專利名稱：接收機(jī)以及紅外線無(wú)線耳機(jī)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及接收機(jī)，特別涉及將聲音數(shù)據(jù)進(jìn)行無(wú)線通信的設(shè)備。
背景技術(shù)：
近年來(lái)正在廣泛地開(kāi)發(fā)進(jìn)行數(shù)字的聲音信號(hào)處理的設(shè)備。伴隨于此，用于設(shè)備間的連接的數(shù)字聲音信號(hào)技術(shù)也被廣泛地展開(kāi)。數(shù)字音頻數(shù)據(jù)一般使用PCM(Pulse Code Modulation脈沖編碼調(diào)制)格式。在該情況下，需要用專用的IC將CD/MD/DVD等PCM信號(hào)變換為PDM調(diào)制信號(hào)。例如專利文獻(xiàn)1中，提出了在以IrDA(Infrared DataAssociation，紅外線數(shù)據(jù)聯(lián)合)標(biāo)準(zhǔn)的紅外線通信設(shè)備進(jìn)行聲音數(shù)據(jù)的通信時(shí)，傳送由PDM(Pulse DensityModulation脈沖密度調(diào)制)進(jìn)行了調(diào)制的1位數(shù)據(jù)串的方式等。
圖15表示以往的紅外線通信接收設(shè)備的方框圖。該圖的紅外線通信接收設(shè)備101是紅外線無(wú)線耳機(jī)的例子，由接收部分102、揚(yáng)聲器驅(qū)動(dòng)部分103以及揚(yáng)聲器104構(gòu)成。紅外線通信接收設(shè)備101中，接收部分102接收到從未圖示的發(fā)送機(jī)通過(guò)基帶傳輸而發(fā)送的作為PDM信號(hào)的1位數(shù)據(jù)串時(shí)，通過(guò)揚(yáng)聲器驅(qū)動(dòng)部分103具有的低通濾波器再現(xiàn)模擬的聲音信號(hào)并驅(qū)動(dòng)揚(yáng)聲器104。
這樣，在紅外線通信設(shè)備中，在發(fā)送端進(jìn)行PDM方式的調(diào)制并將聲音數(shù)據(jù)變換為脈沖串的疏密數(shù)據(jù)，從而在接收端僅具有接收裝置、揚(yáng)聲器的驅(qū)動(dòng)部件以及揚(yáng)聲器就能夠容易地將接收信號(hào)變換為聲音。
作為這樣的以往的紅外線通信設(shè)備的紅外線接收部件，考慮IrDA接收裝置以及紅外線遙控接收裝置。表1表示IrDA接收裝置的規(guī)格，表2表示紅外線遙控接收裝置的規(guī)格。表1表示對(duì)于通信速率的脈沖寬度以及周期T。通信速率有高速規(guī)格FIR(4Mbps)、中速規(guī)格MIR(1.152Mbps)以及低速規(guī)格SIR(2.4kbps～115.2kbps)。此外，如表2所示，在紅外線遙控接收裝置中，脈沖寬度以及周期T根據(jù)發(fā)送碼而不同。
在音頻數(shù)據(jù)的通信中，從通信速率考慮，優(yōu)選IrDA接收裝置的高速規(guī)格FIR或中速規(guī)格MIR。
在具有上述紅外線接收裝置的紅外線通信接收機(jī)中，一般在接收距離增大時(shí)位差錯(cuò)率增大，成為通信差錯(cuò)。此時(shí)，在使用作為PDM信號(hào)的1位數(shù)據(jù)串進(jìn)行聲音數(shù)據(jù)傳輸?shù)那闆r下，通信差錯(cuò)成為噪聲，音質(zhì)劣化。
圖16表示接收波形。圖16(a)表示正常的接收波形。圖16(b)、(c)是位差錯(cuò)率增大時(shí)的接收波形，(b)是發(fā)生了表示脈沖整體喪失了的狀態(tài)的所謂“漏失脈沖(lost-pulse)”的波形，(c)是發(fā)生了表示脈沖在時(shí)間軸上部分地喪失了的狀態(tài)的所謂“開(kāi)口脈沖(slip-pulse)”的波形。圖16(b)以及圖16(c)中，由于不能正確地接收脈沖的疏密數(shù)據(jù)，因此差錯(cuò)成為噪聲，音質(zhì)劣化。
這樣，在接收作為PDM信號(hào)的1位數(shù)據(jù)串的以往的紅外線通信接收機(jī)中，在位差錯(cuò)率增大的情況下發(fā)生噪聲，音質(zhì)劣化。從而，以往存在發(fā)生了這樣的噪聲的情況下的聲音帶來(lái)不快的問(wèn)題。
特開(kāi)2004-135321號(hào)公報(bào)(2004年4月30日公開(kāi))[專利文獻(xiàn)2]特開(kāi)2005-130088號(hào)公報(bào)(2005年5月19日公開(kāi))發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的在于提供一種接收機(jī)以及具有其的紅外線無(wú)線耳機(jī)，該接收機(jī)接收作為PDM信號(hào)的1位數(shù)據(jù)串，能夠改善發(fā)生由位差錯(cuò)率引起的噪聲的情況下的不快感。
為了達(dá)到上述目的，本發(fā)明的接收機(jī)無(wú)線接收由進(jìn)行了脈沖密度調(diào)制的1位數(shù)據(jù)串構(gòu)成的被進(jìn)行基帶傳輸聲音數(shù)據(jù)，其特征在于，該接收機(jī)包括檢測(cè)部件，檢測(cè)位差錯(cuò)率的大??；以及比較部件，將由所述檢測(cè)部件檢測(cè)出的所述位差錯(cuò)率的大小與規(guī)定的基準(zhǔn)值進(jìn)行比較，在所述位差錯(cuò)率的大小小于所述基準(zhǔn)值的情況下，輸出使接收到的所述聲音數(shù)據(jù)的再現(xiàn)輸出開(kāi)啟的信號(hào)，在所述位差錯(cuò)率的大小大于所述基準(zhǔn)值的情況下，輸出使所述再現(xiàn)輸出關(guān)斷的信號(hào)。
根據(jù)上述發(fā)明，檢測(cè)部件檢測(cè)到接收信號(hào)的位差錯(cuò)率的大小時(shí)，比較部件將該檢測(cè)結(jié)果與規(guī)定值進(jìn)行比較。在比較部件的上述比較結(jié)果為位差錯(cuò)率的大小小于規(guī)定值的情況下，開(kāi)啟接收的聲音數(shù)據(jù)的再現(xiàn)輸出，在位差錯(cuò)率的大小大于規(guī)定值的情況下，關(guān)斷聲音數(shù)據(jù)的再現(xiàn)輸出。從而，在位差錯(cuò)率的大小大時(shí)，防止輸出發(fā)生了位差錯(cuò)率引起的噪聲的聲音。
通過(guò)以上，起到能夠?qū)崿F(xiàn)以下的接收機(jī)的效果，即該接收機(jī)接收作為PDM信號(hào)的1位數(shù)據(jù)串，能夠改善發(fā)生由位差錯(cuò)率引起的噪聲的情況下的不快感。
此外，本發(fā)明的接收機(jī)的特征在于，所述檢測(cè)部件具有檢測(cè)接收信號(hào)的直流分量的積分器，所述比較部件具有比較器，將所述積分器檢測(cè)出的所述直流分量與對(duì)應(yīng)于所述基準(zhǔn)值而決定的基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較。
根據(jù)上述發(fā)明，由于檢測(cè)部件通過(guò)積分器檢測(cè)接收信號(hào)的直流分量，所以能夠根據(jù)直流分量的大小檢測(cè)位差錯(cuò)率的大小。此外，由于比較部件由比較器將檢測(cè)出的直流分量與對(duì)應(yīng)于位差錯(cuò)率的大小的基準(zhǔn)值而決定的基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，所以能夠判定相對(duì)于位差錯(cuò)率的基準(zhǔn)值的大小。
從而，起到能夠容易地實(shí)現(xiàn)檢測(cè)部件以及比較部件的效果。
此外，本發(fā)明的接收機(jī)的特征在于，具有以構(gòu)成接收信號(hào)的所述1位數(shù)據(jù)串的各脈沖作為輸入來(lái)生成新的脈沖并輸出的單穩(wěn)多諧振蕩電路，所述檢測(cè)部件具有積分器，將所述單穩(wěn)多諧振蕩電路輸出的脈沖作為輸入信號(hào)，同時(shí)檢測(cè)所述檢測(cè)部件的輸入信號(hào)的直流分量，所述比較部件具有比較器，將所述積分器檢測(cè)出的所述直流分量與對(duì)應(yīng)于所述基準(zhǔn)值而決定的基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較。
根據(jù)上述發(fā)明，由于通過(guò)單穩(wěn)多諧振蕩電路以接收信號(hào)的各脈沖作為輸入生成新的脈沖，所以能夠使接收信號(hào)不依賴于接收距離而作為希望的脈沖寬度的脈沖復(fù)原。
由于檢測(cè)部件通過(guò)積分器檢測(cè)單穩(wěn)多諧振蕩電路的輸出信號(hào)的直流分量，所以能夠根據(jù)直流分量的大小來(lái)檢測(cè)位差錯(cuò)率的大小。此外，比較部件由于通過(guò)比較器將檢測(cè)出的直流分量與對(duì)應(yīng)于位差錯(cuò)率的大小的基準(zhǔn)值而決定的基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，所以能夠判定相對(duì)于位差錯(cuò)率的基準(zhǔn)值的大小。
從而，能夠容易地實(shí)現(xiàn)檢測(cè)部件以及比較部件，同時(shí)由于由檢測(cè)部件檢測(cè)出的直流分量不根據(jù)接收距離而變動(dòng)，所以起到可以進(jìn)行位差錯(cuò)率的公平的檢測(cè)的效果。
此外，由于由單穩(wěn)多諧振蕩電路重新生成脈沖，因此在將單穩(wěn)多諧振蕩電路輸出的脈沖作為發(fā)送時(shí)的脈沖寬度而用于再現(xiàn)接收機(jī)的聲音數(shù)據(jù)的情況下，起到能夠進(jìn)行良好的再現(xiàn)的效果。
此外，本發(fā)明的接收機(jī)的特征在于，具有位差錯(cuò)校正部件，通過(guò)在所述檢測(cè)部件檢測(cè)所述位差錯(cuò)率的大小之前，除去由開(kāi)口脈沖引起的所述位差錯(cuò)，從而校正位差錯(cuò)。
根據(jù)上述發(fā)明，位差錯(cuò)校正部件通過(guò)在檢測(cè)部件檢測(cè)位差錯(cuò)率的大小之前，除去由開(kāi)口脈沖引起的位差錯(cuò)，從而校正位差錯(cuò)。此時(shí)，構(gòu)成位差錯(cuò)的是漏失脈沖，這使直流分量變化。
從而，起到能夠避免被輸入檢測(cè)部件的脈沖中、由于開(kāi)口脈沖而發(fā)生了寬度的變動(dòng)的脈沖對(duì)檢測(cè)部件中的直流分量的檢測(cè)帶來(lái)誤差的效果。
此外，本發(fā)明的接收機(jī)的特征在于，具有以構(gòu)成接收信號(hào)的所述1位數(shù)據(jù)串的各脈沖作為輸入來(lái)生成新的脈沖并輸出的單穩(wěn)多諧振蕩電路，所述位差錯(cuò)校正部件在所述單穩(wěn)多諧振蕩電路生成所述新的脈沖的階段，在所述單穩(wěn)多諧振蕩電路中將所述開(kāi)口脈沖校正為正常脈沖，所述檢測(cè)部件具有積分器，將所述單穩(wěn)多諧振蕩電路輸出的脈沖作為輸入信號(hào)，同時(shí)檢測(cè)所述檢測(cè)部件的輸入信號(hào)的直流分量，所述比較部件具有比較器，將所述積分器檢測(cè)出的所述直流分量與對(duì)應(yīng)于所述基準(zhǔn)值而決定的基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較。
根據(jù)上述發(fā)明，由于通過(guò)單穩(wěn)多諧振蕩電路以接收信號(hào)的各脈沖作為輸入生成新的脈沖，所以能夠使接收信號(hào)不依賴于接收距離而作為希望的脈沖寬度的脈沖復(fù)原。此外，由于位差錯(cuò)校正部件在單穩(wěn)多諧振蕩電路生成新的脈沖的階段，在單穩(wěn)多諧振蕩電路中將開(kāi)口脈沖校正為正常脈沖，所以一定從單穩(wěn)多諧振蕩電路輸出正常脈沖。
由于檢測(cè)部件由積分器檢測(cè)單穩(wěn)多諧振蕩電路的輸出信號(hào)的直流分量，所以能夠根據(jù)直流分量的大小檢測(cè)位差錯(cuò)率的大小。此外，由于比較部件由比較器將檢測(cè)出的直流分量與對(duì)應(yīng)于位差錯(cuò)率的大小的基準(zhǔn)值而決定的基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，所以能夠判定相對(duì)于位差錯(cuò)率的基準(zhǔn)值的大小。
從而，能夠容易地實(shí)現(xiàn)檢測(cè)部件以及比較部件，同時(shí)由于由檢測(cè)部件檢測(cè)出的直流分量不根據(jù)接收距離而變動(dòng)，而且沒(méi)有開(kāi)口脈沖引起的直流分量的變動(dòng)，所以特別起到可以進(jìn)行位差錯(cuò)率的公平的檢測(cè)的效果。
此外，由于由單穩(wěn)多諧振蕩電路重新生成脈沖，而且也校正開(kāi)口脈沖，因此在將單穩(wěn)多諧振蕩電路輸出的脈沖作為發(fā)送時(shí)的脈沖寬度而用于再現(xiàn)接收機(jī)的聲音數(shù)據(jù)的情況下，起到能夠進(jìn)行良好的再現(xiàn)的效果。
此外，本發(fā)明的接收機(jī)的特征在于，所述積分器具有音頻以下的截止頻率。
根據(jù)上述發(fā)明，由于在積分器中音頻以上的頻帶被除去，因此起到直流分量的檢測(cè)變得容易的效果。
此外，本發(fā)明的接收機(jī)的特征在于，所述比較器具有磁滯特性。
根據(jù)上述發(fā)明，通過(guò)比較器具有磁滯特性，起到能夠防止比較器的輸出引起振動(dòng)(chattering)的效果。
此外，本發(fā)明的接收機(jī)的特征在于，具有溫度補(bǔ)償電路，對(duì)單穩(wěn)多諧振蕩電路輸出的脈沖的脈沖寬度進(jìn)行溫度補(bǔ)償。
根據(jù)上述發(fā)明，由于具有溫度補(bǔ)償電路，所以即使發(fā)生溫度變動(dòng)，單穩(wěn)多諧振蕩電路輸出的脈沖的脈沖寬度也是穩(wěn)定的。從而，起到即使發(fā)生溫度變動(dòng)也能夠進(jìn)行直流分量的高精度的檢測(cè)的效果。
此外，本發(fā)明的接收機(jī)的特征在于，所述溫度補(bǔ)償電路具有在37℃附近使所述脈沖寬度一定的脈沖寬度-溫度特性。
根據(jù)上述發(fā)明，在將接收機(jī)配備于安裝在人體上的裝置中的情況下，起到能夠進(jìn)行符合實(shí)際使用條件的直流分量的檢測(cè)的效果。
此外，本發(fā)明的接收機(jī)的特征在于，所述溫度補(bǔ)償電路具有用于調(diào)整脈沖寬度-溫度特性的微調(diào)電路。
根據(jù)上述發(fā)明，即使溫度補(bǔ)償電路的元件的值由于處理變動(dòng)而變動(dòng)，也能夠通過(guò)微調(diào)電路調(diào)整脈沖寬度-溫度特性。從而，即使發(fā)生處理變動(dòng)也可具有進(jìn)行直流分量的高精度的檢測(cè)的效果。
此外，本發(fā)明的紅外線無(wú)線耳機(jī)具有所述接收機(jī)，其特征在于，上述基帶傳輸通過(guò)紅外線進(jìn)行，所述接收機(jī)的輸出聲音以耳機(jī)的形式輸出。
根據(jù)上述發(fā)明，起到能夠改善紅外線無(wú)線耳機(jī)的接收信號(hào)中發(fā)生了位差錯(cuò)引起的噪聲的情況下的不快感的效果。
本發(fā)明的其它目的、特征以及優(yōu)點(diǎn)通過(guò)以下所示的記載應(yīng)足夠清楚。此外，本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)通過(guò)參照附圖的以下說(shuō)明能夠變得明白。
圖1表示本發(fā)明的實(shí)施方式，是表示紅外線通信接收機(jī)的主要部分結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖2是表示圖1的紅外線通信接收機(jī)具有的差錯(cuò)檢測(cè)部分的結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖3是說(shuō)明對(duì)應(yīng)于圖1的紅外線通信接收機(jī)的接收狀況的動(dòng)作的第一例的時(shí)序圖。
圖4是說(shuō)明對(duì)應(yīng)于圖1的紅外線通信接收機(jī)的接收狀況的動(dòng)作的第二例的時(shí)序圖。
圖5是表示磁滯比較器的結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖6(a)以及圖6(b)是說(shuō)明圖5的磁滯比較器的動(dòng)作的電路圖。
圖7(a)以及圖7(b)是說(shuō)明圖1的紅外線通信接收機(jī)通過(guò)具有圖5的磁滯比較器而得到的效果的時(shí)序圖。
圖8表示本發(fā)明的實(shí)施方式，是表示圖1的紅外線通信接收機(jī)具有的差錯(cuò)檢測(cè)部分的第二結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖9是說(shuō)明圖8的差錯(cuò)檢測(cè)部分的動(dòng)作的時(shí)序圖。
圖10表示本發(fā)明的實(shí)施方式，是表示圖1的紅外線通信接收機(jī)具有的差錯(cuò)檢測(cè)部分的第三結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖11是說(shuō)明圖10的差錯(cuò)檢測(cè)部分的動(dòng)作的時(shí)序圖。
圖12是表示發(fā)生PTAT電流的結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖13是表示使用溫度補(bǔ)償電路的情況下的脈沖寬度-溫度特性的曲線圖。
圖14是表示微調(diào)電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖15表示現(xiàn)有技術(shù)，是表示紅外線通信接收機(jī)的主要部分結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖16(a)至圖16(c)是表示接收信號(hào)的波形的波形圖。
具體實(shí)施例方式
基于圖1～圖14說(shuō)明本發(fā)明的實(shí)施方式。
基于圖1至圖7說(shuō)明本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施方式如下。
圖1表示本實(shí)施方式的紅外線通信接收機(jī)(接收機(jī))1的結(jié)構(gòu)。紅外線通信接收機(jī)1例如是紅外線無(wú)線耳機(jī)具有的接收機(jī)，包括接收部分2、揚(yáng)聲器驅(qū)動(dòng)部分3以及揚(yáng)聲器4。接收機(jī)的輸出聲音以耳機(jī)形式輸出。進(jìn)而，接收部分2具有差錯(cuò)檢測(cè)部分20。
未圖示的發(fā)送機(jī)作為發(fā)送信號(hào)，將由作為PDM信號(hào)的1位數(shù)據(jù)串構(gòu)成的聲音數(shù)據(jù)通過(guò)基帶傳輸來(lái)進(jìn)行發(fā)送。這里，假設(shè)發(fā)送信號(hào)的周期(T)為500nsec～868nsec(1.152MHz～2MHz)。這可由IrDA接收裝置的中速規(guī)格MIR(1.152Mbps)或高速規(guī)格FIR(4Mbps)的裝置接收。
接收部分2接收從發(fā)送機(jī)發(fā)送的紅外線信號(hào)并進(jìn)行放大。被放大了的信號(hào)由揚(yáng)聲器驅(qū)動(dòng)部分3通過(guò)低通濾波器再現(xiàn)為模擬信號(hào)，由此驅(qū)動(dòng)揚(yáng)聲器4。此時(shí)，接收部分2通過(guò)差錯(cuò)檢測(cè)部分20檢測(cè)接收信號(hào)的位差錯(cuò)率的大小。
圖2表示差錯(cuò)檢測(cè)部分20的結(jié)構(gòu)。差錯(cuò)檢測(cè)部分20具有積分電路(檢測(cè)部件)20a以及比較電路(比較部件)20b。
積分電路20a具有反相器31、電阻R1以及電容C1。積分電路20a將紅外線通信接收機(jī)1接收的1位數(shù)據(jù)串的聲音數(shù)據(jù)作為輸入信號(hào)in(以下，以電壓表示輸入信號(hào)in的波形)。反相器31將輸入信號(hào)in的高(High)和低(Low)反相。電阻R1的一端連接到反相器31的輸出，另一端連接到電容C1的一端。電容C1的另一端接地(地)。通過(guò)電阻R1和電容C1的積分作用取出反相器31的輸出電壓的低頻分量，特別是直流分量，作為電容C1的電壓輸出。電容C1的電壓成為積分電路20a的輸出電壓D。另外，電阻R1以及電容C1構(gòu)成積分器。從而，僅通過(guò)電阻R1以及電容C1已經(jīng)構(gòu)成了積分電路，但由于反相器31僅完成邏輯的反相以及具有緩沖器的作用，所以這里包含全部而稱作積分電路20a。
比較電路20b具有比較器32以及反相器33。比較器32對(duì)積分電路20a的輸出電壓D和基準(zhǔn)電壓Vref1進(jìn)行比較，從而輸出與其大小關(guān)系對(duì)應(yīng)的高以及低的信號(hào)。反相器33將比較器32的輸出的高和低反相，成為比較電路20b的輸出信號(hào)out(以下以電壓表示輸出信號(hào)out的波形)。
圖3表示上述差錯(cuò)檢測(cè)部分20的輸入信號(hào)in、輸出電壓D以及輸出信號(hào)out的波形。
在輸入信號(hào)in被正常接收的期間，積分電路20a使圖16(a)的正常的接收波形的高和低反相了的信號(hào)通過(guò)電阻R1和電容C1的積分作用下成為大于基準(zhǔn)電壓Vref1的輸出電壓D并被輸出。輸出電壓D由于表示包含接收信號(hào)的直流分量的低頻分量，因此根據(jù)PDM信號(hào)的各瞬時(shí)的脈沖密度而變動(dòng)。在比較電路20b中，比較器32對(duì)輸出電壓D和基準(zhǔn)電壓Vref1進(jìn)行比較，判定為輸出電壓D大于基準(zhǔn)電壓Vref1而輸出低的信號(hào)，因此輸出信號(hào)out成為高。
接著，在輸入信號(hào)in中發(fā)生了位差錯(cuò)的期間，積分電路20a使圖16(b)的“漏失脈沖”或圖16(c)的“開(kāi)口脈沖”的接收波形的高和低反相了的信號(hào)在電阻R1和電容C1的積分作用下成為輸出電壓D。在該情況下，由于引起脈沖整體的喪失或部分的喪失，因此直流分量減少，大致成為比正常接收時(shí)小的輸出電壓D而被輸出。從而，由于輸出電壓D隨著位差錯(cuò)率增大而逐漸減小，因此存在輸出電壓D小于基準(zhǔn)電壓Vref1的位差錯(cuò)率的大小。本實(shí)施方式中，將生成與基準(zhǔn)電壓Vref1相等的輸出電壓D這樣的位差錯(cuò)率的大小作為許用值的閾值來(lái)決定。在比較電路20b中，比較器32對(duì)輸出電壓D和基準(zhǔn)電壓Vref1進(jìn)行比較，在判斷為輸出電壓D小于基準(zhǔn)電壓Vref1時(shí)，輸出高的信號(hào)，因此輸出信號(hào)out成為低。
在圖3中，表示在正常接收期間之后發(fā)生了位差錯(cuò)的期間持續(xù)的狀況，在正常接收期間比基準(zhǔn)電壓Vref1大的輸出電壓D轉(zhuǎn)移到發(fā)生位差錯(cuò)的期間后逐漸減小，不久就小于基準(zhǔn)電壓Vref1。
在本實(shí)施方式中，基準(zhǔn)電壓Vref1是對(duì)應(yīng)于位差錯(cuò)率的大小的基準(zhǔn)值而決定的電壓。在正常接收期間，使用高的輸出信號(hào)out將紅外線通信接收機(jī)1的聲音數(shù)據(jù)的再現(xiàn)輸出開(kāi)啟(ON)，在位差錯(cuò)率的大小大于基準(zhǔn)值的期間，使用低的輸出信號(hào)out將紅外線通信接收機(jī)1的聲音數(shù)據(jù)的再現(xiàn)輸出關(guān)斷(OFF)。比較器32判定為輸出電壓D大于基準(zhǔn)電壓Vref1相當(dāng)于判定為位差錯(cuò)率的大小小于基準(zhǔn)值，判定為輸出電壓D小于基準(zhǔn)電壓Vref1相當(dāng)于判定為位差錯(cuò)率的大小大于基準(zhǔn)值。
PDM信號(hào)的1位數(shù)據(jù)串具有音頻頻帶(300Hz～20kHz左右)的頻率分量，因此如上所述，積分電路20a的輸出電壓D的波形根據(jù)該分量而變動(dòng)。這里，通過(guò)將積分電路20a的截止頻率fc設(shè)為300Hz以下，從而去除300Hz～20kHz的信號(hào)分量，由于直流分量以外的低頻分量小，因此直流分量的檢測(cè)變得容易。圖4表示積分電路20a的截止頻率為音頻以下的情況下的輸出電壓D的波形。直流分量的比例增大，輸出電壓D的變動(dòng)減小，因此直流分量的檢測(cè)變得容易。
接著，詳細(xì)說(shuō)明所述比較器32。如圖2的附圖標(biāo)記所示，比較器32可以采用磁滯比較器。由于發(fā)送信號(hào)為PDM信號(hào)，因此信號(hào)分量根據(jù)脈沖密度而在某一范圍中變動(dòng)。從而，積分電路20a的輸出電壓D也在某一范圍內(nèi)變動(dòng)。此時(shí)，輸出電壓D在基準(zhǔn)電壓Vref1附近變動(dòng)時(shí)，由于或大于或小于基準(zhǔn)電壓Vref1，因此比較器32的輸出由于振動(dòng)而可能發(fā)生頻繁地重復(fù)開(kāi)啟/關(guān)斷的誤動(dòng)作。如果比較器32中具有磁滯特性，則能夠降低上述誤動(dòng)作。在比較器32具有磁滯特性的情況下，輸出信號(hào)out從高變化為低時(shí)，將基準(zhǔn)電壓Vref1的電壓增大，輸出信號(hào)out從低變化到高時(shí)，將基準(zhǔn)電壓Vref1的電壓減小，從而防止輸出電壓D的變動(dòng)引起的誤動(dòng)作。
圖5表示作為磁滯比較器的比較器32的電路例子。
該比較器32具有比較部分32a和電平移動(dòng)部分32b。此外，電平移動(dòng)部分32b的輸出上連接有反相器33。
比較部分32a具有恒流源Itail，由P溝道型的MOS晶體管構(gòu)成的晶體管Tr1、Tr2，以及由N溝道型的MOS晶體管構(gòu)成的晶體管Tr3～Tr6。電平移動(dòng)部分32b具有P溝道型的MOS晶體管構(gòu)成的晶體管Tr9～Tr13，以及由N溝道型的MOS晶體管構(gòu)成的晶體管Tr7、Tr8、Tr14。
反相器33由CMOS反相器構(gòu)成，具有由P溝道型的MOS晶體管構(gòu)成的晶體管Tr15，以及由N溝道型的MOS晶體管構(gòu)成的晶體管Tr16。
首先，說(shuō)明比較部分32a中的元件的連接關(guān)系。
晶體管Tr1的源極和晶體管Tr2的源極互相連接，在其連接點(diǎn)和電源Vcc之間設(shè)有恒流源Itail。晶體管Tr1的柵極為積分電路20a的輸出電壓D的輸入端子，晶體管Tr2的柵極為基準(zhǔn)電壓Vref1的輸入端子。恒流源Itail從電源Vcc向晶體管Tr1、Tr2的流過(guò)恒流Itail。
晶體管Tr5和晶體管Tr6構(gòu)成電流鏡電路，晶體管Tr5流過(guò)晶體管Tr6的N倍的漏電流(drain current)。晶體管Tr6的漏極連接到晶體管Tr2的漏極，晶體管Tr6的源極接地。晶體管Tr5的漏極連接到晶體管Tr1的漏極，晶體管Tr5的源極接地。晶體管Tr5的柵極和晶體管Tr6的柵極互相連接，其連接點(diǎn)還與晶體管Tr6的漏極連接。
晶體管Tr3和晶體管Tr4構(gòu)成電流鏡電路，晶體管Tr4流過(guò)晶體管Tr3的N倍的漏電流。晶體管Tr3的漏極連接到晶體管Tr1的漏極，晶體管Tr3的源極接地。晶體管Tr4的漏極連接到晶體管Tr2的漏極，晶體管Tr4的源極接地。晶體管Tr3的柵極和晶體管Tr4的柵極互相連接，其連接點(diǎn)還與晶體管Tr3的漏極連接。
接著，說(shuō)明電平移動(dòng)部分32b中的元件的連接關(guān)系。
晶體管Tr7的柵極與晶體管Tr5、Tr6的柵極連接。晶體管Tr7的源極接地。晶體管Tr8的柵極與晶體管Tr3、Tr4的柵極連接。晶體管Tr8的源極接地。
晶體管Tr9和晶體管Tr10構(gòu)成電流鏡電路，電流比為1∶1。晶體管Tr9的漏極連接到晶體管Tr7的漏極，晶體管Tr9的源極連接到電源Vcc。晶體管Tr10的漏極連接到晶體管Tr8的漏極，晶體管Tr10的源極連接到電源Vcc。晶體管Tr9的柵極和晶體管Tr10的柵極互相連接，其連接點(diǎn)還連接到晶體管Tr9的漏極。
晶體管Tr11和晶體管Tr12構(gòu)成電流鏡電路，電流比為1∶1。晶體管Tr12的漏極連接到晶體管Tr8的漏極，晶體管Tr12的源極連接到電源Vcc。晶體管Tr11的漏極連接到晶體管Tr7的漏極，晶體管Tr11的源極連接到電源Vcc。晶體管Tr11的柵極和晶體管Tr12的柵極互相連接，其連接點(diǎn)還連接到晶體管Tr12的漏極。
晶體管Tr13的柵極與晶體管Tr11、Tr12的柵極連接。晶體管Tr13的源極連接到電源Vcc。晶體管Tr14的柵極連接到晶體管Tr5、Tr6、Tr7的柵極。晶體管Tr14的源極接地。晶體管Tr13的漏極和晶體管Tr14的漏極互相連接，其連接點(diǎn)為電平移動(dòng)部分32b的輸出端子。
接著，說(shuō)明反相器33中的元件的連接關(guān)系。
晶體管Tr15的柵極以及晶體管Tr16的柵極連接到電平移動(dòng)部分32b的輸出端子。晶體管Tr15的源極連接到電源Vcc。晶體管Tr16的源極接地。晶體管Tr15的漏極和晶體管Tr16的漏極互相連接，其連接點(diǎn)為反相器33的輸出端子，即比較電路32的輸出端子。
接著，說(shuō)明以上的結(jié)構(gòu)的比較電路32的動(dòng)作。
圖6(a)是說(shuō)明積分電路20a的輸出電壓D從大的值向小的值變化時(shí)的動(dòng)作的圖。圖6(b)是說(shuō)明積分電路20a的輸出電壓D從小的值向大的值變化時(shí)的動(dòng)作的圖。
圖6(a)中圖示了首先輸出電壓D的值大，比較電路32的輸出信號(hào)out處于高的狀態(tài)。
在D＞Vref1-ΔV1時(shí)，晶體管Tr1中不流過(guò)電流，在晶體管Tr2為過(guò)激勵(lì)(overdriver)狀態(tài)時(shí)，由于晶體管Tr3中不流過(guò)漏電流，因此晶體管Tr4中也不流過(guò)漏電流。從而，晶體管Tr6需要導(dǎo)通，晶體管Tr5也導(dǎo)通。但是，由于晶體管Tr5中不流過(guò)漏電流，因此晶體管Tr5的漏極-源極間電壓Vds＝0V，晶體管Tr3、Tr4的柵電位成為地電位，晶體管Tr3、Tr4截止。
此時(shí)，晶體管Tr7、Tr14導(dǎo)通，晶體管Tr8截止。此外，盡管晶體管Tr9、Tr10導(dǎo)通，但晶體管Tr10中不流過(guò)漏電流，晶體管Tr10的漏極-源極間電壓Vds成為0V。從而，晶體管Tr11、Tr12的柵電位升高，晶體管Tr11、Tr12截止，晶體管Tr13也同樣截止。圖6(a)中用虛線示出由于晶體管的截止而不流過(guò)電流的位置。其結(jié)果，晶體管Tr15導(dǎo)通，晶體管Tr16截止，輸出信號(hào)out成為高。
輸出電壓D減少而成為D＝Vref1-ΔV1，此時(shí)，晶體管Tr2的過(guò)激勵(lì)狀態(tài)被解除，晶體管Tr2的漏電流可能減少，晶體管Tr1以及晶體管Tr2兩者中流過(guò)漏電流時(shí)，由于晶體管Tr1中流過(guò)的漏電流流過(guò)晶體管Tr5，所以晶體管Tr1的漏電流成為晶體管Tr2的漏電流的N倍。從而，晶體管Tr1的漏電流M1＝{N/(N+1)}×Itail，晶體管Tr2的漏電流M2＝{1/(N+1)}×Itail，差動(dòng)對(duì)平衡。
此外，此時(shí)的晶體管Tr1和晶體管Tr2的柵極-源極間電壓Vgs的差成為ΔV。由于晶體管Tr1和晶體管Tr2的源電位互相相等，所以使漏電流M1、M2的W/L比(W是柵極寬度，L是柵極長(zhǎng)度)互相相等，將晶體管Tr1的柵極-源極間電壓設(shè)為Vgs1，將晶體管Tr2的柵極-源極間電壓設(shè)為Vgs2時(shí)，由于Vref1+Vgs2＝Vref1-ΔV1+Vgs1因此，
ΔV1＝Vgs1-Vgs2＝21/2×Vov×{(N/(N+1))1/2-(1/(N+1))1/2}...(1)其中，Vov＝(Itail/(μ0×Cox×W/L)1/2)μ0是載流子的遷移率，Cox是柵極絕緣膜的電容，Vox是沒(méi)有磁滯的情況下(N＝1)的用于流過(guò)漏電流M1、M2的晶體管Tr1、Tr2的過(guò)激勵(lì)電壓。
接著，輸出電壓D進(jìn)一步減少而成為D＜Vref1-ΔV1時(shí)，由于晶體管Tr1的漏電流要增加，因此晶體管Tr5的電流也要增加。但是，晶體管Tr1的漏電流增加時(shí)，晶體管Tr2的漏電流必然減少，所以晶體管Tr5的電流不能增加。從而，晶體管Tr1的漏電流將晶體管Tr3的柵極急速地充電而使晶體管Tr3導(dǎo)通。由此，晶體管Tr5的漏極-源極間電壓Vds增大。此外，伴隨于此，晶體管Tr4也導(dǎo)通。
但是，由于晶體管Tr4要流過(guò)晶體管Tr3的N倍的電流，因此雖然應(yīng)增加晶體管Tr2的電流，但晶體管Tr2的電流必須減少，所以晶體管Tr4要從晶體管Tr6的柵極抽取電流，晶體管Tr5、Tr6的柵電位降低，晶體管Tr5、Tr6截止。由于該電流抽取有極限，所以在達(dá)到極限后，晶體管Tr4中不流過(guò)漏電流，漏極-源極間電壓Vds成為0V，晶體管Tr5、Tr6的柵電位成為地電位。結(jié)果，晶體管Tr2中不流過(guò)漏電流。
這樣，D＝Vref1-ΔV1時(shí)的平衡不穩(wěn)定，剛一達(dá)到D＜Vref1-ΔV1電路的電流分布就反轉(zhuǎn)。由此，即使在電平移動(dòng)部分32b中也引起電流分布的反轉(zhuǎn)，輸出信號(hào)out成為低。
在圖6(b)中，示出從如圖6(a)這樣輸出信號(hào)out成為低的狀態(tài)起，積分電路20a的輸出電壓D反而上升的情況下的電路狀態(tài)，首先圖示了輸出信號(hào)out為低的狀態(tài)。
在圖6(a)中，晶體管Tr1、Tr2的源電位與從D＝Vref1-ΔV1的狀態(tài)成為D＜Vref1-ΔV1的瞬間相比，在成為D＜Vref1-ΔV1后提高。這是由于該狀態(tài)轉(zhuǎn)移通過(guò)正反饋進(jìn)行，既便稍微成為D＜Vref1-ΔV1，晶體管Tr1也成為過(guò)激勵(lì)狀態(tài)。從而，在圖6(b)中，輸出信號(hào)out的輸出電壓out從低的狀態(tài)上升時(shí)，輸出電壓D如果不上升到大于Vref1-ΔV1的Vref1+ΔV2，則晶體管Tr1的漏電流減少，不會(huì)在晶體管Tr2中流過(guò)漏電流。由此，在D＜Vref1+ΔV2時(shí)，成為晶體管Tr1中流過(guò)漏電流，晶體管Tr2中不流過(guò)漏電流的狀態(tài)，電流分布成為與圖6(a)中的D＜Vref1-ΔV1相同。從而，輸出信號(hào)out成為低。
輸出電壓D上升而成為Vref1+ΔV2時(shí)，成為晶體管Tr1以及晶體管Tr2兩者中流過(guò)漏電流的狀態(tài)。
此時(shí)，晶體管Tr1的漏電流M1＝{1/(N+1)}×Itail，M2＝{N/(N+1)}×Itail，差動(dòng)對(duì)平衡。
此時(shí)，由于Vref1+Vgs2＝Vref1+ΔV2+Vgs1因此，ΔV2＝Vgs2-Vgs1＝21/2×Vov×{(N/(N+1))1/2-(1/(N+1))1/2}...(2)從而，根據(jù)(1)式以及(2)式，ΔV1＝ΔV2＝ΔVVref1-ΔV1和Vref1+ΔV2對(duì)于Vrefl成為對(duì)稱位置。
接著，輸出電壓D進(jìn)一步增加而成為D＞Vref1+ΔV2時(shí)，電流分布與圖6(a)中的D＞Vref1-ΔV1時(shí)的電流分布相等，輸出信號(hào)out成為高。此時(shí)，通過(guò)正反饋的作用，晶體管Tr1中不流過(guò)漏電流，晶體管Tr2成為過(guò)激勵(lì)狀態(tài)。輸出電壓D從該狀態(tài)起減少時(shí)，引起圖6(a)中說(shuō)明的變化。
圖7表示具有和沒(méi)有磁滯特性的情況下的波形的不同。圖7(a)是沒(méi)有磁滯特性的情況下的波形，在引起位差錯(cuò)的期間，輸出電壓D在基準(zhǔn)電壓Vref1附近變動(dòng)時(shí)，輸出信號(hào)out中發(fā)生振動(dòng)。從而，紅外線通信接收機(jī)1的聲音數(shù)據(jù)的再現(xiàn)處理頻繁地引起開(kāi)啟和關(guān)斷的切換。另一方面，圖7(b)是具有磁滯特性的情況下的波形圖，即使在引起位差錯(cuò)的期間在Vref1附近變動(dòng)，一旦在輸出電壓D小于Vref1-ΔV之后，比較器32的閾值成為Vref1+ΔV。從而，輸出信號(hào)out的振動(dòng)被防止，紅外線通信接收機(jī)1的聲音數(shù)據(jù)的再現(xiàn)輸出不會(huì)頻繁地引起開(kāi)啟和關(guān)斷的切換。
使用圖8至圖14說(shuō)明本發(fā)明的其它實(shí)施方式如下。
圖8表示本實(shí)施方式的紅外線通信接收機(jī)1具有的差錯(cuò)檢測(cè)部分20的結(jié)構(gòu)。該差錯(cuò)檢測(cè)部分20是對(duì)圖2的差錯(cuò)檢測(cè)部分20追加了單穩(wěn)多諧振蕩電路20c的結(jié)構(gòu)。
單穩(wěn)多諧振蕩電路20c作為輸入信號(hào)in被輸入紅外線通信接收機(jī)1接收的接收信號(hào)，并作為輸出將輸出信號(hào)H輸出。該輸出信號(hào)H被輸入積分電路20a之外，還被用作紅外線通信接收機(jī)1的用于再現(xiàn)的聲音信號(hào)。在本實(shí)施方式中，不依賴于紅外線通信接收機(jī)1距發(fā)送機(jī)的距離，用積分電路20a準(zhǔn)確地檢測(cè)位差錯(cuò)。此外，伴隨于此，“漏失脈沖”以及“開(kāi)口脈沖”中僅“漏失脈沖”由積分電路20a檢測(cè)。
單穩(wěn)多諧振蕩電路20c包括電容C2、電阻R2、反相器34、恒流源I1、晶體管Tr21、電容C3以及比較器35。
電容C2的一端是輸入信號(hào)in的輸入端子，另一端連接到電阻R2的一端。電阻R2的另一端被上拉到電源。反相器34的輸入端子連接到電容C2和電阻R2的連接點(diǎn)A。晶體管Tr21由N溝道型的MOS晶體管構(gòu)成，柵極連接到反相器34的輸出端子B。
恒流源I1被設(shè)置在電源和晶體管Tr21的漏極之間，向晶體管Tr21流過(guò)恒流I1。晶體管Tr21的源極接地。電容C3與晶體管Tr21并聯(lián)連接。比較器35的同相輸入端子與晶體管Tr21的漏極和電容C3的連接點(diǎn)C連接。比較器35的反相輸入端子上輸入基準(zhǔn)電壓Vref2。比較器35的輸出端子位單穩(wěn)多諧振蕩電路20c的輸出端子H。
使用圖9說(shuō)明上述結(jié)構(gòu)的單穩(wěn)多諧振蕩電路20c的動(dòng)作。
假設(shè)圖9的最左側(cè)所示的脈沖被接收時(shí)，電容C2的輸入端一端的電壓瞬間低于脈沖的開(kāi)始沿，流過(guò)從電源向電容C2的充電電流，從而電阻R2發(fā)生壓降。該壓降在電容C2的充電結(jié)束之前逐漸減小，如點(diǎn)A的波形這樣，成為發(fā)生觸發(fā)的狀態(tài)。該波形被輸入反相器34，如點(diǎn)B的波形這樣，成為細(xì)的方波而被輸出。該波形被輸入晶體管Tr21的柵極。
至此進(jìn)行了從恒流源I1對(duì)電容C3的充電，但因晶體管Tr21導(dǎo)通，電容C3的兩端子之間短路，從而電容C3放電，其電壓成為0V。點(diǎn)B的脈沖下降時(shí)，晶體管Tr21截止，電容C3上由于來(lái)自恒流源I1的恒流I1而表現(xiàn)與時(shí)間成正比的電壓。該充電在電容C3的電壓與電源電壓相等時(shí)停止。從而，晶體管Tr21導(dǎo)通，電容C3的電壓小于基準(zhǔn)電壓Vref2之后，晶體管Tr21截止，在電容C3的電壓大于基準(zhǔn)電壓Vref2之前的期間，成為低電平的脈沖被輸出到H點(diǎn)。點(diǎn)H的脈沖寬度成為Tpw＝C3×Vref2/I1 ...(3)。
這樣，單穩(wěn)多諧振蕩電路20c通過(guò)一個(gè)脈沖的輸入而輸出一個(gè)新的脈沖，自然被復(fù)位。
紅外線通信接收機(jī)1離發(fā)送機(jī)的距離，即接收距離不同時(shí)，引起接收的脈沖寬度變動(dòng)的現(xiàn)象。圖9表示輸入信號(hào)in的脈沖寬度增大的情況和減小的情況。單穩(wěn)多諧振蕩電路20c的點(diǎn)H的脈沖的結(jié)束定時(shí)由內(nèi)部電路的狀態(tài)決定，不依賴于輸入信號(hào)in的脈沖結(jié)束定時(shí)，因此即使輸入信號(hào)in的脈沖寬度變動(dòng)，在點(diǎn)H也通常輸出相同寬度的脈沖。如果使(3)式所表示的脈沖寬度Tpw與接收信號(hào)的正常的脈沖寬度相等，則也可以將點(diǎn)H的脈沖用于再現(xiàn)聲音數(shù)據(jù)。此外，在接收信號(hào)中存在“開(kāi)口脈沖”的情況下，由于該脈沖中產(chǎn)生多個(gè)脈沖開(kāi)始定時(shí)，因此單穩(wěn)多諧振蕩電路20c輸出的一個(gè)脈沖期間尚未結(jié)束就已施加下一個(gè)脈沖的觸發(fā)，點(diǎn)H的脈沖成為多個(gè)脈沖相連的寬度略大的脈沖。相對(duì)于此，接收信號(hào)中存在“漏失脈沖”時(shí)，由于不對(duì)單穩(wěn)多諧振蕩電路20c輸入觸發(fā)，因此點(diǎn)H的電壓成為高的狀態(tài)。
從而，雖然存在“開(kāi)口脈沖”引起的寬度稍大的脈沖，但積分電路20a中流入總體上伴隨于“漏失脈沖”引起的直流分量的減少的信號(hào)。由此，將“漏失脈沖”作為位差錯(cuò)檢測(cè)，能夠?qū)?yīng)于積分電路20a的輸出來(lái)進(jìn)行紅外線通信接收機(jī)1的聲音數(shù)據(jù)的再現(xiàn)輸出的開(kāi)啟以及關(guān)斷。由于用不依賴于接收距離的寬度的脈沖來(lái)檢測(cè)位差錯(cuò)，所以由于比較器32與基準(zhǔn)電壓Vref1進(jìn)行比較的積分電路20a的輸出電壓D不依賴于接收距離，因此能夠在接收距離間公平地進(jìn)行位差錯(cuò)率的檢測(cè)，并且能夠進(jìn)行可靠性高的位差錯(cuò)的評(píng)價(jià)。
此外，點(diǎn)H的電壓用于紅外線通信接收機(jī)1的聲音數(shù)據(jù)的再現(xiàn)，但由于可以使用不依賴于接收距離的寬度的脈沖，因此能夠防止聲壓根據(jù)接收距離而變動(dòng)的情況。
接著，圖10表示本實(shí)施方式的變形例的結(jié)構(gòu)。該圖示出了差錯(cuò)檢測(cè)部分20的結(jié)構(gòu)，但這是對(duì)圖8的差錯(cuò)檢測(cè)部分20的單穩(wěn)多諧振蕩電路20c追加“與非”(NAND)電路36以及反相器37，并進(jìn)一步追加了誤動(dòng)作防止電路(位差錯(cuò)校正部件)20d的結(jié)構(gòu)。
在單穩(wěn)多諧振蕩電路20c中，“與非”電路36是兩個(gè)輸入，一個(gè)輸入端子連接到反相器34的輸出端子，另一個(gè)輸入端子連接到誤動(dòng)作防止電路20d的輸出端子。反相器37的輸入端子連接到“與非”電路36的輸出端子，反相器37的輸出端子連接到晶體管Tr21的柵極G。
誤動(dòng)作防止電路20d包括反相器38、恒流源I2、晶體管Tr22、電容C4以及比較器39。反相器38的輸入端子連接到輸入信號(hào)in的輸入端子。晶體管Tr22由N溝道型的MOS晶體管構(gòu)成，柵極連接到反相器38的輸出端子。
恒流源I2被設(shè)置在電源和晶體管Tr22的漏極之間，向晶體管Tr22流過(guò)恒流I2。晶體管Tr22的源極接地。電容C4與晶體管Tr22并聯(lián)連接。比較器39的同相輸入端子與晶體管Tr22的漏極和電容C4的連接點(diǎn)E連接。比較器39的反相輸入端子上輸入基準(zhǔn)電壓Vref3。比較器39的輸出端子為誤動(dòng)作防止電路20d的輸出端子F，連接到所述“與非”電路36的輸入端子。
圖11表示使用上述誤動(dòng)作防止電路20d時(shí)的各點(diǎn)的電壓波形。在該圖中，輸入信號(hào)in、點(diǎn)A的波形以及點(diǎn)B的波形與圖9相同。
在誤動(dòng)作防止電路20d中，電容C4上由于恒流源I2而表現(xiàn)某一充電電壓。輸入信號(hào)in由反相器38將電平反相后輸入晶體管Tr22的柵極時(shí)，該信號(hào)的高期間，晶體管Tr22導(dǎo)通，電容C4放電，充電電壓成為0V。晶體管Tr22的柵極的輸入信號(hào)的脈沖下降時(shí)，晶體管Tr22成為截止，電容C4以恒流源I2的電流開(kāi)始充電，充電電壓不斷上升，達(dá)到由電源電壓限制的電壓而停止。該狀態(tài)作為點(diǎn)E的波形表示在圖11中。
點(diǎn)E的電壓通過(guò)比較器39與基準(zhǔn)電壓Vref3進(jìn)行比較，在點(diǎn)E的電壓小于基準(zhǔn)電壓Vref3的期間，低的脈沖作為比較器39的輸出電壓被輸出，在點(diǎn)E的電壓大于基準(zhǔn)電壓Vref3的期間，高的脈沖作為比較器39的輸出電壓被輸出。該輸出電壓的波形作為輸出端子F的波形表示在圖11中。
該輸出端子F的電壓和單穩(wěn)多諧振蕩電路20c的點(diǎn)B的電壓由“與非”電路36進(jìn)行“與非”運(yùn)算，進(jìn)而由反相器37進(jìn)行邏輯反相，成為圖11所示的點(diǎn)G的波形。由于點(diǎn)G的波形是將作為紅外線通信接收機(jī)1的接收信號(hào)的輸入信號(hào)in的各脈沖的開(kāi)始定時(shí)進(jìn)行了捕捉的脈沖，因此輸入信號(hào)in即使是開(kāi)口脈沖，也成為僅反映最初的脈沖下降的脈沖。從而，在點(diǎn)G的脈沖被輸入了晶體管Tr21的柵極之后，點(diǎn)C的波形與圖9這樣多次充電的波形不同，引起與其它的正常接收的脈沖、以及大的振幅接收的脈沖以及以小的振幅接收的脈沖相同的充電電壓的變化。由此，在點(diǎn)H，也包含開(kāi)口脈沖的所有的接收脈沖作為相等振幅的正常脈沖被輸出。
從而，防止開(kāi)口脈沖對(duì)直流分量的檢測(cè)帶來(lái)誤差。由此，可以進(jìn)行位差錯(cuò)率的特別公平的檢測(cè)。此外，在將點(diǎn)H的信號(hào)用于聲音數(shù)據(jù)的再現(xiàn)的情況下，由于接收了開(kāi)口脈沖的脈沖被校正為正常脈沖后被提供給再現(xiàn)，所以能夠進(jìn)行音頻數(shù)據(jù)的特別良好的再現(xiàn)。
使用圖12至圖14說(shuō)明本發(fā)明的其他的實(shí)施方式如下。
本實(shí)施方式公開(kāi)了在實(shí)施方式1以及實(shí)施方式2中，使圖8或圖10的點(diǎn)H的脈沖寬度一定的技術(shù)。
點(diǎn)H的輸出電壓的脈沖寬度Tpw由(3)式表示，因此為了使該脈沖寬度Tpw一定，需要使C3、Vref2以及I1的值一定。作為這些變動(dòng)要素，舉出溫度變動(dòng)或處理變動(dòng)。
一般在單片電路IC中容易發(fā)生PTAT(proportional to absolutetemperature，與絕對(duì)溫度成正比)電流。從而，首先對(duì)于電流I1能夠得到不依賴于溫度的一定值。圖12表示PTAT電流發(fā)生電路的例子。
該P(yáng)TAT電流發(fā)生電路包括由PNP型的雙極晶體管構(gòu)成的晶體管QP1～QP4、由NPN型的雙極晶體管構(gòu)成的QN1、QN2以及電阻R0、R4。
晶體管QN1的基極和晶體管QN2的基極互相連接，其連接點(diǎn)還連接到晶體管QN2的集電極。晶體管QN1的發(fā)射極接地，晶體管QN2的發(fā)射極連接到電阻R0的一端。電阻R0的另一端接地。晶體管QN1和晶體管QN2的尺寸比為1∶N。
晶體管QP1的基極和晶體管QP2～QP4的基極互相連接，構(gòu)成電流鏡電路。這些基極之間的連接點(diǎn)還連接到晶體管QP1的集電極。晶體管QP1的集電極連接到晶體管QN1的集電極，晶體管QP1的發(fā)射極連接到電源vdd。晶體管QP2的集電極連接到晶體管QN2的集電極，晶體管QP2的發(fā)射極連接到電源vdd。晶體管QP2流過(guò)晶體管QP1的N倍的集電極電流(尺寸比為1∶N)。
晶體管QP3的發(fā)射極連接到電源vdd，晶體管QP3的集電極連接到圖8以及圖10的點(diǎn)C。
晶體管QP4的發(fā)射極連接到電源vdd，晶體管QP4的集電極連接到電阻R4的一端。電阻R4的另一端接地。而且，電阻R4的上述一端作為圖8以及圖10的基準(zhǔn)電壓Vref2的發(fā)生端子連接到反相器35的反相輸入端子。
在上述結(jié)構(gòu)中，I1＝Vt×(lnN)/R0 ...(4)
成立。其中，Vt＝k×T/q(k波耳茲曼常數(shù)，T絕對(duì)溫度，q電子的凈電荷，N晶體管QP1、QN1和晶體管QP2、QN2的尺寸比)。
此外，溫度系數(shù)為(I1/T)/I1＝1/T-(R0/T)/R0。
由于電流I1也流過(guò)電阻R4，因此如果使用電阻R4中的壓降生成基準(zhǔn)電壓Vref2，則成為Vref2＝R4×I1＝R4×Vt×(lnN)/R0 ...(5)。
這里，單穩(wěn)多諧振蕩電路20c的點(diǎn)H的脈沖寬度Tpw通過(guò)(3)～(5)式而成為Tpw＝C3×Vref2/I1＝C3×R4 ...(6)因此由時(shí)間常數(shù)C3×R4決定。集成電路IC的元件的值受到溫度變動(dòng)以及工藝處理變動(dòng)的影響。
首先，說(shuō)明溫度變動(dòng)，由于關(guān)于電流I1得到不依賴于溫度的電流，所以如果電容C3以及電阻R4的各值不因溫度變動(dòng)而變動(dòng)，則沒(méi)有由脈沖寬度Tpw的溫度變動(dòng)引起的變動(dòng)。
一般由于電容值的溫度變動(dòng)引起的變動(dòng)比電阻小，因此能夠?qū)⑵浜雎?。此時(shí)，由于(6)式而成為Tpw/T＝C3×R4/T(Tpw/T)/Tpw＝(R4/T)/R4通過(guò)電阻R4的溫度系數(shù)決定脈沖寬度Tpw的脈沖寬度的溫度變動(dòng)引起的變動(dòng)。
為了降低電阻R4的溫度變動(dòng)引起的變動(dòng)，有以具有不同的溫度系數(shù)的電阻構(gòu)成電阻R4的方法。
擴(kuò)散電阻一般具有正的溫度系數(shù)(tc-rb)，多晶硅的電阻可以是負(fù)的溫度系數(shù)(tc-poly)。此時(shí)，通過(guò)由(擴(kuò)散電阻值)∶(多晶硅的電阻值)＝(1/tc-rb)∶(1/tc-poly)...(7)
的比構(gòu)成電阻R4，可以降低溫度變動(dòng)引起的變動(dòng)。將擴(kuò)散電阻的溫度系數(shù)tc-rb例如設(shè)為500ppm，將多晶硅的電阻的溫度系數(shù)tc-poly例如設(shè)為-3000ppm時(shí)，通過(guò)將(7)式的比設(shè)為6∶1，可以充分減少合成電阻值的溫度系數(shù)。
由此，對(duì)于溫度變動(dòng)能夠得到一定的脈沖寬度Tpw，通過(guò)積分電路20a的直流分量的穩(wěn)定的檢測(cè)變得容易。
這里，即使包括由具有如上述這樣不同的溫度系數(shù)的電阻構(gòu)成的溫度補(bǔ)償電路，也難以在全部溫度范圍(-30℃～85℃左右)對(duì)電阻R4得到一定的電阻值。由于電阻的溫度系數(shù)通常包含二次的校正項(xiàng)，因此即使以(7)式的比通過(guò)溫度系數(shù)來(lái)決定電阻值，二次的校正項(xiàng)也成為誤差。圖13表示溫度補(bǔ)償電路的脈沖寬度-溫度特性。圖13中，溫度由Ta表示。這里，在將紅外線通信接收機(jī)1構(gòu)成為被包括在紅外線無(wú)線耳機(jī)中的情況下，佩戴于人體的使用是通常的使用方式，所以如果實(shí)現(xiàn)在人體的體溫附近(37℃前后)成為平坦的溫度補(bǔ)償電路的特性曲線，則在實(shí)際使用條件下得到良好的特性。從而，在包含37℃的溫度范圍內(nèi)特性曲線平坦即可。在該圖中，表示對(duì)(擴(kuò)散電阻值)∶(多晶硅的電阻值)的比進(jìn)行微調(diào)整，以便在37℃附近脈沖寬度Tpw取166.6nsec的一定值的結(jié)果的曲線。
接著，說(shuō)明電容C3以及電阻R4的值的因工藝處理變動(dòng)引起的變動(dòng)。從(6)式可知，脈沖寬度Tpw受到電容C3以及電阻R4的值的因處理變動(dòng)引起的變動(dòng)的影響。一般在集成電路中，電容量有±10％左右的偏差，電阻值有±20％左右的偏差。這里，由于脈沖寬度Tpw由時(shí)間常數(shù)C3×R4表示，因此如果使該時(shí)間常數(shù)一定，則脈沖寬度Tpw也可以一定。從而，通過(guò)微調(diào)電路來(lái)僅調(diào)整電阻R4的電阻值從而調(diào)整時(shí)間常數(shù)C3×R4，從而能夠降低這樣的處理變動(dòng)的影響。
圖14表示微調(diào)電路的例子。
如電阻R、2R、4R...這樣，順序地串連連接電阻2nR(n是微調(diào)位數(shù)，是0以上的整數(shù))，與各電阻并聯(lián)連接微調(diào)元件trim1、trim2...。由于微調(diào)元件將與自身并聯(lián)連接的電阻短路，所以進(jìn)行將與電阻2nR中要選擇的電阻并聯(lián)連接的微調(diào)元件開(kāi)路的處理。例如，在要選擇電阻2R、8R、32R而得到它們的合成電阻值42R的情況下，將微調(diào)元件trim2、trim8、trim32設(shè)為開(kāi)路狀態(tài)。作為能夠在IC內(nèi)進(jìn)行的微調(diào)方法，已知多晶硅激光微調(diào)、多晶硅熔斷微調(diào)、齊納擊穿二極管(zener zap diode)微調(diào)等方法。
在發(fā)明的詳細(xì)的說(shuō)明項(xiàng)目中形成的具體的實(shí)施方式或?qū)嵤├吘故怯脕?lái)使本發(fā)明的技術(shù)內(nèi)容明確，不應(yīng)限定于這樣的具體例子來(lái)狹義地解釋，本發(fā)明的精神和記載的權(quán)利要求范圍內(nèi)能夠進(jìn)行各種變更來(lái)實(shí)施。
權(quán)利要求
1.一種接收機(jī)，無(wú)線接收由進(jìn)行了脈沖密度調(diào)制的1位數(shù)據(jù)串構(gòu)成的被進(jìn)行基帶傳輸?shù)穆曇魯?shù)據(jù)，其特征在于，該接收機(jī)包括檢測(cè)部件，檢測(cè)位差錯(cuò)率的大??；以及比較部件，將由所述檢測(cè)部件檢測(cè)出的所述位差錯(cuò)率的大小與規(guī)定的基準(zhǔn)值進(jìn)行比較，在所述位差錯(cuò)率的大小小于所述基準(zhǔn)值的情況下，輸出使接收到的所述聲音數(shù)據(jù)的再現(xiàn)輸出開(kāi)啟的信號(hào)，在所述位差錯(cuò)率的大小大于所述基準(zhǔn)值的情況下，輸出使所述再現(xiàn)輸出關(guān)斷的信號(hào)。
2.如權(quán)利要求1所述的接收機(jī)，其特征在于，所述檢測(cè)部件具有檢測(cè)接收信號(hào)的直流分量的積分器，所述比較部件具有比較器，將所述積分器檢測(cè)出的所述直流分量與對(duì)應(yīng)于所述基準(zhǔn)值而決定的基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較。
3.如權(quán)利要求1所述的接收機(jī)，其特征在于，所述接收機(jī)具有以構(gòu)成接收信號(hào)的所述1位數(shù)據(jù)串的各脈沖作為輸入來(lái)生成新的脈沖并輸出的單穩(wěn)多諧振蕩電路，所述檢測(cè)部件具有積分器，將所述單穩(wěn)多諧振蕩電路輸出的脈沖作為輸入信號(hào)，同時(shí)檢測(cè)所述檢測(cè)部件的輸入信號(hào)的直流分量，所述比較部件具有比較器，將所述積分器檢測(cè)出的所述直流分量與對(duì)應(yīng)于所述基準(zhǔn)值而決定的基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較。
4.如權(quán)利要求1所述的接收機(jī)，其特征在于，所述接收機(jī)具有位差錯(cuò)校正部件，通過(guò)在所述檢測(cè)部件檢測(cè)所述位差錯(cuò)率的大小之前，除去由開(kāi)口脈沖引起的所述位差錯(cuò)，從而校正位差錯(cuò)。
5.如權(quán)利要求4所述的接收機(jī)，其特征在于，所述接收機(jī)具有以構(gòu)成接收信號(hào)的所述1位數(shù)據(jù)串的各脈沖作為輸入來(lái)生成新的脈沖并輸出的單穩(wěn)多諧振蕩電路，所述位差錯(cuò)校正部件在所述單穩(wěn)多諧振蕩電路生成所述新的脈沖的階段，在所述單穩(wěn)多諧振蕩電路中將所述開(kāi)口脈沖校正為正常脈沖，所述檢測(cè)部件具有積分器，將所述單穩(wěn)多諧振蕩電路輸出的脈沖作為輸入信號(hào)，同時(shí)檢測(cè)所述檢測(cè)部件的輸入信號(hào)的直流分量，所述比較部件具有比較器，將所述積分器檢測(cè)出的所述直流分量與對(duì)應(yīng)于所述基準(zhǔn)值而決定的基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較。
6.如權(quán)利要求2、3以及5的任何一項(xiàng)所述的接收機(jī)，其特征在于，所述積分器具有音頻以下的截止頻率。
7.如權(quán)利要求2、3以及5的任何一項(xiàng)所述的接收機(jī)，其特征在于，所述比較器具有磁滯特性。
8.如權(quán)利要求6所述的接收機(jī)，其特征在于，所述比較器具有磁滯特性。
9.如權(quán)利要求3或5所述的接收機(jī)，其特征在于，所述接收機(jī)具有溫度補(bǔ)償電路，對(duì)所述單穩(wěn)多諧振蕩電路輸出的脈沖的脈沖寬度進(jìn)行溫度補(bǔ)償。
10.如權(quán)利要求9所述的接收機(jī)，其特征在于，所述溫度補(bǔ)償電路具有在37℃附近使所述脈沖寬度一定的脈沖寬度-溫度特性。
11.如權(quán)利要求9所述的接收機(jī)，其特征在于，所述溫度補(bǔ)償電路具有用于調(diào)整脈沖寬度-溫度特性的微調(diào)電路。
12.如權(quán)利要求10所述的接收機(jī)，其特征在于，所述溫度補(bǔ)償電路具有用于調(diào)整脈沖寬度-溫度特性的微調(diào)電路。
13.一種紅外線無(wú)線耳機(jī)，具有無(wú)線接收由進(jìn)行了脈沖密度調(diào)制的1位數(shù)據(jù)串構(gòu)成的被進(jìn)行基帶傳輸?shù)穆曇魯?shù)據(jù)的接收機(jī)，其特征在于，所述接收機(jī)包括檢測(cè)部件，檢測(cè)位差錯(cuò)率的大小；以及比較部件，將由所述檢測(cè)部件檢測(cè)出的所述位差錯(cuò)率的大小與規(guī)定的基準(zhǔn)值進(jìn)行比較，在所述位差錯(cuò)率的大小小于所述基準(zhǔn)值的情況下，輸出使接收到的所述聲音數(shù)據(jù)的再現(xiàn)輸出開(kāi)啟的信號(hào)，在所述位差錯(cuò)率的大小大于所述基準(zhǔn)值的情況下，輸出使所述再現(xiàn)輸出關(guān)斷的信號(hào)，上述基帶傳輸通過(guò)紅外線進(jìn)行，所述接收機(jī)的輸出聲音以耳機(jī)的形式輸出。
全文摘要
提供一種接收機(jī)以及紅外線無(wú)線耳機(jī)。在紅外線通信接收機(jī)(1)中，接收部分(2)具有的差錯(cuò)檢測(cè)部分(20)使作為PDM信號(hào)接收的1位數(shù)據(jù)串通過(guò)積分電路(20a)并檢測(cè)直流分量，由比較電路(20b)將檢測(cè)出的直流分量與基準(zhǔn)電壓Vref1進(jìn)行比較，并輸出與比較的大小結(jié)果對(duì)應(yīng)的信號(hào)。如果直流分量減少，則判斷為位差錯(cuò)率大，將紅外線通信接收機(jī)(1)的聲音輸出關(guān)斷。
文檔編號(hào)H04L1/20GK1980202SQ20061016405
公開(kāi)日2007年6月13日 申請(qǐng)日期2006年12月6日 優(yōu)先權(quán)日2005年12月6日
發(fā)明者井上高廣, 松谷康之, 石原隆子 申請(qǐng)人:夏普株式會(huì)社, 日本電信電話株式會(huì)社