專利名稱：碼分多址通信系統(tǒng)中的非線性預編碼的制作方法
技術領域：
本發(fā)明一般涉及碼分多址系統(tǒng)，更具體地說，涉及在這種系統(tǒng)中降低干擾的預編碼技術。
背景技術：
使用碼分多址(CDMA)的系統(tǒng)的一個主要問題就是多徑衰落會引入多用戶干擾(MUI)和符號間干擾(ISI)。一種用來最小化在直接序列CDMA系統(tǒng)中的干擾的技術稱為“多用戶檢測”(MUD)，其中多個發(fā)射機(例如移動單元)將無關的數據流發(fā)送到單個接收機(例如基站)，它執(zhí)行復雜的信號處理算法來去除MUI和ISI。不幸地是，對下行鏈路傳輸(而不是上行鏈路傳輸)施加常規(guī)的多用戶檢測面臨著若干的重要障礙。例如，線性MUD技術不僅增加下行鏈路接收機的復雜性，它們還需要移動單元知道剩余用戶的擴展序列。
解決這些問題的一種方法是將接收機的解碼復雜性轉移到發(fā)射機，一般稱為“預編碼”的技術。對于采用時分復用的系統(tǒng)，發(fā)射機預編碼是一種有吸引力的解決方案，其中上行鏈路和下行鏈路信道彼此互逆。提出了種種線性預編碼技術，它們在帶有碼片間干擾但是沒有符號間干擾的系統(tǒng)中的復雜性和性能之間得到良好折衷。通過引入保護間隔或者因為擴展增益比多徑信道的長度大得多，可忽略符號間干擾。然而，在具有符號間干擾的系統(tǒng)中，這樣的現有技術系統(tǒng)的復雜性變得難處理，因為矩陣濾波器的尺寸同幀長與用戶數量的乘積(即塊處理)成比例。

發(fā)明內容
本文公開一種用于擴頻傳輸的預編碼技術，它方便地解決了符號間干擾，及其多用戶和碼片間干擾。預編碼器設計使用反饋和前饋濾波器來解決多用戶和碼片間干擾，而另一反饋濾波器作用于先前預編碼矢量，其結果從輸入符號矢量中減去來消除符號間干擾。預編碼器設計能使用位-方式操作或碼片-方式操作實現。碼片-方式預編碼器設計將預編碼操作與擴展操作結合并且與位-方式預編碼器相比提供了潛在的性能改善。還公開了功率負載方法，它進一步優(yōu)化了系統(tǒng)性能。預編碼器設計與塊-方式的線性預編碼器相比顯然有利地具有更少的復雜性。當與上行鏈路和下行鏈路信道采用時分復用的系統(tǒng)一起利用時，所公開的預編碼技術還特別具有優(yōu)勢。
通過參考下面的具體實施方式
和附圖，對于本領域技術人員來說本發(fā)明這些和其它的優(yōu)點當會顯而易見。


圖1說明了使用根據本發(fā)明的一個實施例布置的預編碼結構的通信傳輸系統(tǒng)；圖2說明了使用根據本發(fā)明的另一實施例布置的預編碼結構的通信傳輸系統(tǒng)；圖3是說明了用來生成置換矩陣的貪婪方法的偽碼；圖4、5和6說明了與現有技術線性預編碼器相比所公開的預編碼技術的BER性能；圖7說明了當使用帶有負載和排序的公開的碼片-方式的預編碼技術時的信道預測的性能。
具體實施例方式
圖1說明了使用根據本發(fā)明的一個實施例布置的預編碼結構的通信傳輸系統(tǒng)。本文假定該系統(tǒng)為在多徑信道上提供了到K個接收機101、102...105的下行鏈路傳輸的離散時間同步碼分多址(CDMA)系統(tǒng)(但并非僅限于此)。
如圖1所示，發(fā)射機接收由b[i]＝[b1[i]，...，bK[i]]T表示的下行鏈路信息流110，其中bk[i]是從在第i個符號間隔期間傳送的第k個用戶的有限星座組A選擇的信息符號。如在下文中進一步詳述，發(fā)射機執(zhí)行逐個符號的預編碼操作，它基于v信息符號矢量產生K×1的預編碼符號矢量x[i]＝ψ(b[i]，...，b[i-v+1])。預編碼符號矢量在150處被轉換成擴頻信號，其中N表示擴展因子且sk＝[sk，1，...，sk，N]T表示第k個用戶的擴展波形。在第i個符號間隔期間傳送的信號可寫為p[i]＝Sx[i]，其中S＝[s1，s2，… ，sK]。
按照圖1所示和下文所述對在發(fā)射機和接收機101、102...105之間的多徑信道進行建模。傳送的信號矢量p[i]被描繪為通過并-串轉換器160并且取決于到接收機101、102...105的路徑而受不同復衰落增益171、172...175的支配。路徑延時假設為碼片間隔的整數倍。將第k個用戶看到的多徑信道表示為fk＝[fk,1，fk，2，...，fk，L]T，其中L為可分解路徑的數量且fk，l為對應于第k個用戶的第l個路徑的復衰落增益。假定L≤N，使得延時擴展為至多一個符號間隔。將rk[i]表示為在第i個符號間隔期間由第k個用戶接收的N×1的信號矢量(即N個連續(xù)的碼片間隔)。于是γk[i]=DkSx[i]+D-kSx[i-1]+nk[i],---(1)]]>其中nk[i]～Nc(0，σn2IN)是在第k個接收機的高斯白噪聲復矢量，并且
然后該K個接收機101、102...105繼續(xù)處理多徑信號。各接收機101、102...105具有匹配濾波器151、152...155。在第k個接收機，上述匹配濾波器作用于具有該用戶的簽名波形的接收信號rk[i]，即yk[i]＝skHrk[i]。通過將來自所有用戶的匹配濾波器輸出疊加成單個矢量，該輸出矢量可表示為 其中H和 為K×K矩陣。因此，預編碼器設計最好加以選擇以生成盡可能接近傳送數據矢量b[i]的輸出矢量y[i]。
圖1所示的預編碼器設計的不同要素可描述如下。首先，由矩陣F代表的前饋(FF)濾波器矩陣120和由(C-I)代表的反饋(FB)濾波器矩陣125被用來去除多用戶干擾和碼片間干擾。該設計基于公知的Thomlinson-Harashima預編碼技術。例如參看，H.Harashima和H.Miyakawa的“帶有符號間干擾的信道的匹配傳輸技術”(″Matched Transmission Technique for Channels with IntersymbolInterference,″IEEE Trans．Commun.，20774-80(1972))；M.Tomlinson的“采用模算術的新自動平衡器”(″New Automatic EqualiserEmploying Modulo Arithmetic,″IEEE Electron.Lett.，pp.138-139(Mar.1971))；C.Windpassinger等人的“在多天線和多用戶通信中的預編碼”(″Precoding in Multi-Antenna and Multi-User Communications，″IEEE Trans.Wireless Commun.(Mar.2004))。將矩陣H的LQ因式分解表示為H＝WFH，其中F為酉矩陣而W為下三角矩陣。前饋矩陣F的目的是將干擾轉化成因果形式，而不增加發(fā)射功率。這允許使用反饋濾波器矩陣(C-I)來消除因果干擾。為了使干擾消除能夠實現，C需要為首一下三角矩陣。為了得到C，分解W＝G-1C，其中G是使C成為首一的對角矩陣，即G=diag(w1,1-1,...,wK,K-1),]]>其中wi，i表示在W中的第i個對角元素。將 表示為反饋濾波器的輸出。于是我們得到x~[i]=b[i]-(C-I)x~[i],]]>因此，等價的反饋運算為x~[i]=C-1b[i].]]>因而，輸入數據符號b[i]首先通過反饋濾波器C-1并且然后通過前饋濾波器F，即x[i]＝FC-1b[i]接著進行圖1所示的擴展。
由于矩陣C的下三角結構，反饋濾波器的輸出x~k,k=1,...,K,]]>連續(xù)地從輸入數據符號bk[i]∈A以及反饋濾波器的先前輸出x~e[i],e=1,...,k-1]]>生成，其方式為x~k[i]=bk[i]-Σe=1k-1ck,ex~e[i],]]>k＝1，...，K。為了防止發(fā)射功率的增加，進行關于A的模運算，如圖1中130所示。例如，對于M-QAM星座，模運算對應于將bk[i]的實部和虛部增加 的整數倍，使得產生的輸出信號落入A的范圍。于是反饋濾波器的輸出變?yōu)閤k~[i]=bk[i]+dk[i]-Σe=1k-1ck,ex~e[i],k=1,...,K,---(4)]]>其中dk[i]∈{2M(dI+jdQ)|dI,dQ∈Z}.]]>那就是說，不是將bk[i]回饋，而是將符號vk[i]＝bk[i]+dk[i]通過C-1。
為了消除其影響，接收機101、102...105對131、132...135進行相同的運算。在第k個用戶的接收機上，匹配濾波器sk、標量運算gk=G[k,k]=wk,k-1]]>以及與在發(fā)射機上所作的相同的模運算被加到接收信號rk[i]。因此，不考慮模運算，所有K個用戶的端到端運算由下式給出z[i]＝G(HFC-1b[i]+v[i])＝b[[i]+Gv[i].(5)并且第K個用戶基于判決統(tǒng)計zk[i]對bk[i]作出判決。注意，標量增益gk，k＝1，...，K，可在接收機被估計(自動增益控制)或者由發(fā)射機/基站廣播。
最后，考慮由方程式(3)中出現的 項所引起的符號間干擾。如圖1所示，采用另一反饋濾波器140，使用分解H＝G-1CFH來消除符號間干擾項 接收機將觀察到由先前符號引起的ISI項 于是，第二反饋消除能被用來消除由先前符號x[i-1]引起的干擾。假定先前預編碼的符號x[i-1]首先由濾波器A過濾，然后從當前數據符號b[i]中減去，如圖1所示，為了找出使得均方誤差(MSE)最小的矩陣A，考慮在判決設備中的誤差信號 通過正交性原理，E{ezH}＝0 ，這使得(GH--GHFC-1A)=0,]]>即A=GH-.]]>注意，對于ZF(迫零)和MMSE(最小均方誤差)優(yōu)化準則矩陣A是相同的。
因此，在圖1中執(zhí)行的端到端的迭代運算能夠由下式表示 為清晰起見，沒有包括模運算。
圖2描繪了包括作為預編碼運算的一部分的擴展運算的備選的碼片-方式的預編碼設計。預編碼器輸入K×1的符號矢量b[i]并將它們轉換成準備按碼片速率傳送的大小為N×1的矢量p[i]。在第k個用戶的接收機上，對應于P[i]的N×1的接收信號矢量由下式給出γk[i]=Dkp[i]+D~kp[i-1]+nk[i].---(8)]]>在各接收機k上，匹配濾波器sk作用于rk[i]。通過疊加所有的K個匹配濾波器的輸出，我們得到
注意，與上述圖1實施例相對比，此處H不是方陣，而是具有維數K×N，其中N≤K。與前面相似，為了施加預編碼，我們執(zhí)行LQ分解，H＝WFH＝G-1CF。在H的行上施加Gram-Schmidt正交化過程能容易地得到該分解，其中得到的正交矢量形成N×K維的F的列，FHF＝IK。Gram-Schmidt系數定義了K×K的下三角矩陣C。如此，F和C-I分別為前饋和反饋濾波器矩陣，并且反饋矩陣A=GH-]]>消除了符號間干擾，如圖2所示。G中的第k個對角元素對應于在第k個用戶的接收機上施加的標量增益。
對各用戶提供大致相同的比特誤碼率(BER)性能是更可取的。從方程式(5)可以看出在各用戶接收機處的噪聲通過由G=diag(w1,1-1,...,wK,K-1)]]>的相應的對角元素放大，在用戶間產生不同的SNR(因而BER)性能?？梢圆捎霉β恃b載來迫使在用戶間得到相同的性能。就是說，符號矢量b[i]首先乘以對角矩陣Γ＝diag(γ1...，γK)，其中γk2表示分配給用戶k的功率。于是對各用戶的模運算需要考慮裝載值，因為在星座點之間的距離依其按比例而定。給定總的發(fā)射功率PT，裝載問題能被闡述為求出γ1，...，γK，使得Σk=1Kγk2=PT]]>以及γk2wk,k2=η,∀k,]]>。其解為γk2=wk,k-2Σk=1Kwk,k-2PT,k=1,...,K,η=PTΣk=1Kwk,k-2.---(10)]]>發(fā)射機/基站可將公共常數值η廣播到所有的接收機，然后接收機可調整它們各自的wk,k以得到在模算子中要求的γk值。因此，裝載運算僅僅要求傳輸的常數值η對所有的接收機是公共的。注意，如果不同的接收機期望不同的SNR性能級，則能夠推導出不同的加權因子。
有趣的是，當采用正交擴展序列時，即當STS＝IK，則我們得到wk,k(b)≤wk,k(c),k=1,...,K,]]>因此η(b)≤η(c)，其中上標b和c分別表示位-方式和碼片-方式的預編碼器。首先，比較方程式(3)和(9)，我們得到H(b)＝H(c)S。假定在V⊥=ΔIRN\span(S)]]>中，uK+1，...，uN為(N-K)標準正交矢量。定義酉矩陣S′＝[s1..，sK，uK+1，...，uN]＝[S，U]并且假定X＝[H(b)，H(c)U]＝H(c)S′.(11)因為S′為酉矩陣，所以X和H(c)中的行維持范數和角度。因此，如果K×(N-K)的塊矩陣HcU具有任何非零行(即Hc的行在span(U)上的投影為非零)，則H(b)中的相應行的范數將小于H(c)中的相應行的范數。現在考慮LQ因式分解H(c)＝W(c)F(c)H，在H(c)的行上用Gram-Schmidt得到，即{hk(c)T}k=1.K]]>能夠按照如下方式來得到各個值wK，k(c)。假定在Gram-schmidt算法的第k步已經從h1(c)，...，hk-1(c)得到標準正交矢量f1(c)，...，fk-1(c)(即F(c)中前面的k列)，并且表示為uk-1=span{f1(c),...,fk-1(c)}.]]>然后，通過簡單檢查LQ因式分解的結構，wk，k(c)為f~k(c)=projuk-1⊥{hk(c)}]]>的范數，其中uk-1⊥=IRN\uk-1]]>以及fk(c)=f~k(c)/wk,k(c).]]>也就是說wk,k(c)=||hk(c)-projuk-1{hk(c)}||=||f~k(c)||.---(12)]]>另一方面，W(b)的對角元素類似地可由[H(b)，0K,N-K]得到。于是，使用方程式(11)和(12)，我們得到wk,k(b)=wk,k(c)-||projV⊥{f~k(c)}||,---(13)]]>并且因此wk,k(b)≤wk,k(c).]]>注意，當N＝K并且正交擴展序列被采用時，S為酉矩陣并且對于所有k有wk,k(b)=wk,k(c),]]>且因此η(b)＝η(c)。另一方面，當擴展序列S為非正交時，則wk,k(b)≤wk,k(c)]]>不成立。然而，可推測η(b)≤η(c)仍然成立。
通過優(yōu)化矩陣W的對角元素可優(yōu)化系統(tǒng)BER性能，使得所有用戶，η的公共SNR被最大化。注意，W從對H的LQ分解得到。該LQ分解基本上是對H的行執(zhí)行的Gram-Schmidt的正交化。W的第k個對角元素為將H的第k行矢量投影到由已正交的前(k-1)行矢量生成的空間的正交補上的長度。正交化過程中的不同順序導致W的不同對角值，以及不同的η值。假定p為K！個可能的K×K行置換矩陣的組。于是對于任何P∈p，PH為H的行置換版本，它對應于TH預編碼中的K個用戶的特定排序。將wk,k(P)表示為由PH的LQ分解產生的W的第k個對角元素。于是，最佳的行置換矩陣由下式給出Popt=argmagP∈pPTΣk=1Kwk,k-2(P)=argminP∈pΣk=1Kwk,k-2(P).---(14)]]>使用最佳置換Popt，在發(fā)射機和接收機處需要進行以下修改●執(zhí)行LQ分解，PH＝WFH或H＝PTG-1CF；●在接收機處施加GP(即根據最佳順序施加標量增益)；●用于去除ISI的反饋矩陣變成A=GPH-.]]>使用這種修改，運算的級聯變成 =Γb[i]+GPv[i].---(15)]]>注意，上文中的矩陣G，F和C從PH得到。
一般，對方程式(14)的窮舉搜索解在計算上是禁止的。然而，使用較低計算復雜性的次最佳方法能夠得到近似解。注意，Πk=1kwkk2]]>對于置換矩陣P是不變式。使用F中的標準正交列，回想上面說過的PH＝WFH，此結果不難證明，于是det(HHH)=det(PT)det(W)det(WH)det(P)=Πk=1Kwk,k2.---(16)]]>考慮其中K＝兩個用戶的簡單情形，則片含有由h1T和h2T表示的兩個行。不失一般性，假定‖h2‖＜‖h1‖。接著，最大化方程式(14)中的目標函數，能看出應當從h2T開始，即通過用最小wk,k進行行正交化來開始。前面說過wk，k是H的第k行投影到由已正交化的前(k-1)行生成的子空間的正交補上的長度。于是，我們需要示出1||h2||2+1||h1-h2Hh1||h2||2h2||2<1||h1||2+1||h2-h1Hh2||h1||2h1||2.---(17)]]>由方程式(16)可知，方程式(17)兩邊的分母的乘積相等。因此，方程式(17)等于||h1-h2Hh1||h2||2h2||2+||h2||2<||h2-h1Hh2||h1||2h1||2+||h1||2⇔|h2Hh1|2||h2||2>|h2Hh1|2||h1||2,---(18)]]>假定‖h2‖＜‖h1‖，則上式成立。
圖3陳述了說明用于找出最佳置換矩陣的貪婪方法的偽代碼。如上所述，該方法對于K＝2個用戶是最佳的。盡管該方法對于多于兩個用戶是次最佳的，但是在N＞K時它取得具有低復雜性的良好結果，并且當使用碼片-方式預編碼器時執(zhí)行地特別好。圖3所示的方法在第k次迭代時通過用最小wk，k將行正交化進行。換句話說，選擇最靠近由已選擇的行所生成的子空間的行。在圖3中，μp,j=h^pHhj]]>和 Θi表示已正交到第i步的行的子集。注意，除了找出順序P以外，圖3中的處理還提供LQ分解PH＝WFH，因為W由GS系數μij給出且F的第i行由 給出。上述搜索的復雜性為 它明顯小于窮舉搜索方法的復雜性 假定裝載被施加且E{|bk[i]|2}＝1，則各用戶的位出錯概率可以通過Pe=αQ(η/σn2)]]>良好地近似，其中α說明了由于模運算而導致最臨近鄰居數量的增加(例如在QPSK中，α＝2)。注意，預編碼運算通過β=MM-1]]>因子提高了發(fā)射功率。當考慮符號間干擾時，先前的符號總是被反饋并且β被 良好地近似。而且，因為模運算，星座中的所有符號具有相同數目的最臨近鄰居，因此，星座邊緣符號的差錯概率增加。通過考慮更高階的星座，該次要問題能被避免。隨著星座變得更大， 增加鄰居數量的符號的百分比率→0。
圖4、5和6說明了與現有技術的線性預編碼器相比上文非線性預編碼技術的BER性能。假定各接收機采用長度N＝8的標準Hadamard序列作為其擴展簽名。假定所有的接收機采用QPSK調制。還假定各移動用戶經歷獨立的多徑信道fk＝[fk，1，...，fk，L]T，具有L＝3個可分解路徑，并且發(fā)射機具有所有用戶的完美的信道狀態(tài)信息。根據fk,i~Nc(0,1L)]]>生成路徑增益。對于各數據塊，為各用戶模擬獨立信道的實現，并在1000塊以上對結果求平均。圖中的實線對應于使用近似公式Pe=αQ(η/σn2)]]>所計算的分析結果，而標記對應于仿真結果。采用以上描述的裝載技術，并且在不同的排序方法之間進行比較不排序、最佳排序(即窮舉搜索)以及圖3所示的次最佳排序方法。
圖4示出了上文提出的位-方式預編碼器以及碼片-方式的預編碼器的BER性能，其中用戶數K＝3。如圖4所示，兩個非線性預編碼器明顯優(yōu)于現有技術的線性預編碼器。而且，碼片-方式的預編碼器似乎比位-方式的預編碼器提供更好的性能。排序顯得對位-方式的預編碼器具有明顯的影響，然而它對碼片-方式的預編碼器并未顯現出明顯的差異(對于小的用戶數量K)。此外，以上描述的貪婪排序方法顯現出提供了接近窮舉搜索方法的性能。圖5示出當用戶數量增加到K＝7時如何影響性能。明顯地，圖5顯示兩個預編碼方案都執(zhí)行很好，即便是在這種高負載系統(tǒng)中。當用戶的數量高時，排序給位-方式和碼片-方式預編碼器這二者都帶來明顯的改善，盡管窮舉搜索方法的復雜性成為禁止性(即，它涉及7×7的矩陣的K?。?040次LQ分解的計算量)。在碼片-方式的預編碼器中，次最佳排序方法執(zhí)行得特別好，并且它需要少于7的LQ分解。將圖5與圖4比較，能看到當用戶數量增加時在兩個預編碼器之間的性能差異減小。
圖6示出了在不利情形中的不同預編碼方法的性能，其中帶有各分布為~Nc(0,17)]]>的L＝7的可分解路徑且其中K＝N＝8個用戶。如圖6所示，碼片-方式預編碼器和位-方式預編碼器提供相同的結果，并且它們的曲線完全重疊。原因在于矩陣H對于兩個解決方案有相同的維數，因為N＝K。同前，當用戶數大時，排序顯著地改善性能。而且，能看出嚴重的多徑效應和大量的用戶對性能具有最小的影響。此外，當N＝K時，試探排序方法執(zhí)行得不好。
上文假定發(fā)射機知道所有接收機的多徑信道狀態(tài)。在使用時分雙工(TDD)的無線系統(tǒng)中，下行鏈路信道狀態(tài)信息可以在發(fā)射機得到(根據上行鏈路傳輸估計)，只要信道的相干時間大于在上行鏈路和下行鏈路時隙之間的時間差異。另一方面，在快衰落信道中，在上行鏈路時隙期間已估計的信道狀態(tài)已經改變，并且對于在下個下行鏈路時隙中用于預編碼，估計可能不再準確。在該情況下，通過采用衰落信道的二階統(tǒng)計，信道預測技術能被用來根據當前和先前的上行鏈路估計來估計未來的下行鏈路信道狀態(tài)。
假定各信道路徑fk，i(t)的復高斯衰落過程遵從具有最大多普勒擴展fd的Jakes氏模型。參看，例如，W.C.Jakes的“微波移動通信”(″Microwave Mobile communications，″Wiley(1974))。也就是說，我們有E{fk,i(t1)fk,i(k2)}=vk,i2J0(2πfd|t1-t2|),]]>k＝1，...，K；i＝1，...，L，其中J0(·)是第一類零階Bessel函數。假定，在TDD系統(tǒng)中，上行鏈路和下行鏈路時隙分開T秒；并且發(fā)射機/基站每隔一個上行鏈路時隙估計各接收機的多徑信道。我們將最新信道估計的時間設為基準t＝0。于是發(fā)射機會在時間t∈{0，-2T，-4T，...}估計信道狀態(tài)?？紤]基于導引符號的信道估計，其中信道估計具有形式f^k,i(t)=fk,i(t)+ξk,i(t),]]>其中ξk，i(t)～Nc(0，γk，i2)。假定每個時隙基站對信道估計一次，并且這些估計會用來預測在下個下行鏈路時隙中的數據預編碼的信道。假定當前信道估計之后在時刻t＝0基站預測稱作預測深度的時間τ(例如，τ＝T，其中T為時隙持續(xù)時間)的各信道路徑。用P階有限脈沖響應(FIR)濾波器實現該預測f^k,i(T)=Σp=0pwk,i(p)*f^k,i(-p2T)=wk,iHf^k,i,---(19)]]>其中wk,i=Δ[wk,i(0),wk,i(1),...,wk,i(P)]T,]]>f^k,i=Δ[f^k,i(0),f^k,i(-2T),...,f^k,i(-P2T)]T.]]>最小化均方誤差ζpred=ΔE{|fk,i(T)-f~k,i(T)|2}]]>的最佳濾波器由wk,i=Rk,i-1Tk,i]]>給出，其中項Rk，i和rk，i分別由[Rk,i]p,q=vk,i2J0(2πfd|p-q|2T)+rk,i2δp,q]]>和[γk,i]p=vk,i2J0(2πfd(T+p2T)),p,q=0,1,...,P]]>給出。
在以上描述的預測濾波器中，使用已被每隔2T秒采樣的信道的估計值。該采樣速率一般比要求的等于兩倍多普勒頻率2fd的最小Nyquist采樣速率高得多。已經表明，當濾波器P的階固定時，這種采樣過密會不利。這里假定基站能夠每隔2T秒對信道進行估計。將最佳的采樣周期定義為δ2T，其中δ為正整數。于是，對于固定的預定深度、噪聲方差、多普勒頻率和濾波器階，我們能對于不同整數值δ計算預測濾波器ζpred的MSE并且選擇一個δ使得ζpred成為最小。另一方面，已經觀察到當系統(tǒng)參數被固定時，ζpred隨預測濾波器P的階而減小。然而，在某個濾波器的階之后，ζpred由于先前信道估計中的噪聲支配了在預測誤差中的MSE而飽和。因此，方便的做法是對P的不同值評估MSE表達式，并且選擇使得ζpred接近飽和級的最短的那個。
圖7說明了在使用帶裝載和排序的上述碼片-方式預編碼技術時的信道預測性能。假定所有的接收機為移動單元并且按v＝36Km/h運動。當處于WCDMA TDD模式中時，假定上行鏈路和下行鏈路被時間復用到一個中心位于fc＝2GHz的載波。幀長為10ms，它被細分成能被分配給上行鏈路或下行鏈路的15個時隙。因此上行鏈路和下行鏈路傳輸能在T＝666.7μs的突發(fā)中交織。如上文所述，我們考慮N＝8、L＝3以及vk,i2=1/L.]]>各信道路徑的衰落過程通過具有自相關函數J0(2πfdt)的平穩(wěn)零均值復高斯過程的采樣形成并且根據在P.Dent等人的“Jakes衰落模型之重溫”(″Jakes Fading Model Revisited，″IEEEElectronic Letters，29(13)，pp.1162-63(June 1993))中描述的方法生成。通過為具有方差γk,i2=0.001]]>的復高斯噪聲所惡化的真信道值給出先前的信道估計{f^k,i(t),t=0,-2T,...}.]]>對不同階的預測濾波器評估MSE表達式ζpred我們發(fā)現P＝2的非常短的預測濾波器得到良好結果。評估ζpred我們發(fā)現如果信道用δ＝2采樣會得到稍好的結果。在10個不同的初始信道實現上評估結果。對于各信道實現，我們考慮長度T＝666μs的200個時隙(即200個信道變化)并且在各時隙中我們每移動用戶發(fā)送1000個QPSK符號。在結果中，我們考慮完美的信道估計(精靈輔助)、在T秒之前的舊的信道估計以及具有最佳采樣(δ＝2)和具有頻繁采樣(δ＝1)的信道預測。圖7示出，上述預測技術給出非常好的結果，甚至考慮了所有的用戶以v＝36Km/h運動以及基于噪聲信道估計值的預測。注意，若沒有信道預測且僅僅使用舊的信道估計，在這些代表非常高移動性的情形中性能會顯著降低。
雖然已經描述和說明了本發(fā)明的示范附圖和專門的實施例，但是應當理解，本發(fā)明的范圍并不限于所討論的特定實施例。因而，應當認為實施例是說明性的而不是限制性的，并且應當理解，在不背離在權利要求書中闡述的本發(fā)明及其結構和功能的等價物的范圍的前提下，本領域技術人員可對那些實施例進行修改。
權利要求
1.一種對擴頻傳輸進行預處理的方法，所述方法包括以下步驟接收到K個接收機的多徑信道的信道狀態(tài)信息，K≥2；在傳輸之前通過以下步驟對輸入的K×1符號矢量進行預編碼將第一反饋濾波器作用到先前預編碼的矢量，并且從所述輸入的K×1的符號矢量中減去以消除符號間干擾，所述第一反饋濾波器用所述信道狀態(tài)信息生成；以及施加第二反饋濾波器和前饋濾波器，所述第二反饋濾波器和所述前饋濾波器配置成用所述信道狀態(tài)信息來消除沿著至所述K個接收機的所述多徑信道的多用戶干擾。
2.如權利要求1所述的方法，其中所述對K×1的符號矢量的預編碼以位方式運算進行，產生K×1的預編碼符號矢量，所述方法還包括將擴展運算施加到所述K×1的預編碼符號矢量，從而產生預編碼的碼片矢量。
3.如權利要求1所述的方法，其中所述預編碼與擴展運算結合，以使所述對K×1的符號矢量的預編碼按碼片-方式運算進行，產生N×1的預編碼碼片矢量，其中N是用于擴展運算的擴展因子。
4.如權利要求1所述的方法，其中用所述第二反饋濾波器施加模運算以防止發(fā)射功率的增加。
5.如權利要求1所述的方法，其中信道狀態(tài)由分解成矩陣G-1CFH的矩陣H表示，F為酉矩陣，G-1C為下三角矩陣，其中G是使C成為首一下三角矩陣的對角矩陣，且其中所述第一反饋濾波器的運算能由A=GH-]]>表示，所述第二反饋濾波器的運算由C-I表示，所述前饋矩陣的運算由F表示。
6.如權利要求5所述的方法，其中用LQ分解進行對H的分解。
7.如權利要求5所述的方法，其中功率裝載通過用一個對角矩陣乘輸入符號矢量來施加，所述對角矩陣的對角元素代表分配給特定接收機的功率。
8.如權利要求7所述的方法，其中通過將所述矩陣H中的行按優(yōu)化順序正交化來優(yōu)化性能。
9.如權利要求8所述的方法，其中所述優(yōu)化順序由置換矩陣P規(guī)定，并且其中最佳置換矩陣通過以迭代方式選擇一個最接近于已正交化的行所生成的子空間的行而尋找到。
10.如權利要求1所述的方法，其中所述信道狀態(tài)信息基于來自一個先前傳輸時隙的信息而估計。
11.一種用于擴頻傳輸系統(tǒng)的發(fā)射機裝置，所述發(fā)射機裝置包括信道狀態(tài)估計器，用于生成至K個接收機的多徑信道的信道狀態(tài)信息，K≥2；以及在傳輸之前對輸入的K×1的符號矢量進行預編碼的預編碼器，所述預編碼器還包括第一反饋濾波器，用來自所述信道狀態(tài)估計器的所述信道狀態(tài)信息生成，所述第一反饋濾波器被加到一個先前預編碼的矢量上，該矢量然后從所述輸入的K×1符號矢量中減去以消除符號間干擾；以及第二反饋濾波器和前饋濾波器，所述第二反饋濾波器和所述前饋濾波器配置成用所述信道狀態(tài)信息來消除沿著所述多徑信道到達所述K個接收機的多用戶干擾。
12.如權利要求11所述的發(fā)射機裝置，其中所述對K×1符號矢量的預編碼以位方式運算進行，產生K×1預編碼符號矢量，其中所述發(fā)射機裝置還包括一個對所述K×1預編碼符號矢量執(zhí)行擴展運算的模塊，從而產生一個預編碼碼片矢量。
13.如權利要求11所述的發(fā)射機裝置，其中所述預編碼與擴展運算結合，使得所述對K×1符號矢量的預編碼以碼片方式運算進行，產生N×1預編碼碼片矢量，其中N是用于擴展運算的擴展因子。
14.如權利要求11所述的發(fā)射機裝置，其中用所述第二反饋濾波器施加模運算來防止發(fā)射功率的增加。
15.如權利要求11所述的發(fā)射機裝置，其中信道狀態(tài)由分解成矩陣G-1CFH的矩陣H表示，F為酉矩陣，G-1C為下三角矩陣，其中G是使得C成為首一下三角矩陣的對角矩陣，且其中所述第一反饋濾波器的運算可由A=GH-]]>表示，所述第二反饋濾波器的運算可由C-I表示，且所述前饋矩陣的運算可由F表示。
16.如權利要求15所述的發(fā)射機裝置，其中對H的分解用LQ分解進行。
17.如權利要求15所述的發(fā)射機裝置，其中通過將輸入符號矢量與其對角元素代表分配給特定接收機的功率的對角矩陣相乘來施加功率裝載。
18.如權利要求17所述的發(fā)射機裝置，其中通過按優(yōu)化順序將所述矩陣H中的行正交化來優(yōu)化性能。
19.如權利要求18所述的發(fā)射機裝置，其中所述優(yōu)化順序由置換矩陣P規(guī)定，且其中最佳置換矩陣通過以迭代方式選擇最接近于由已正交化行生成的子空間的行而尋找到。
20.如權利要求11所述的方法，其中所述信道狀態(tài)信息由基于來自一個先前傳輸時隙的信息的所述信道狀態(tài)估計器估計。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種用于擴頻傳輸系統(tǒng)的預編碼技術，它有利地解決了符號間干擾以及多用戶和碼片間干擾。
文檔編號H04B7/26GK1972138SQ200610121699
公開日2007年5月30日 申請日期2006年8月21日 優(yōu)先權日2005年8月22日
發(fā)明者X·王, M·馬迪希安 申請人:美國日本電氣實驗室公司