專利名稱：一種mimo－ofdm系統(tǒng)信道估計的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
隨著各種多媒體技術(shù)的高速發(fā)展，人們對無線移動通信系統(tǒng)在傳輸速率、傳輸效率和服務(wù)質(zhì)量等方面提出了越來越高的要求，現(xiàn)在所采用的傳輸方式已經(jīng)不能滿足這些要求，OFDM(正交載波頻分復用)和MIMO(多入多出)就是為了滿足這些需求而提出的無線傳輸新技術(shù)。
背景技術(shù)：
MIMO技術(shù)是一種為利用空域資源，提高系統(tǒng)傳輸速率和系統(tǒng)頻帶利用率以及系統(tǒng)性能而提出的發(fā)送接收傳輸技術(shù)，MIMO技術(shù)包括發(fā)送端的多天線和接收端的多天線，即在發(fā)送端和接收端采用多天線，達到分集和復用的目的。
OFDM是一種特殊的多載波傳輸方案，由于其可以利用快速傅立葉變換實現(xiàn)調(diào)制和解調(diào)，并且該技術(shù)可以很好的對抗頻率選擇性衰落和窄帶干擾，能夠大大提高頻譜利用率、有效對抗實際環(huán)境中的信道衰落，因此其成為未來移動通信系統(tǒng)重點考慮采用的技術(shù)之一。
由于實際無線信道的多徑性和時變性，OFDM系統(tǒng)的信道估計需要具有較高的準確性才能保證系統(tǒng)的性能。在MIMO-OFDM系統(tǒng)中，每一根接收天線上收到的信號是所有發(fā)送天線發(fā)出信號分別經(jīng)過不同信道衰落之后的疊加，對該系統(tǒng)的信道估計技術(shù)的要求更加嚴格，因此，對于這樣的系統(tǒng)，信道估計性能的優(yōu)劣，從某種意義上決定了該MIMO-OFDM系統(tǒng)整體性能的好壞。
MIMO-OFDM系統(tǒng)的信道估計技術(shù)從很早就開始得到研究。目前的信道估計包括盲信道估計和基于導頻的信道估計。由于基于導頻的信道估計能夠比盲信道估計帶來更佳的性能，成為目前MIMO-OFDM系統(tǒng)廣泛采用的信道估計方法。但是，目前采用的信道估計技術(shù)大都需要知道多徑時延信息，而且復雜度隨著徑數(shù)的增加而遞增，在具有豐富散射體的環(huán)境中，信道估計算法會難以實現(xiàn)，另外，目前許多系統(tǒng)的信道估計算法都只能在特定的信道環(huán)境中表現(xiàn)良好，在變化較快的信道環(huán)境下則無法工作。

發(fā)明內(nèi)容
針對目前系統(tǒng)中信道估計存在的問題，本發(fā)明提出一種MIMO-OFDM系統(tǒng)信道估計的方法。
根據(jù)本發(fā)明，提供了一種MIMO-OFDM系統(tǒng)信道估計方法，其中在所述OFDM系統(tǒng)中發(fā)送端共有Tx個發(fā)送天線接收端有Rx個接收天線，DFT點數(shù)為N，總共有L(N/2＜L≤N)個子載波，所述方法包括步驟在每根發(fā)送天線上形成導頻符號，然后加上循環(huán)擴展CP，與數(shù)據(jù)符號形成發(fā)送幀通過發(fā)送天線發(fā)送出去；每根接收天線收到信號之后，將導頻符號提取出來，去掉CP，然后與本地產(chǎn)生的符號序列進行時域上信號的相關(guān)，得到帶噪聲的所有發(fā)送天線到所述接收天線受到的信道衰落的時域沖激響應；將對應發(fā)送天線到所述接收天線受到的信道衰落的時域沖激響應取出，去除噪聲影響并對所述沖激響應進行DFT，得到需要的頻域信道估計結(jié)果；對每根接收天線上的數(shù)據(jù)進行同樣的操作，得到從Tx根發(fā)送天線到Rx根接收天線的頻域信道估計結(jié)果。
優(yōu)選地，在發(fā)送端，產(chǎn)生長度為N的隨機序列X(k)(k＝0，1，2，...，N-1)，在用到的子載波位置滿足|X(k)|2＝1，經(jīng)過IDFT之后得到時域?qū)ьl信號x(n)(n＝0，1，2，...，N-1)；將x(n)進行λ的整數(shù)mi倍循環(huán)移位得到xi(n)，其中不同發(fā)送天線對應的mi不同，加上CP之后得到所有發(fā)送天線上的導頻信號，與數(shù)據(jù)符號形成發(fā)送幀通過發(fā)送天線發(fā)送出去，其中，λ為滿足τmax<λ<NTx]]>并盡可能大的整數(shù)，τmax為歸一化的最大多徑時延，xi(n)＝x((n-miλ))NRN(n)， x((n))N表示以x(n)(n＝0，1，...，N-1)為周期的無限延展，x((n))N＝x((n+t·N))N(t為任意整數(shù))。
優(yōu)選地，在接收端，將第j根接收天線收到的信號yj(n)與本地的x′(n)進行相關(guān)，其中x′(n)＝IDFT[X*(k)]，得到帶噪聲的所有發(fā)送天線到所述接收天線的信道時域沖激響應zj(n)(n＝0，1，...，N-1)，即zj(n)=Σk=0N-1yj(k)·x′(n-k).]]>優(yōu)選地，得到帶噪聲的所有發(fā)送天線到所述接收天線受到的信道衰落的時域沖激響應zj(n)之后，將對應發(fā)送天線到所述接收天線受到的信道衰落的時域沖激響應取出，即從zj(n)中取出第i根發(fā)送天線到第j根接收天線的信道時域沖激響應zi，j(n)，zi,j(n)=zj(n+miλ),(n=0,1,2,...,λ-1)0,,(n=λ,λ+1,...,N-1).]]>優(yōu)選地，在對第i根發(fā)送天線對應的時域沖激響應zi，j(n)處理過程中，根據(jù)系統(tǒng)是否提供多徑時延信息選通器ki，1和ki，2進行控制，ki，1和ki，2同時選擇“1”或“2”支路；對于已知信道的多徑時延的情形，ki，1和ki，2同時選擇“1”支路；對于信道的多徑時延未知的情形，ki，1和ki，2同時選擇“2”支路。
優(yōu)選地，對于接收端已知信道的多徑時延的情形，ki，1和ki，2同時選擇“1”支路；若多徑時延都為整數(shù)倍抽樣時間間隔，直接保留多徑時延位置信息，將其他位置信息置0，從而消除大部分噪聲的影響；若多徑時延存在小數(shù)倍抽樣時間間隔的情況，保留由于多徑時延的彌散而影響的整數(shù)倍抽樣時刻位置的信息，對其余信息置0，從而消除大部分噪聲的影響，這樣得到噪聲很小的時域沖激響應zi，j′(n)，即 L表示多徑數(shù)目或多徑影響的抽樣時刻數(shù)目，τl表示歸一化的信道多徑時延或多徑影響的抽樣點位置。
優(yōu)選地，對于接收端不知道信道的多徑時延的情形，ki，1和ki，2同時選擇“2”支路；對于信道的多徑時延未知的情形，設(shè)置噪聲門限，取出的沖激響應的功率高于所述門限則保留，低于所述門限則視其為噪聲，置0；對于多徑時延都為整數(shù)倍抽樣時間間隔的情況，則保留多徑而去除噪聲影響；對于多徑時延有小數(shù)倍抽樣時間間隔的情況，則保留下來的信息為多徑在整數(shù)倍抽樣間隔上的彌散，同樣為去除了大部分噪聲的影響的時域沖激響應zi，j′(n)，即 τl表示歸一化的信道多徑時延或多徑影響的抽樣點位置。
優(yōu)選地，對于不知道多徑時延的情況，通過設(shè)置噪聲門限PThreshold(PThreshold＞0)去除噪聲，取出的沖激響應的功率高于所述門限則保留，低于所述門限就置0，從而去除大部分噪聲的影響。


圖1示出了根據(jù)本發(fā)明的MIMO-OFDM系統(tǒng)鏈路圖；圖2示出了根據(jù)本發(fā)明的導頻符號生成器示例圖；圖3示出了根據(jù)本發(fā)明的MIMO-OFDM系統(tǒng)的一根接收天線的導頻信道估計的示意圖。
具體實施例方式
本發(fā)明提出了一種在發(fā)射端將不同發(fā)送天線上的導頻設(shè)計為同一符號序列在時域進行不同的循環(huán)移位、在接收端將收到的符號與本地產(chǎn)生的符號進行時域相關(guān)獲得所有發(fā)送天線到該接收天線的時域沖激響應、并取出各個發(fā)送天線對應的時域沖激響應進行DFT最終獲得各子載波信道估計結(jié)果的信道估計方法，所述方法和步驟包括如下設(shè)在OFDM系統(tǒng)中發(fā)送端共有Tx根發(fā)送天線，接收端有Rx根接收天線，可用子載波數(shù)目為N，實際信號占用了L(N/2＜L≤N)個子載波。該方法的鏈路圖如圖1所示，其中所有發(fā)送天線上導頻符號生成器如圖2所示，接收端的信道估計方法如圖3所示。發(fā)射端首先產(chǎn)生長度為N的頻域符號序列X(k)(k＝0，1，2，...，N-1)，在用到的子載波位置滿足|X(k)|2＝1，經(jīng)過反離散傅立葉變換(IDFT)之后，形成時域上的導頻信號x(n)(n＝0，1，2，...，N-1)。第i根發(fā)送天線(i＝0，1，...，Tx-1)上的導頻符號為x(n)循環(huán)移位λ的整數(shù)倍的結(jié)果，不同的發(fā)送天線進行不同的循環(huán)移位。λ的值受到發(fā)送天線數(shù)Tx和歸一化的最大多徑時延τmax(即最大多徑時延對于抽樣時間間隔的倍數(shù))的限制，λ必須大于最大多徑時延τmax并小于N與發(fā)送天線數(shù)Tx的比值N/Tx；為了使最后得到的各發(fā)送天線的時域沖激響應之間的干擾最小化，λ取值應盡可能大。這樣在每根發(fā)送天線上形成導頻符號，并加上循環(huán)擴展(CP)，與數(shù)據(jù)符號形成發(fā)送幀通過發(fā)送天線發(fā)送出去。
在接收端，每一根接收天線收到信號之后，將導頻符號提取出來，去掉CP，然后與本地產(chǎn)生的x′(n)進行時域上的相關(guān)(其中，x′(n)＝IDFT[X*(k)])，就得到了所有發(fā)送天線到該接收天線受到的信道衰落的帶噪聲的時域沖激響應。將所有發(fā)送天線到該接收天線對應的時域沖激響應分別取出來，對于已知多徑時延的情形，保留多徑時延位置信息并將其余信息置0，從而得到噪聲影響很小的時域沖激響應；對于不知多徑時延的情形，通過噪聲的判定去除噪聲影響之后，就得到了噪聲影響很小的時域沖激響應。對沖激響應進行離散傅里葉變換(DFT)，就得到所有發(fā)送天線到該接收天線的頻域信道估計結(jié)果。對所有接收天線進行同樣的操作，就能夠獲得從Tx個發(fā)送天線到Rx個接收天線的傳輸中，導頻符號的各個子載波上的信道估計結(jié)果。并從而得到用戶數(shù)據(jù)符號的信道估計，與收到的用戶數(shù)據(jù)符號共同進行解調(diào)與解碼，從而恢復出發(fā)送的數(shù)據(jù)。
下面就以接收端的第j根接收天線(j＝0，1，...，Rx-1)上的信號為例，說明該信道估計方法，其步驟如下所述第一步，發(fā)送端產(chǎn)生所有發(fā)送天線上的導頻符號。首先產(chǎn)生長度為N的隨機序列X(k)(k＝0，1，2，...，N-1)，在用到的子載波位置滿足|X(k)|2＝1，經(jīng)過IDFT之后得到時域?qū)ьl信號x(n)(n＝0，1，2，...，N-1)。將x(n)進行λ的整數(shù)mi倍循環(huán)移位(不同發(fā)送天線的循環(huán)移位不同)，并加上CP之后得到所有發(fā)送天線上的導頻信號，與數(shù)據(jù)符號形成發(fā)送幀通過發(fā)送天線發(fā)送出去。λ的值受到發(fā)送天線數(shù)Tx和歸一化的最大多徑時延τmax的限制，λ必須大于最大多徑時延τmax并小于N與發(fā)送天線數(shù)Tx的比值N/Tx；為了使最后得到的各發(fā)送天線的時域沖激響應之間的干擾最小化，λ取值應盡可能大。
第二步，從接收端第j根接收天線上收到的信號中取出導頻信號，去掉CP，得到y(tǒng)j(n)(n＝0，1，...，N-1)。將yj(n)和本地產(chǎn)生的x′(n)(x′(n)＝IDFT[X*(k)])進行時域上的相關(guān)，就得到帶噪聲的所有發(fā)送天線到該接收天線的信道時域沖激響應zj(n)(n＝0，1，...，N-1)，即zj(n)=Σk=0N-1yj(k)·x′(n-k).]]>初始化i＝0。
第三步，取出第i根發(fā)送天線到第j根接收天線的帶噪聲的信道時域沖激響應zi，j(n)，其中zi,j(n)=zj(miλ+n),(n=0,1,...,λ-1)0,(n=λ,λ+1,...,N-1).]]>第四步，對于已知信道多徑時延的情形，當多徑時延都為整數(shù)倍抽樣時間間隔時，設(shè)徑數(shù)為Ntap，歸一化多徑時延為τl(l＝0，1，...，Ntap-1)，對zi，j(n)保留所有τl位置的信息，其他位置的信息置0，就得到第i根發(fā)送天線到第j根接收天線的信道時域沖激響應zi，j′(n)；當多徑時延存在小數(shù)倍抽樣時間間隔時，假設(shè)多徑時延在Ntap個整數(shù)倍抽樣時刻上產(chǎn)生彌散，則zi，j(n)保留這Ntap個位置的信息，其他位置的信息置0，就得到第i根發(fā)送天線到第j根接收天線的信道時域沖激響應zi，j′(n)。轉(zhuǎn)入第六步。
第五步，對于信道多徑時延未知的情形，設(shè)置噪聲門限PThreshold(PThreshold＞0)。取出的沖激響應的功率|zi，j(n)|2高于PThreshold，則保留；低于該門限，則視為噪聲，置0。通過這樣的方法，對于多徑時延為整數(shù)倍抽樣時間間隔的情形，保留下來的就是多徑時延位置的信息；對于多徑時延存在小數(shù)倍抽樣時間間隔的情形，保留下來的是多徑在整數(shù)倍抽樣時刻彌散的信息。這樣得到第i根發(fā)送天線到第j根接收天線的信道時域沖激響應zi，j′(n)。
第六步，將最后得到的信道時域沖激響應zi，j′(n)進行DFT，得到第i根發(fā)送天線到第j根接收天線的頻域信道估計結(jié)果Hij(k)＝DFT{zi，j′(n)}。
第七步，當i＜Tx-1時，i＝i+1，轉(zhuǎn)入第三步進行下一根發(fā)送天線到第j根接收天線的信道估計。否則，第j根接收天線上信道估計結(jié)束。
下面參照附圖并結(jié)合實例詳細地描述本發(fā)明。
發(fā)射端首先產(chǎn)生N個頻域符號X(k)(k＝0，1，..，N-1)，在用到的L個子載波位置上有|X(k)|2＝X(k)·X*(k)＝1，進行IDFT得到x(n)=1NΣk-0N-1X(k)·exp(j2πnkN)---(1)]]>第i根發(fā)送天線的導頻符號xi(n)為x(n)進行miλ循環(huán)移位的結(jié)果，即xi(n)＝x((n-miλ))NRN(n) (2)x((n))N表示以x(n)(n＝0，1，...，N-1)為周期的無限延展，x((n))N＝x((n+t·N))N(t為任意整數(shù))， λ為滿足τmax<λ<NTx]]>并盡可能大的整數(shù)，τmax為歸一化的最大多徑時延。
假設(shè)一個OFDM符號周期內(nèi)每根發(fā)送天線到接收天線的信道時域沖激響應不變。第i根發(fā)送天線到第j根接收天線的時域沖激響應為hi,j(n)=Σl=0Ntap-1hi,j(τl)δ(n-τl)---(3)]]>各子載波受到的頻域衰落Hi，j(k)為Hi,j(k)=Σl=0Ntap-1hi,j(τl)exp(-j2πτlkN)---(4)]]>Ntap表示多徑數(shù)，τl表示歸一化的信道多徑時延，hi，j(τl)表示第l條徑的信道衰落。
在接收端，第j根接收天線收到的導頻信號為所有發(fā)送天線的導頻信號受到不同的多徑信道衰落之后的疊加，即yj(n)=Σi=0Tx-1xi(n)⊗hi,j(n)+Nt(n)---(5)]]>Nt(n)表示加性高斯白噪聲(AWGN)，方差為σ2。設(shè)Yj(k)為接收到的頻域信號，則有
Yj(k)=Σn=0N-1yj(n)exp(-j2πnkN)=Σi=0Tx-1Hi,j(k)·Xi(k)+Σn=0N-1Nt(n)exp(-j2πnkN)---(6)]]>本地的X(k)進行共軛并經(jīng)過IDFT得到x′(n)，與yj(n)相關(guān)得到zj(n)=Σq=0N-1yj(q)·x′(n-q)]]>=1NΣk=0N-1X*(k)Yj(k)·exp(j2πknN)=Σi=0Tx-1hi,j(n-miλ)+Nt′(n)---(7)]]>Nt′(n)服從高斯分布，方差同樣為σ2。從zj(n)中取出第i根發(fā)送天線到第j根接收天線的信道時域沖激響應zi,j(n)=zj(n+miλ)=hi,j(n)+Nt′(n+miλ),(n=0,1,2,...,λ-1)0,,(n=λ,λ+1,...,N-1)---(8)]]>這時候分為兩種情況已知信道的多徑時延對zi，j(n)保留下多徑時延時刻或受到多徑時延彌散影響的時刻的信息，其余信息都置0，就可以消除大部分噪聲的影響，即 信道的多徑時延未知根據(jù)噪聲門限PThreshold(PThreshold＞0)，取出的沖激響應的功率|zi，j(n)|2高于PThreshold，則保留；低于該門限，則視其為噪聲，置0，得到第i根發(fā)送天線到第j根接收天線的信道時域沖激響應zi，j′(n)，即 對zi，j′(n)進行DFT得到頻域的信道估計結(jié)果H^i,j(k)=Hi,j(k)+Σl=0Ntap-1Nt′(τl+miλ)·exp(j2πkτlN)---(11)]]>具體地說，在一個4發(fā)8收的MIMO-OFDM系統(tǒng)中，采用本發(fā)明的方式進行信道估計，鏈路結(jié)構(gòu)如圖1所示?？捎玫淖虞d波數(shù)目為1024，實際用到的子載波數(shù)目為884，所處的信道環(huán)境的最大多徑時延為60個抽樣時間間隔。首先在發(fā)送端產(chǎn)生長度為884的由1或-1組成的PN序列，將該序列映射到1024個位置上之后進行IDFT得到x(n)，進行λ的i(i＝0，1，2，3)倍循環(huán)移位就得到4根發(fā)送天線的導頻符號xi(n)，其中λ＝128。加上CP，與數(shù)據(jù)符號形成發(fā)送幀通過發(fā)送天線發(fā)送出去。
接收端將收到的信號與x′(n)進行相關(guān)之后，得到帶噪聲的所有發(fā)送天線到該接收天線的時域沖激響應，取出某根發(fā)送天線對應的時域沖激響應之后，對于已知信道的多徑時延的情形，保留多徑時延位置的信息，其余信息都置0，從而消除大部分噪聲的影響，得到需要的時域沖激響應；對于信道的多徑時延未知的情形，設(shè)置噪聲門限PThreshold(PThreshold＞0)去除噪聲影響，得到需要的信道時域沖激響應。將該時域沖激響應進行DFT就得到需要的頻域信道估計結(jié)果。對每一根接收天線進行同樣的處理，就得到4發(fā)8收的頻域信道估計結(jié)果。
圖1是MIMO-OFDM系統(tǒng)鏈路結(jié)構(gòu)圖。其中導頻符號生成器如圖2所示，接收端的信道估計方法如圖3所示。在發(fā)送端，信源經(jīng)過編碼和調(diào)制之后形成OFDM符號；通過導頻符號生成器得到所有發(fā)送天線的導頻符號，與數(shù)據(jù)符號形成發(fā)送幀通過發(fā)送天線發(fā)送出去。在接收端，首先分離出導頻和數(shù)據(jù)符號。通過本發(fā)明介紹的信道估計方法得到導頻位置的信道估計結(jié)果，然后得到用戶數(shù)據(jù)符號位置的信道估計值，并與用戶數(shù)據(jù)符號共同進行解調(diào)和譯碼，就恢復出發(fā)送的用戶傳息。
圖2是導頻符號生成器示例圖。首先產(chǎn)生長度為N的頻域符號X(k)，經(jīng)過IDFT得到時域符號x(n)，對x(n)進行λ的mi倍循環(huán)移位就得到發(fā)送天線的導頻符號xi(n)。xi(n)加上CP，就形成了第i根發(fā)送天線上的導頻符號。
圖3是MIMO-OFDM系統(tǒng)導頻信道估計示例圖。接收到的第j根接收天線上收到的導頻符號去掉CP之后，然后與本地的x′(n)進行時域上信號的相關(guān)，就得到了帶噪聲的所有發(fā)送天線到該接收天線受到的信道衰落的時域沖激響應。取出第i根發(fā)送天線對應的時域沖激響應，根據(jù)系統(tǒng)是否提供多徑時延信息對圖中選通器ki，1和ki，2進行控制，選通器ki，1和ki，2同時選擇“1”或“2，”支路。對于已知信道的多徑時延的情形，選通器ki，1和ki，2同時選擇“1”支路，這時，只需保留多徑時延位置的信息或者多徑彌散影響的抽樣時刻的信息，其余信息都置0，就可以消除大部分噪聲的影響。對于信道的多徑時延未知的情形，選通器ki，1和ki，2同時選擇“2”支路，設(shè)置噪聲門限PThreshold(PThreshold＞0)，沖激響應的功率高于PThreshold，則保留；低于該門限，則視其為噪聲，置0，從而去除大部分噪聲影響。對每一根發(fā)送天線進行同樣的處理，就能夠得到所有發(fā)送天線到該接收天線的信道時域沖激響應。將得到的時域沖激響應進行DFT，就得到需要的頻域信道估計結(jié)果。
權(quán)利要求
1.一種MIMO-OFDM系統(tǒng)信道估計方法，其中在所述OFDM系統(tǒng)中發(fā)送端共有Tx個發(fā)送天線接收端有Rx個接收天線，DFT點數(shù)為N，總共有L(N/2＜L≤N)個子載波，所述方法包括步驟在每根發(fā)送天線上形成導頻符號，然后加上循環(huán)擴展CP，與數(shù)據(jù)符號形成發(fā)送幀通過發(fā)送天線發(fā)送出去；每根接收天線收到信號之后，將導頻符號提取出來，去掉CP，然后與本地產(chǎn)生的符號序列進行時域上信號的相關(guān)，得到帶噪聲的所有發(fā)送天線到所述接收天線受到的信道衰落的時域沖激響應；將對應發(fā)送天線到所述接收天線受到的信道衰落的時域沖激響應取出，去除噪聲影響并對所述沖激響應進行DFT，得到需要的頻域信道估計結(jié)果；對每根接收天線上的數(shù)據(jù)進行同樣的操作，得到從Tx根發(fā)送天線到Rx根接收天線的頻域信道估計結(jié)果。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其特征在于，在發(fā)送端，產(chǎn)生長度為N的隨機序列X(k)(k＝0，1，2，...，N-1)，在用到的子載波位置滿足|X(k)|2＝1，經(jīng)過IDFT之后得到時域?qū)ьl信號x(n)(n＝0，1，2，...，N-1)；將x(n)進行λ的整數(shù)mi倍循環(huán)移位得到xi(n)，其中不同發(fā)送天線對應的mi不同，加上CP之后得到所有發(fā)送天線上的導頻信號，與數(shù)據(jù)符號形成發(fā)送幀通過發(fā)送天線發(fā)送出去，其中，λ為滿足τmax<λ<NTx]]>并盡可能大的整數(shù)，τmax為歸一化的最大多徑時延，xi(n)＝x((n-miλ))NRN(n)， x((n))N表示以x(n)(n＝0，1，...，N-1)為周期的無限延展，x((n))N＝x((n+t·N))N(t為任意整數(shù))。
3.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其特征在于，在接收端，將第j根接收天線收到的信號yj(n)與本地的x′(n)進行相關(guān)，其中x′(n)＝IDFT[X*(k)]，得到帶噪聲的所有發(fā)送天線到所述接收天線的信道時域沖激響應zj(n)(n＝0，1，...，N-1)，即zj(n)=Σk=0N-1yj(k)·x′(n-k).]]>
4.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其特征在于，得到帶噪聲的所有發(fā)送天線到所述接收天線受到的信道衰落的時域沖激響應zj(n)之后，將對應發(fā)送天線到所述接收天線受到的信道衰落的時域沖激響應取出，即從zj(n)中取出第i根發(fā)送天線到第j根接收天線的信道時域沖激響應zi，j(n)，zi,j(n)=zj(n+miλ),(n=0,1,2,...,λ-1)0,,(n=λ,λ+1...,N-1).]]>
5.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其特征在于，在對第i根發(fā)送天線對應的時域沖激響應zi，j(n)處理過程中，根據(jù)系統(tǒng)是否提供多徑時延信息選通器ki，1和ki，2進行控制，ki，1和ki，2同時選擇“1”或“2”支路；對于已知信道的多徑時延的情形，ki，1和ki，2同時選擇“1”支路；對于信道的多徑時延未知的情形，ki，1和ki，2同時選擇“2”支路。
6.根據(jù)權(quán)利要求4的方法，其特征在于，對于接收端已知信道的多徑時延的情形，ki，1和ki，2同時選擇“1”支路；若多徑時延都為整數(shù)倍抽樣時間間隔，直接保留多徑時延位置信息，將其他位置信息置0，從而消除大部分噪聲的影響；若多徑時延存在小數(shù)倍抽樣時間間隔的情況，保留由于多徑時延的彌散而影響的整數(shù)倍抽樣時刻位置的信息，對其余信息置0，從而消除大部分噪聲的影響，這樣得到噪聲很小的時域沖激響應zi，j′(n)，即 L表示多徑數(shù)目或多徑影響的抽樣時刻數(shù)目，τl表示歸一化的信道多徑時延或多徑影響的抽樣點位置。
7.根據(jù)權(quán)利要求4的方法，其特征在于，對于接收端不知道信道的多徑時延的情形，ki，1和ki，2同時選擇“2”支路；對于信道的多徑時延未知的情形，設(shè)置噪聲門限，取出的沖激響應的功率高于所述門限則保留，低于所述門限則視其為噪聲，置0；對于多徑時延都為整數(shù)倍抽樣時間間隔的情況，則保留多徑而去除噪聲影響；對于多徑時延有小數(shù)倍抽樣時間間隔的情況，則保留下來的信息為多徑在整數(shù)倍抽樣間隔上的彌散，同樣為去除了大部分噪聲的影響的時域沖激響應zi，j′(n)，即 τl表示歸一化的信道多徑時延或多徑影響的抽樣點位置。
8.根據(jù)權(quán)利要求7的方法，其特征在于，對于不知道多徑時延的情況，通過設(shè)置噪聲門限PThreshole(PThreshold＞0)去除噪聲，取出的沖激響應的功率高于所述門限則保留，低于所述門限就置0，從而去除大部分噪聲的影響。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種MIMO－OFDM系統(tǒng)信道估計方法，其中在所述OFDM系統(tǒng)中發(fā)送端共有T
文檔編號H04L25/02GK1917397SQ20061015290
公開日2007年2月21日 申請日期2006年9月19日 優(yōu)先權(quán)日2006年9月19日
發(fā)明者姜軍, 張平, 周明宇, 李立華, 陶小峰, 姬翔 申請人:北京郵電大學, 北京三星通信技術(shù)研究有限公司