專利名稱：：基于時域信噪比估計的維納插值方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及廣播系統(tǒng)，特別涉及基于時域信噪比估計的維納插值方法。
背景技術(shù)：
：DRM是短波、中波以及長波調(diào)幅廣播頻段的唯一的通用型非專利數(shù)字無線電廣播系統(tǒng)。在同樣的覆蓋范圍條件下，DRM發(fā)射機功率比傳統(tǒng)的模擬發(fā)射機功率低6-9dB，數(shù)字廣播比模擬廣播的同鄰頻保護率低，抗多徑干擾能力強，便于移動接收；音質(zhì)可以達到CD或調(diào)頻立體聲的質(zhì)量；能夠提供附加數(shù)據(jù)和多媒體信息；與DAB相比，它的接收機價格更容易被廣大聽眾所接受。它的出現(xiàn)是30MHz以下頻段廣播復(fù)興的標志，而且目前已經(jīng)成為國際標準。在相干解調(diào)OFDM系統(tǒng)中，為了對接收到的信號進行均衡，接收機必須通過信道估計來獲得信道的幅度和相位信息。但是，廣播信道不僅遭受由于多徑傳播造成的頻率選擇性衰落，而且遭受多普勒頻移或多普勒擴展帶來的時間選擇性衰落，為了保證接收機的接收質(zhì)量和接收的實時性，要求接收機對廣播信道進行及時準確的信道估計。根據(jù)D固規(guī)范的要求，發(fā)射機在發(fā)送有用數(shù)據(jù)的同時，還同時發(fā)送導(dǎo)頻數(shù)據(jù)，這樣我們就可以采用基于導(dǎo)頻的信道估計方案。首先，我們提取出導(dǎo)頻位置的接收信號，利用接收機存儲的本地導(dǎo)頻，用最小二乘算法計算導(dǎo)頻位置的信道頻率響應(yīng)，然后，我們用插值濾波器估計出數(shù)據(jù)子載波處的信道頻率響應(yīng)，最后，我們用單抽頭的頻域均衡器對接收收據(jù)進行均衡。當發(fā)送信號采用高階調(diào)制時，比如16QAM或者64QAM，為了獲得更好接收機性能，需要更準確的信道估計。該方案的提出雖然基于D賜規(guī)范ETSIES201980.V2.1.1，但是同樣適用于其它基于導(dǎo)頻的、相干解調(diào)正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)的信道估計。因為在雙衰落信道條件下，也就是既有由多經(jīng)傳播造成的頻率選擇性衰落，又有由于多普勒頻移或者多普勒擴展引起的時間選擇性衰落的信道條件下，菱形的導(dǎo)頻圖案比塊狀導(dǎo)頻圖案或者梳妝導(dǎo)頻圖案具有更好的抗衰落特性，在DRM規(guī)范中便采用了這種時頻二維的菱形導(dǎo)頻圖案，這種方案能夠減少了在某些導(dǎo)頻受到信道引起的嚴重影響的情況下接受機性能下降的程度。菱形導(dǎo)頻圖案分布圖如圖1所示。針對不同的信道條件，DRM標準中包含了四種不同的魯棒模式，具體的描述見表l:表l:魯棒模式和相應(yīng)的信道條件<table><row><column>魯棒模式</column><column>信道條件</column></row><row><column>模式A</column><column>高斯信道，輕微率落信道，適用于白天的中波和長波信道。</column></row><row><column>模式B</column><column>時間和頻率選擇性信道，較長時延擴展的夜間的短波和中波信道。</column></row><row><column>模式c</column><column>時間和頻率選擇性信道，信道條件較差，較大的多普勒擴展的短波信道。</column></row><row><column>模式D</column><column>非常健壯的模式，但是由于過于緊密的導(dǎo)頻間隔，影響了數(shù)據(jù)傳輸速率。</column></row><table>不同的魯棒模式在時間方向和頻率方向上都具有不同的導(dǎo)頻間隔，具體間隔的大小如表2所示表2:導(dǎo)頻間隔大小<table><row><column>魯棒模式</column><column>NT</column><column>NF</column></row><row><column>A</column><column>5</column><column>20</column></row><row><column>B</column><column>3</column><column>6</column></row><row><column>C</column><column>2</column><column>4</column></row><row><column>D</column><column>3</column><column>3</column></row><table>在表2中，NT和NF分別表示時間方向上的導(dǎo)頻間隔以及頻率方向上的導(dǎo)頻間隔。前三種魯棒模式可以滿足大多數(shù)D固廣播的應(yīng)用，對于模式A，由于較短的保護間隔和較窄的在子載波間隔使它不適用于短波廣播。只有模式D適用于規(guī)范中的信道模型6，這個信道模型不僅具有很長的時延擴展，還具有很大的多普勒擴展，它是對赤道地區(qū)的天波傳播的一種近似的模擬。眾所周知，最小均方誤差準則下的最佳信道估計器是二維維納濾波器，但是二維維納濾波器在實際工程應(yīng)用中很不容易實現(xiàn)，但是當信道是廣義平穩(wěn)非相關(guān)散射信道時，兩個級聯(lián)的一維濾波器是一種不錯的選擇方案，可以先時間方向插值后頻率方向插值，也可以先頻率方向插值后時間方向插值。在圖2中我們給出了兩個級聯(lián)的一維插值濾波器的框圖(先時間方向后頻率方向)。對于基于導(dǎo)頻輔助的OFDM系統(tǒng)，通常的信道估計方法是，首先求得導(dǎo)頻位置的信道頻率響應(yīng)，然后采用兩個級連一維濾波器對數(shù)據(jù)位置的信道頻率響應(yīng)進行估計，例如首先在時間方向進行簡單的線性插值，然后再在頻率方向上進行線性插值。盡管維納插值器是最小均方誤差準則下的最佳插值器，它仍然有如下不足之處傳輸信道的統(tǒng)計特性，對信號噪聲比估計的準確性，以及用于插值的維納插值器的抽頭數(shù)，都會影響接收機的性能;其次，由于實時的更新插值器的抽頭系數(shù)，需要用到計算量相當大的矩陣求逆運算，這也會大大增加接收機實現(xiàn)的復(fù)雜度。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的是提供一種基于時域信噪比估計的維納插值方法。為實現(xiàn)上述目的，一種基于時域信噪比估計的維納插值方法，包括步驟獲得導(dǎo)頻子載波處的信道頻率響應(yīng)；利用兩個級聯(lián)的插值濾波器得到數(shù)據(jù)子載波處的信道頻率響利用存儲的插值結(jié)果對接收到的數(shù)據(jù)子載波上的數(shù)據(jù)進行單抽頭的頻域均衡。采用本發(fā)明的實時平滑信噪比估計的維納插值方法的性能與理想信噪比估計的情況下的性能非常接近，遠遠好于釆用線性插值方法的系統(tǒng)性能，而且由于采用了預(yù)先存儲插值濾波器系數(shù)的方法，可以避免運算量很大的矩陣求逆運算，從而大大簡化了接收機的實現(xiàn)復(fù)雜度。圖l是菱形導(dǎo)頻圖案分布圖2是兩個級聯(lián)以維插值濾波器框圖3是D固接收機簡化框圖4是預(yù)置系數(shù)濾波器組方案；圖5是信道3的誤比特率特性；圖6是信道4的誤比特率特性。具體實施例方式在這里我們用D^C系統(tǒng)作為例子，來對我們的信道估計算法進行描述，接收機的簡化框圖如圖3所示。本發(fā)明主要介紹信道估計的內(nèi)容，就是在圖3中用點劃線標出的部分。最小均方誤差準則下的最佳信道估計器是二維維納濾波器，但是二維維納濾波器在實際工程應(yīng)用中很不容易實現(xiàn)，而當信道是廣義平穩(wěn)非相關(guān)散射信道時，兩個級聯(lián)的一維插值器是一種不錯的選擇方案。而且這兩個級聯(lián)的插值器可以分別采用不同的插值器，比如線性插值器、三次樣條插值器、基于DFT的插值器、以及維納插值器。插值的順序也有兩種可以先在時間方向上進行插值，然后再在頻率方向上插值；也可以先在頻率方向上插值，然后再在時間方向上插值。在這里我們主要討論在頻率方向上采用維納插值器進行信道估計的方法，在求維納插值器抽頭系數(shù)的時候需要對信噪比的估計值，我們采用了一種新的時域信噪比估計的方法，并將采用這種方法的接收機的誤比特率同理想信噪比估計(接收機準確的知道信號功率和噪聲功率的大小)情況下的接收機誤比特率進行了比較，仿真結(jié)果表明，這種方法可以準確地估計信噪比，系統(tǒng)的性能非常接近理想信噪比情況下的系統(tǒng)性能。而且，考慮到傳統(tǒng)的維納插值器需要實時更新插值器的抽頭系數(shù)，這需要實時的進行矩陣求逆運算，導(dǎo)致硬件實現(xiàn)非常復(fù)雜，我們提出了一種方案，將事先計算出的若干組插值器的抽頭系數(shù)預(yù)先存儲下來，然后根據(jù)我們提出的信噪比估計方法對信噪比進行估計，根據(jù)估計的信噪比值來判斷采用哪一組插值器系數(shù)來進行插值操作，從而避免了運算量巨大的矩陣求逆運算，大大減小了接收機實現(xiàn)的復(fù)雜度。1)插值濾波器系數(shù)的計算在信道估計當中，為了在接收端得到好的性能，可以根據(jù)估計的時間方向或者頻率方向上的信道相關(guān)函數(shù)，結(jié)合采用不同方法得到的信噪比的估計值，實吋更新維納插值器的抽頭系數(shù)，然后根據(jù)這些系數(shù)，以及事先得到的導(dǎo)頻子載波位置處的信道頻率響應(yīng)，通過插值得到數(shù)據(jù)子載波位置處的信道頻率響應(yīng)，可以用公式描述如下。<formula>complexformulaseeoriginaldocumentpage8</formula>上式中，RHP表示數(shù)據(jù)子載波位置處的信道頻率響應(yīng)與估計出的帶有噪聲的導(dǎo)頻子載波位置處的信道頻率響應(yīng)的協(xié)方差矩陣；Rpp是估計出的帶有噪聲的導(dǎo)頻位置處的信道頻率響應(yīng)的自協(xié)方差矩陣Wop=RHPRPP-1它是通過計算得到的最佳維納濾波器系數(shù)矢量，根據(jù)它可以通過插值得到數(shù)據(jù)子載波位置處的信道頻率響應(yīng)。由子存在矩陣求逆的運算，所以這種方法需要很大的運算量。因為我們釆用了兩個級聯(lián)的一維插值器進行信道估計，而且我們首先在時間方向上進行線性插值，然后在頻率方向上進行維納插值，所以在這里我們只需要計算頻率方向上的自協(xié)方差和互協(xié)方差矩陣。如果要在時間方向上進行維納插值，就需要計算時間方向上的自協(xié)方差和互協(xié)方差矩陣?？紤]到信道模型不匹配會造成系統(tǒng)信能上的損失，我們需要考慮比較惡劣的傳輸信道條件，通常是均勻分布的延遲功率譜，并且假定最大時延擴展為tmax的情況。在這種信道條件下，為了確定維納濾波器的抽頭系數(shù)，我們僅僅需要兩個參數(shù)，就是信道的最大時延擴展r,皿和系統(tǒng)運行時期望的最大的信號與噪聲功率的比值。假定信道的延遲功率譜服從均勻分布，并且其擴展長度等于該模式下的OF固系統(tǒng)的保護間隔的長度，那我們可以得到這種條件下的頻率方向上的相關(guān)函數(shù)r(k)=sinc(kG/N)在上式中，A表示子載波間隔，t表示子載波的位置，G表示保護間隔的長度，W表示OFDM符號有用部分的長度。2)信噪比估計是否能實時準確地估計信噪比，對接收機性能有著重要的影響，下面我們介紹一種時域信噪比估計的方法。首先對導(dǎo)頻子載波位置處的信道頻率響應(yīng)進行逆傅立葉變換，得到時域信道沖激響應(yīng)的估計值，然后分別計算信號能量與噪聲能量，從而得到當前符號信噪比的估計值。<formula>complexformulaseeoriginaldocumentpage9</formula>0≤n≤M-1上式表示IFFT，hn.l為信道沖激響應(yīng)的估計值,<formula>complexformulaseeoriginaldocumentpage9</formula>表示導(dǎo)頻子載波位置處的信道頻率響應(yīng)。通常情況下，信道沖激響應(yīng)的長度小于保護間隔的長度，保護間隔內(nèi)的信道沖激響應(yīng)樣值能量和可以視為有用信號的能量，而保護間隔以外的信道沖激響應(yīng)的樣值能量和可以視為噪聲和干擾的能量，于是可以按下面的公式估計信噪比<formula>complexformulaseeoriginaldocumentpage10</formula>上式中，p1表示估計出的有用信號能量，ai表示估計出的噪聲和干擾的能量，l是符號索引，G表示保護間隔的長度，M是導(dǎo)頻子載波的數(shù)目。在快衰落信道條件下，用上述方法得到的信噪比的估計值會受到影響，從而進一步影響對插值濾波器系數(shù)估計的準確性。為了克服這個問題，我們可以用IIR濾波器來克服這種影響。<formula>complexformulaseeoriginaldocumentpage10</formula>由于噪聲的能量隨著時間緩慢變化，所以我們選擇義λa=0.5，為了實時跟蹤快衰落信道下的信號能量的變化，我們選擇λp=0.2。3)預(yù)置系數(shù)濾波器為了避免運算量很大的矩陣求逆運算，以減小接收機實現(xiàn)的復(fù)雜度，我們采用預(yù)先存儲系數(shù)濾波器組的方案。該方案將事先根據(jù)不同信噪比值計算出的若干組插值器的抽頭系數(shù)預(yù)先存儲在接收端，在實際接收過程當中，按照2)中的方法計算信噪比，然后根據(jù)估計的信噪比值來選擇相應(yīng)的維納濾波器完成插值操作，從而避免了運算量巨大的矩陣求逆運算，減小了接收機實現(xiàn)的復(fù)雜度。下面我們以我們的仿真實例對其進行說明，其框圖如圖4所示。在圖4中，插值濾波器Filter[12dB]，F(xiàn)ilter[18dB]，F(xiàn)ilter[23dB]具有不同的抽頭系數(shù)，它們是在信噪比為12dB，18dB，23dB的情況下分別計算得到的，這些系數(shù)僅僅需要一次計算，然后保存在接收機內(nèi)。在實際接收過程當中，通過上面介紹的實時平滑后的信噪比估計方法，接收機可以得到估計的信噪比。當估計出來的信噪比小于b-M時，接收機采用插值器Filter[12dB]來完成對數(shù)據(jù)子載波處的信道頻率響應(yīng)的估計；當估計出來的信噪比大于20dB時，接收機采用插值器Filter[23dB]來完成對數(shù)據(jù)子載波處的信道頻率響應(yīng)的估計；當估計出來的信噪比大于等于15必而小于等于20必時，接收機采用插值器Filter[18dB]]完成對數(shù)據(jù)子載波處的信道頻率響應(yīng)的估計。在實際系統(tǒng)當中，根據(jù)具體情況，可以選擇不同數(shù)目的濾波器，濾波器的數(shù)目越多，需要存儲的抽頭系數(shù)越多，需要的硬件資源也就越多，但是信道估計值更準確，接收機的性能更好。在實際實現(xiàn)時，要根據(jù)實際需要在資源消耗和系統(tǒng)性能之間進行折中考慮。通過這種方法，接收機僅僅需要根據(jù)估計得到的信噪比值進行判斷，選擇適用于該信噪比下的插值濾波器的抽頭系數(shù)值，然后進行插值運算，從而可以有效避免矩陣求逆運算，大大簡化了接收機的實現(xiàn)復(fù)雜度。實施例實際的DRM廣播信道是既有多徑引起的頻率選擇性，又有多普勒擴展或者頻移引起的時間選擇性的雙衰落信道。其中多徑傳播主耍是由于不同高度電離層的反射引起的，信道的最大時延擴展可以達到幾個毫秒，多普勒擴展和頻移主要由于電離層反射的頻譜特性和接收機的移動引起的。以中緯度地區(qū)為例，時延擴展的最大值可以達到6ms，多普勒擴展則可以高達5Hz。通常情況下，時延擴展和多普勒擴展的典型值是2ms和lHz，這也就是我們用到的信道模型4的參數(shù)值。本著從實際出發(fā)的原則，我們考察了D^1規(guī)范中信道模型3和信道模型4的情況，其中信道模型3是針對于中頻和高頻的USConso;rtimii模型，信道模型4是針對于高頻的標準CCIR模型。我們使用的仿真參數(shù)在表3中給出，信道模型3和信道模型4的具體參數(shù)分別在表3和表4中給出表3:仿真參數(shù)<table><row><column>RobustnessMode</column><column>B</column></row><row><column>BandWidth</column><column>10K</column></row><row><column>CodingScheme</column><column>64QAM</column></row><row><column>CodeRate</column><column>0.6</column></row><row><column>ChannelModel</column><column>3and4<table>表4:信道3參數(shù)<table><row><column>-</column><column>Path1</column><column>Path2</column><column>Path3</column><column>Path4</column></row><row><column>Delay</column><column>0</column><column>0.7ms</column><column>1.5ms</column><column>2.2ms</column></row><row><column>PathGain</column><column>1</column><column>0.7</column><column>0,5</column><column>0.25</column></row><row><column>DopplerShift</column><column>0.1Hz</column><column>0.2Hz</column><column>0.5Hz</column><column>1.0Hz</column></row><row><column>DopplerSpread</column><column>0.1Hz</column><column>0.5Hz</column><column>1.0Hz</column><column>2.0Hz<table>表5:信道4參數(shù)<table><row><column>-</column><column>Path1</column><column>Path2</column></row><row><column>Delay</column><column>0</column><column>2ms</column></row><row><column>PathGain</column><column>1</column><column>1</column></row><row><column>DopplerShift</column><column>0</column><column>0</column></row><row><column>DopplerSpread</column><column>1Hz</column><column>1Hz<table>對信道模型3和信道模型4的仿真結(jié)果分別如圖5和圖6所示。從仿真結(jié)果可以看出，采用這種實時平滑信噪比估計的維納插值方法的性能與理想信噪比估計(接收端確知信號功率與噪聲功率)的情況下的性能非常接近，遠遠好于采用線性插值方法的系統(tǒng)性能，而且由于釆用了預(yù)先存儲插值濾波器系數(shù)的方法，可以避免運算量很大的矩陣求逆運算，從而大大簡化了接收機的實現(xiàn)復(fù)雜度。權(quán)利要求1.一種基于時域信噪比估計的維納插值方法，包括步驟獲得導(dǎo)頻子載波處的信道頻率響應(yīng)；利用兩個級聯(lián)的插值濾波器得到數(shù)據(jù)子載波處的信道頻率響應(yīng)；利用存儲的插值結(jié)果對接收到的數(shù)據(jù)子載波上的數(shù)據(jù)進行單抽頭的頻域均衡。2.根據(jù)權(quán)利要求l所述的方法，其特征在于所述兩個級聯(lián)的插值濾波器分別是時間方向上的和頻率方向上的插值濾波器。3.根據(jù)權(quán)利要求l所述的方法，其特征在于所述兩個插值濾波器的插值順序先在時間方向上進行，然后在頻率方向上進行。4.根據(jù)權(quán)利要求l所述的方法，其特征在于所述兩個插值濾波器的插值順序先在頻率方向上進行，然后在時間方向進行。5.根據(jù)權(quán)利要求l所述的方法，其特征在于所述插值濾波器為下述之一線性插值器、三次樣條插值器、基于DFT的插值器、以及維納插值器。6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于如果使用維納插值器，則在進行插值操作之前，必須獲得維納插值器的抽頭系數(shù)。7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其特征在于獲得維納插值器的抽頭系數(shù)是根據(jù)估計出來的信噪比對其系數(shù)進行實時的計算更新。8.根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其特征在于獲得維納插值器的抽頭系數(shù)是根據(jù)一定的信道模型，預(yù)先計算不同信噪比下的維納插值器的抽頭系數(shù)并存儲于接收端，根據(jù)估計得到的信噪比就可以選取相應(yīng)系數(shù)的插值器完成插值。9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于所述估計信噪比包括步驟對導(dǎo)頻子載波處的信道頻率響應(yīng)序列進行逆傅里葉變換，得到時域信道沖擊響應(yīng)的估計序列；分別計算信號能量與噪聲能量，得到當前符號信噪比的估計值。10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的方法，其特征在于釆用不同的IIR濾波器對估計得到的信號功率和噪聲功率進行濾波。全文摘要一種基于時域信噪比估計的維納插值方法，包括步驟獲得導(dǎo)頻子載波處的信道頻率響應(yīng)；利用兩個級聯(lián)的插值濾波器得到數(shù)據(jù)子載波處的信道頻率響應(yīng)；利用存儲的插值結(jié)果對接收到的數(shù)據(jù)子載波上的數(shù)據(jù)進行單抽頭的頻域均衡。采用本發(fā)明的實時平滑信噪比估計的維納插值方法的性能與理想信噪比估計的情況下的性能非常接近，遠遠好于采用線性插值方法的系統(tǒng)性能，而且由于采用了預(yù)先存儲插值濾波器系數(shù)的方法，可以避免運算量很大的矩陣求逆運算，從而大大簡化了接收機的實現(xiàn)復(fù)雜度。文檔編號H04L25/02GK101202721SQ200610165889公開日2008年6月18日申請日期2006年12月14日優(yōu)先權(quán)日2006年12月14日發(fā)明者潘立軍,魏立軍申請人:北京三星通信技術(shù)研究有限公司;三星電子株式會社