
0(M-1)×1為(M-1)×1零列向量，
hi，j是通過將矩陣
平均分割成(L/M)×(L/M)的塊矩陣且使每個塊矩陣的大小為M×M所得到，其中hi，j為
分割后所得的塊矩陣的第i行和前j列的矩陣塊，表示為
i，j＝0，1，…L/M-1
hi，j中的元素
即為矩陣
第iM行第jM列元素，
而為由h左上角的前L行和前L列構成的L×L矩陣，其中，
AN＝HHWH＝diag{|H0|2ω0，|H1|2ω1，...，|HN-1|2ωN-1}，
[H0 H1…HN-1]T為頻域均衡子載波的信道頻率響應，
[ω0 ω1…ωm…ωN-1]T為頻域均衡子載波對應的均衡系數(shù)。
10.如權利要求9所述的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的SINR估計方法，其特征在于所述步驟4)中接收端信號間干擾的平均功率計算式為
其中，σISI2為信號間干擾的平均功率。
11.如權利要求3至6任一所述的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的SINR估計方法，其特征在于所述步驟5)中接收端噪聲方差計算式為
其中，σn2為接收端噪聲方差。
為矢量TM，KHB′的第k個元素，即
其中，且hi，j′是通過將矩陣
平均分割成(L/M)×(L/M)的塊矩陣且使每個塊矩陣的大小為M×M所得到，其中hi，j′為
分割后所得的塊矩陣的第i行和前j列的矩陣塊，表示為
i，j＝0，1，…L/M-1
hi，j中的元素
即為矩陣
第iM行第jM元素，
而為由h′左上角的前L行和前L列構成的L×L矩陣，其中，
[H0 H1…HN-1]T為頻域均衡子載波的信道頻率響應，
[ω0 ω1…ωm…ωN-1]T為頻域均衡子載波對應的均衡系數(shù)。
12.如權利要求1所述的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的SINR估計方法，其特征在于所述步驟6)中SINR計算式為
全文摘要
一種DFT擴頻的廣義多載波系統(tǒng)的SINR估計方法，其通過首先建立所述離散傅立葉變換(DFT)擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的信號輸入輸出之間的數(shù)學關系，然后根據(jù)信道頻率響應、信道噪聲方差和均衡方法，設定所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的頻域均衡子載波的均衡系數(shù)，再根據(jù)所述數(shù)學關系及所述頻域均衡系數(shù)分別計算所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)接收端有用信號的平均功率、信號間干擾的平均功率以及噪聲方差，再計算有效信干噪比(SINR)，如此以實現(xiàn)對廣義多載波傳輸系統(tǒng)的有效信干噪比的準確計算，該有效信干噪比估計方法可用于基于離散傅立葉變換擴頻的廣義多載波傳輸系統(tǒng)的鏈路自適應傳輸方案和無線資源管理方面。
文檔編號H04L27/26GK101155164SQ20061011660
公開日2008年4月2日 申請日期2006年9月27日 優(yōu)先權日2006年9月27日
發(fā)明者李明齊, 赟 芮, 張小東, 李元杰, 胡宏林 申請人:中國科學院上海微系統(tǒng)與信息技術研究所