專利名稱：對加權相關結果進行歸一化處理的裝置的制作方法
技術領域：
本實用新型涉及一種應用于無線通信系統(tǒng)，特別涉及一種應用于碼分多址(Code-Division Multiple Access，簡稱CDMA)移動通信系統(tǒng)中，對加權相關結果進行歸一化處理的裝置。
背景技術：
隨著時代的發(fā)展，人們對通信的要求，包括對通信質量和業(yè)務種類等的要求，也越來越高。第三代(3G)移動通信系統(tǒng)正是為了滿足該要求而被發(fā)展起來的。它是以全球通用、系統(tǒng)綜合作為基本出發(fā)點，并試圖建立一個全球的移動綜合業(yè)務數(shù)字網(wǎng)，綜合蜂窩、無繩、尋呼、集群、移動數(shù)據(jù)、移動衛(wèi)星、空中和海上等各種移動通信系統(tǒng)的功能，提供與固定電信網(wǎng)的業(yè)務兼容、質量相當?shù)亩喾N話音和非話音業(yè)務，進行袖珍個人終端的全球漫游，從而實現(xiàn)人類夢寐以求的在任何地方、任何時間與任何人進行通信的理想。
第三代移動通信系統(tǒng)中最關鍵的是無線電傳輸技術(RTT)。1998年國際電信聯(lián)盟所征集的RTT候選提案除6個衛(wèi)星接口技術方案外，地面無線接口技術有10個方案，被分為兩大類CDMA與TDMA(時分多址)，其中CDMA占主導地位。在CDMA技術中，國際電信聯(lián)盟目前共接受了3種標準，即歐洲和日本的W-CDMA(寬帶碼分多址)、美國的CDMA 2000和中國的TD-SCDMA(時分同步碼分多址)標準。
與其它第三代移動通信標準相比，TD-SCDMA采用了許多獨有的先進技術，并且在技術、經(jīng)濟兩方面都具有突出的優(yōu)勢。TD-SCDMA采用時分雙工(Time Division Duplex，簡稱TDD)、智能天線(Smart Antenna)、聯(lián)合檢測(Joint Detection)等技術，頻譜利用率高，能夠解決高人口密度地區(qū)頻率資源緊張的問題，并在互聯(lián)網(wǎng)瀏覽等非對稱移動數(shù)據(jù)和視頻點播等多媒體業(yè)務方面具有潛在優(yōu)勢。
TD-SCDMA和其他CDMA系統(tǒng)用一樣，都是一種碼分多址多用戶移動系統(tǒng)，不同的信道在相同頻率下通過不同的時間片或者通過不同的二進制碼序列采用擴頻的方式進行信息傳輸，這樣任何一個信道的信息傳送都會對其他信道造成干擾，對其他信道的接收來說都是一種噪聲。在CDMA系統(tǒng)中，各個信道都有自己特有的供相互識別的地址碼序列。而且各個信道的擴頻地址碼序列間還應相互正交。這種正交性的要求對任何多址系統(tǒng)來說都是一致的。如果信道是一個理想的線性時間頻率不擴散系統(tǒng)，同時系統(tǒng)內(nèi)部又有嚴格的同步關系，則保證各用戶地址碼間的正交性還是能夠實現(xiàn)的。
而實際的移動通信信道是典型的隨機時變信道，其中存在著由多普勒效應產(chǎn)生的隨機性的頻率擴散，及由多徑傳播效應產(chǎn)生的隨機性的時間擴散。前者會使接收信號產(chǎn)生頻率選擇性衰落，即接收信號不同頻譜分量會有不同的隨機起伏變化。后者使接收信號產(chǎn)生時間選擇性衰落，即接收信號電平會隨時間有不同的隨機起伏變化。所述的這2種衰落除了會嚴重惡化系統(tǒng)的性能以外，還將大幅度減小系統(tǒng)的容量。特別是信道的時間擴散，使信號不能同時到達接收點，而使同一用戶相鄰符號間的信號互相重疊，產(chǎn)生符號間干擾(ISI)；另外信道的時間擴散還會惡化多址干擾(MAI)，這是因為當不同用戶信號間的相對時延為零時，其正交性是很容易保證的，任何正交碼都可以使用，但當信號間的相對時延不為零時，仍然保持其正交性將變得非常困難；再者相鄰或遠處的同頻率小區(qū)，無論是來自其基站或用戶終端設備的信號，也會對本地的基站或用戶終端設備的信號形成相鄰小區(qū)或信道間干擾(ACI)。
為形象起見，稱擴頻碼原點處的自相關函數(shù)值為相關函數(shù)的主峰；稱原點之外的自相關，或互相關函數(shù)值為相關函數(shù)的副峰。
因此CDMA系統(tǒng)中的干擾來自于擴頻碼的相關副峰，符號間干擾(ISI)來自擴頻碼自相關的副峰，多址干擾(MAI)來自互相關的副峰，相鄰小區(qū)或信道間干擾(ACI)通常來自于相鄰或遠處小區(qū)的信號的不正交所帶來的相關副峰。
如圖1所示，為一個典型的蜂窩移動通信系統(tǒng)的例子。該系統(tǒng)是由多個小區(qū)1001-100z(100)構成的，其中每個小區(qū)內(nèi)各有一個基站(Base Station)1011-101z(101)，同時在該小區(qū)服務范圍內(nèi)存在一定數(shù)量的用戶終端設備(User Equipment，簡寫為UE)1021-102K(102)。每一個用戶終端設備102通過與所屬服務小區(qū)100內(nèi)的基站101保持連接，來完成與其它通信設備之間的通信功能。用戶終端設備102和基站101之間進行通信的信道，從終端設備102到基站101方向的信道被稱為上行信道，從基站101到終端設備102方向的信道被稱為下行信道。
如圖2所示，為TD-SCDMA系統(tǒng)的幀結構示意圖。該結構是根據(jù)3G合作項目(3GPP)規(guī)范TS 25.221(Release 4)中的低碼片速率時分雙工(LCR-TDD)模式(1.28Mcps)中給出的。TD-SCDMA系統(tǒng)的碼片速率為1.28Mcps，每一個無線幀(Radio Frame)200的長度是10ms，且劃分為兩個結構相同的子幀2010、2011(201)，每個子幀的長度為5ms，即6400個碼片。其中，每個TD-SCDMA系統(tǒng)中的子幀201又可以分為7個時隙(TS0～TS6)2020-2026，兩個導頻時隙下行導頻時隙(DwPTS)203和上行導頻時隙(UpPTS)205，以及一個保護間隔(Guard)204。進一步的，TS0時隙2020被用來承載系統(tǒng)廣播信道以及其它可能的下行業(yè)務信道；而TS1～TS6時隙2021-2026則被用來承載上、下行業(yè)務信道。上行導頻時隙(UpPTS)205和下行導頻時隙DwPTS時隙203分別被用來建立初始的上、下行同步。TS0～TS6時隙2020-2026長度均為0.675ms或864個碼片，其中包含兩段長均為352碼片的數(shù)據(jù)段Data Partl(208)和Data Part2(210)，以及中間的一段長為144碼片的訓練序列——中導碼(Midamble)序列209。Midamble序列在TD-SCDMA有重要意義，包括小區(qū)標識、信道估計和同步(包括頻率同步)等模塊都要用到它。DwPTS時隙203包含32碼片的保護間隔211、以及一個長為64碼片的下行同步碼(SYNC-DL)碼字206，它的作用是小區(qū)標識和建立初始同步；而UpPTS時隙包含一個長為128碼片的上行同步碼(SYNC-UL)碼字207，用戶終端設備利用它進行有關上行接入過程。在TS1～TS6時隙2021-2026之間有一個Switching Point(轉換點)212。當上下行比例是3∶3時，Switching Point(轉換點)212位于TS3～TS4時隙2023-2024之間，此時，用戶終端所使用的上行專用業(yè)務信道被分配在TS1～TS3時隙2021-2023中，下行則通常分配在TS4～TS6時隙2024-2026中。
如圖3所示，基站1011、基站1012和基站1013是同步的，即同時發(fā)射下行同步碼(SYNC-DL)，分別是SYNC-DL1(301)、SYNC-DL2(302)和SYNC-DL3(303)；小區(qū)1001中的用戶終端設備1021經(jīng)過一段時間的延遲后，接收到基站1011發(fā)出的下行同步碼SYNC-DL1(304)；由于基站1012距離終端設備1021更遠一些，終端設備1021接收到基站1012所發(fā)出的SYNC-DL2(302)會更晚一些；同時，SYNC-DL2(302)的信號到達終端設備1021時會與SYNC-DL1(304)后面的部分重疊，從而對這一重疊部分的接收形成干擾；終端設備1021延遲一段時間后發(fā)射上行同步碼SYNC-UL1(305)，一段時延后，基站1011接收到了這一SYNC-UL1(306)；基站1013是與基站1011距離更遠的基站；若所述距離足夠遠，基站1013所發(fā)射的SYNC-DL3(303)到達基站1011時，會與基站1011搜索SYNC-UL1(305)的搜索窗口重疊，并因此對信號SYNC-UL1(306)形成干擾，尤其是SYNC-UL1(306)信號前面的部分，受到的干擾更大；當基站1013與基站1011之間存在直射路徑的時候，在基站1011處，干擾信號SYNC-DL3(303)的功率會遠遠大于終端設備的信號SYNC-UL1(306)。
如圖4所示，給出了SYNC-DL3(303)信號對SYNC-UL1(306)的接收形成干擾的一個示例。該例中以基站1011接收到的SYNC-UL1(306)的初始位置為原點，使用上行同步碼SYNC-UL1作為本地碼序列，相對于接收到的信號滑動，計算相關值的絕對值；其中，本地碼序列相對于信號滑動在兩者之間所產(chǎn)生的延遲稱為相關延遲，SYNC-DL3(303)的幅度是SYNC-UL1(306)的5倍，且SYNC-DL3(303)到達基站1011處時，后部分的37個碼片與SYNC-UL1(306)前部分的37個碼片重疊。圖4中原點0處的相關值的絕對值400是自相關主峰的絕對值，其他所有非零相關值的絕對值均為相關副峰的絕對值。從圖4可以看出，在強干擾的情況下，主峰400很難從相關結果中被分辨出來，尤其是最大的相關副峰401其數(shù)值甚至大于主峰400。
碼分多址系統(tǒng)是一個自干擾的系統(tǒng)，系統(tǒng)內(nèi)的信號之間相互形成干擾，因此，如何在被干擾的信號中正確地解析出所接收信道的真實信息，是系統(tǒng)所面對的重要課題。
在現(xiàn)有技術中，接收到的信號的各個碼片的能量值之間，以及被用來對這一信號進行解擴而使用的本地碼序列的各個碼片之間是等權重的。然而在實際通信環(huán)境中，一個信號序列的各個部分所受到的干擾分布并不相同，有的部分受到的干擾多，有的地方則受到的干擾較少。
在CDMA系統(tǒng)中，信息數(shù)據(jù)在發(fā)射之前，會使用擴頻碼對其進行擴頻。擴頻的方法是用被擴頻數(shù)據(jù)乘以擴頻碼。擴頻碼可以等效成由+1和-1所構成的序列。假設擴頻碼序列C是[+1，-1，+1，-1]，而被擴頻的數(shù)據(jù)是B，則擴頻后的信號序列，即B序列為[+B，-B，+B，-B]。
假設另一個信道的信號A序列是[+A，+A，-A，-A]，該A序列是使用本地碼序列E[+1，+1，-1-1]對數(shù)據(jù)A進行擴頻而得到的。假設由于時延，B序列中的最后1個碼片和A序列的第1個碼片重疊，則接收端接收到的信號，即S序列為[+B，-B，+B，-B+A，+A，-A，-A]。
當接收端要接收數(shù)據(jù)A時，使用本地碼序列E[+1，+1，-1-1]，對S序列進行解擴，先使本地碼序列E相對S序列進行滑動；此處，當相關延遲為3時，本地碼序列E和信號S序列中的A序列對齊，計算相關值，即先將本地碼序列E與S序列的對應位按位兩兩相乘，再相加，即(-B+A)×1+A×1+(-A)×(-1)+(-A)×(-1)＝-B+4A；然后除以序列E的長度4，則解擴結果為A-B/4?？梢?，當B的幅度大于A的4倍時，將出現(xiàn)反相，發(fā)生解擴錯誤的情況。
另一方面，可見現(xiàn)有技術所使用本地碼序列對信號序列進行解擴時，各個碼片之間是等權的。但事實上，信號序列中，各部分受到其他信號的干擾的分布并不相同。
很顯然，A序列的第1個碼片受到B序列造成的干擾；當B的幅度遠遠大于A時，這一干擾是強烈的；而A序列后3個碼片并未受到B的干擾。而這一點，在圖3所示的示例中也能顯而易見基站1011接收到的上行同步碼SYNC-UL1(306)，其前面的部分受到了來自于基站1013所發(fā)射的SYNC-DL3(303)很強的干擾，而其余的部分并沒有受到這一信號的干擾；同樣，終端設備1021接收到的下行同步碼SYNC-DL1(304)，其后面的部分受到了來自于基站1012所發(fā)射的SYNC-DL2(302)的較強干擾，而其前面的部分則沒有受到這一信號的干擾，并且，終端設備1021越靠近基站1011，SYNC-DL1(304)的后面受到干擾的部分越少。
實用新型內(nèi)容本實用新型的目的在于提供一種對加權相關結果進行歸一化處理的裝置，能夠充分利用接收到的信號序列中的干擾分布信息，并且可以選取不同的參數(shù)來調整這一因素在接收中所起到的作用，使本實用新型具有較強的適應性，達到更加靈活可靠的接收信號的目的。
為達上述目的，本實用新型技術方案如下對加權相關結果進行歸一化處理的裝置，包括最大值搜索模塊，其輸入端與一個加權相關值序列模塊相連，輸出端與一個權值和序列模塊相連，并輸出路徑搜索結果；歸一化模塊，其輸入端與最大值搜索模塊相連，輸出端輸出相關結果；上層配置模塊，分別連接最大值搜索模塊和歸一化模塊。
所述上層配置模塊設置參數(shù)S、H1和H2，將H1和H2的輸出到最大值搜索模塊。
所述上層配置模塊將S輸出到歸一化模塊。
最大值搜索模塊搜索加權相關值序列模塊中所保存的序列R，尋找出R值在H1和H2之間的最大值，并將這一搜索的結果輸出到路徑搜索結果。
本實用新型提供的一種對加權相關結果進行歸一化處理的裝置，根據(jù)信號序列中干擾信號的分布信息，設置權值序列，信號序列中受到干擾較大的部分相應權值序列中的權值較小，信號序列中受到干擾較小的部分相應的權值序列中的權值較大，進而在對信號進行解擴的相關計算中，同時采用權值序列進行加權；相關計算的結果在輸出前根據(jù)相應的權值序列的權值的和，以及本地碼序列的長度進行歸一化。權值序列的配置方法靈活，使本實用新型具有較強的適應性，達到更加靈活可靠地降低接收干擾并接收信號的目的。


圖1為背景技術中典型的蜂窩移動通信系統(tǒng)的簡單示意圖。
圖2為背景技術中TD-SCDMA系統(tǒng)的幀結構示意圖。
圖3為背景技術中TD-SCDMA系統(tǒng)的信號時序及干擾形成的示意圖。
圖4為背景技術中TD-SCDMA系統(tǒng)其他基站的下行同步碼SYNC-DL對基站接收上行同步碼SYNC-UL形成較大干擾的示意圖。
圖5為本實用新型應用于CDMA系統(tǒng)中對接收到的信號進行解擴及對相關結果進行處理的方法的流程圖。
圖6為本實用新型應用于CDMA系統(tǒng)中對接收到的信號進行加權解擴的模塊結構圖。
圖7為本實用新型應用于CMDA系統(tǒng)中對加權相關結果進行歸一化處理的模塊結構圖。
圖8為本實用新型應用于TD-SCDMA系統(tǒng)有效降低其他基站下行同步碼SYNC-DL對基站接收上行同步碼SYNC-UL的干擾的示意圖。
圖9為本實用新型應用于TD-SCDMA系統(tǒng)有效降低其他基站下行同步碼SYNC-DL對基站接收上行同步碼SYNC-UL的干擾的示意圖。
具體實施方式
下面通過圖5～圖9，詳細介紹本實用新型的一個具體實施方式
，以便進一步了解本實用新型的內(nèi)容。
如圖5所示，本實用新型提供一種碼分多址系統(tǒng)中降低接收干擾的方法，其包含以下步驟步驟1、初始化計算過程中所需的數(shù)組和參數(shù)步驟1.1、初始化長度為G的數(shù)組C，該數(shù)組C用來存放接收機接收到的將被解擴的信號，G是該將被解擴的信號的長度；步驟1.2、初始化長度為L的數(shù)組E，該數(shù)組E用來存放本地碼序列，L是本地碼序列的長度；步驟1.3、初始化變量Option、S、H1、H2、D1、D2、q、Result_R和Result_Q；步驟1.3.1、設置Option的值為1或2，用來選擇權值序列是對接收到的信號序列C加權還是對本地碼序列E加權；步驟1.3.2、設置S的值在0到2之間，典型值為1，因為加權相關后的結果中可能仍然存在部分干擾，而這一相關結果所對應的權值之和也可能很小，由于相關結果進行歸一化得到解擴結果是要除以所述的權值之和，這一很小的和值的倒數(shù)將放大依然存在的部分干擾，因此，所述的參數(shù)S用來調節(jié)歸一化時，這一和值的影響；步驟1.3.3、設置H1、H2，其分別用于判斷相關值是否有效的下門限和上門限；步驟1.3.4、設置D1、D2，其分別為本地碼序列E相對于信號序列C進行相關延遲的最小值和最大值；步驟1.3.5、設置q＝D1，q表示進行相關計算時所采用的相關延遲變量，其取值范圍為[D1，D2]；步驟1.3.6、設置Result_R、Result_Q，其分別返回歸一化后的解擴結果，以及所對應的本地碼序列E和信號序列C之間的延遲；步驟1.4、初始化長度均為(D2-D1+1)的數(shù)組Y和R，數(shù)組R用來存放在相關延遲q變化的過程中，計算得到的相關結果序列，數(shù)值Y用于存放所述的相關結果對應的權值之和的序列；步驟2、判斷參數(shù)Option的值是1還是2若Option＝1，則執(zhí)行步驟3，即等效于將被初始化和設置的權值序列對信號序列C進行加權；若Option＝2，則執(zhí)行步驟4，即等效于將被初始化和設置的權值序列對本地碼序列E進行加權；步驟3、初始化長度為G的權值序列數(shù)組W；步驟3.1、設置Wi，其中0≤Wi≤1，i＝1，2，……，G；步驟3.2、計算在相關延遲為q時，信號序列C和本地碼序列E使用權值序列W進行加權的加權相關值，并將結果存入Rq-D1+1，即序列W、C和經(jīng)過q位延遲的序列E按對應的位置進行相乘并相加Rq-D1+1=Σi=max(1,1+q)min(q+L,G)WiCiEi-q;]]>計算相關計算中被使用了的權值之和，并存入Yq-D1+1，即Yq-D1+1=Σi=max(1,1+q)min(q+L,G)Wi,]]>該權值之和將被用來對相關結果進行歸一化；其中，i的取值范圍為1和1+q中的最大值到q+L和G中的最小值；若i＜0或i＞G，則Wi和Ci均取值為0；若i-q＜0或i-q＞L，則Ei-q取值為0；∑表示求和，min表示求最小值，max表示求最大值；步驟3.3、變化相關延遲q并將其作為下一個延遲量，判斷是否所有的延遲均已經(jīng)進行過相關計算；即設置q＝q+1，再判斷q是否大于D2若q≤D2，則返回步驟3.2，繼續(xù)對下一個延遲量進行相關計算；
若q＞D2，則執(zhí)行步驟5；步驟4、初始化長度為L的權值序列數(shù)組W；步驟4.1、設置Wi，其中0≤Wi≤1，i＝1，2，……，L；步驟4.2、計算在相關延遲為q時，信號序列C和本地碼序列E使用權值序列W進行加權的加權相關值，并將結果存入Rq-D1+1，即序列C和經(jīng)過延遲的序列E及序列W按對應的位置進行相乘并相加Rq-D1+1=Σi=max(1,1+q)min(q+L,G)CiEi-qWi-q;]]>計算相關計算中被使用了的權值的和，并存入Yq-D1+1，即Yq-D1+1=Σi=max(1,1+q)min(q+L,G)Wi-q,]]>該權值之和將被用來對相關結果進行歸一化；其中，i的取值范圍為1和1+q中的最大值到q+L和G中的最小值；若i＜0或i＞G，則Ci取值為0；若i-q＜0或i-q＞L，則Wi-q和Ei-q均取值為0；步驟4.3、變化相關延遲q并將其作為下一個延遲量，并判斷是否所有的延遲均已經(jīng)進行過相關計算；即設置q＝q+1，再判斷q是否大于D2若q≤D2，則返回步驟4.2，繼續(xù)對下一個延遲量進行相關計算；若q＞D2，則執(zhí)行步驟5；步驟5、判斷信號序列C中是否含有有效的使用本地碼序列E進行擴頻的信號，即判斷是否存在Ri滿足H1≤|Ri|≤H2，其中i＝1，2，……，D2-D1+1，“||表示求絕對值若否，則執(zhí)行步驟5.1返回相關結果為0，即設置Result_R＝0，并返回Result_R；若是，則執(zhí)行步驟5.2在計算得到的有效的相關結果中，尋找出絕對值最大的值，進行歸一化處理，并將其作為最后的解擴結果返回，且同時返回這一相關結果所對應的相關延遲q的值，其包含以下步驟步驟5.2.1、在數(shù)組R中尋找滿足H1≤|Ri|≤H2條件下的Ri的最大值，并將其存入Result_R，其中i＝1，2，……，D2-D1+1；步驟5.2.2、將Result_R中存儲的Ri所對應的i值存入Result_Q；步驟5.2.3、初始化并設置變量V，若YResult_Q為零，則設置V＝L；否則設置V＝YResult_Q；設置Result_R＝Result_R×S×L÷V；設置Result_Q＝Result_Q+D1-1；返回Reault_R和Result_Q。
上述實施例中的步驟3.1中，設置權值序列中的Wi值包含以下步驟步驟3.1.1、分別測量并估計信號序列中Ci所受到的干擾；步驟3.1.2、根據(jù)信號序列中Ci所受到的干擾相對應的設置Wi，若Ci受到的干擾較大，則Wi被設置為在0到1范圍內(nèi)的較小值；若Ci受到的干擾較小，則Wi被設置為在0到1范圍內(nèi)的較大值，其中，i＝1，2，……，G。
上述步驟3.1.2中，所述的Wi在0到1范圍內(nèi)的較小值的典型值為0；所述的Wi在0到1范圍內(nèi)的較大值的典型值為1，其中，i＝1，2，……，G。
上述實施例中的步驟3.1中，對權值序列中Wi值的設置，也可以包括以下步驟步驟3.1.1、信號序列C中主要干擾信號的發(fā)送方通過信令告知信號序列C的接收方這一干擾信號的發(fā)射信息；步驟3.1.2、根據(jù)接收到的信令所表示的主要干擾信號的發(fā)射信息計算這一信號在信號序列C中所出現(xiàn)的位置，相對應的設置Wi，若Ci所受到的干擾較大，則Wi被設置為在0到1范圍內(nèi)的較小值；若Ci所受到的干擾較小，則Wi被設置為在0到1范圍內(nèi)的較大值，其中，i＝1，2，……，G。
上述步驟3.1.2中，所述的Wi在0到1范圍內(nèi)的較小值的典型值為0；所述的Wi在0到1范圍內(nèi)的較大值的典型值為1，其中，i＝1，2，……，G。
此外，上述實施例中的步驟3.1中，權值序列中Wi值的設置也可由信號序列C的接收方的上層模塊配置，包含以下步驟步驟3.1.1、測量并判斷信號序列C中強干擾信號所出現(xiàn)的位置；步驟3.1.2、在信號序列C中出現(xiàn)強干擾信號的位置，相對應的Wi被設置為在0到1范圍內(nèi)的較小值；而信號序列C中的其他位置，相對應的Wi被設置為在0到1范圍內(nèi)的較大值，其中，i＝1，2，……，G。
上述步驟3.1.2中，所述的Wi在0到1范圍內(nèi)的較小值的典型值為0；所述的Wi在0到1范圍內(nèi)的較大值的典型值為1，其中，i＝1，2，……，G。
更進一步，在TD-SCDMA系統(tǒng)中，若信號序列C中的強干擾信號是其他小區(qū)的下行同步碼SYNC-DL，而本地碼序列是上行同步碼SYNC-UL時，則所述的步驟3.1，權值序列W由信號序列C的接收方的上層模塊配置的典型方法，包含以下步驟步驟3.1.1、在信號序列C中，找到對其造成干擾的下行同步碼SYNC-DL出現(xiàn)的位置，并確定該下行同步碼SYNC-DL出現(xiàn)的最后一個碼片所對應的信號序列C中的碼片位置；步驟3.1.2、對步驟3.1.1中所確定的信號序列C中的位置之前的所有碼片Ci，對應的權值Wi均設置為在0到1范圍內(nèi)的較小值；而在其后的所有碼片Ci，對應的權值Wi均設置為在0到1范圍內(nèi)的較大值，其中，i＝1，2，……，G。
上述步驟3.1.2中，所述的Wi在0到1范圍內(nèi)的較小值的典型值為0；所述的Wi在0到1范圍內(nèi)的較大值的典型值為1，其中，i＝1，2，……，G。
上述實施例中的步驟4.1中，設置權值序列W值包含以下步驟步驟4.1.1、分別測量并估計信號序列中Ci所受到的干擾；步驟4.1.2、根據(jù)信號序列中Ci所受到的干擾相對應的設置Wi-q，若Ci所受到的干擾較大，則Wi-q被設置為在0到1范圍內(nèi)的較小值；若Ci所受到的干擾較小，則Wi-q被設置為在0到1范圍內(nèi)的較大值，其中，i-q＝1，2，……，L。
上述步驟4.1.2中，所述的Wi-q在0到1范圍內(nèi)的較小值的典型值為0；所述的Wi-q在0到1范圍內(nèi)的較大值的典型值為1，其中，i-q＝1，2，……，L。
上述實施例中的步驟4.1中，設置權值序列W值包含以下步驟步驟4.1.1、信號序列C中主要干擾信號的發(fā)送方通過信令告知信號序列C的接收方這一干擾信號的發(fā)射信息；步驟4.1.2、根據(jù)接收到的信令所表示的主要干擾信號的發(fā)射信息計算這一信號在信號序列C中所出現(xiàn)的位置，相對應的設置Wi-q，若Ci所受到的干擾較大，則Wi-q被設置為在0到1范圍內(nèi)的較小值；若Ci所受到的干擾較小，則Wi-q被設置為在0到1范圍內(nèi)的較大值，其中，i-q＝1，2，……，L。
上述步驟4.1.2中，所述的Wi-q在0到1范圍內(nèi)的較小值的典型值為0；所述的Wi-q在0到1范圍內(nèi)的較大值的典型值為1，其中，i-q＝1，2，……，L。
上述實施例中的步驟4.1中，權值序列W的設置也可由信號序列C的接收方的上層模塊配置，上層模塊所配置的權值序列W可以不隨延遲變量q的變化而變化，其包含以下步驟步驟4.1.1、初始化并設置變量f，其中，1≤f≤L；步驟4.1.2、在權值序列Wi中，當1≤i≤f時，Wi被設置為在0到1范圍內(nèi)的較小值；當f＜i≤L時，Wi被設置為在0到1范圍內(nèi)的較大值，i＝1，2，……，L。
上述步驟4.1.2中，所述的Wi在0到1范圍內(nèi)的較小值的典型值為0；所述的Wi在0到1范圍內(nèi)的較大值的典型值為1，i＝1，2，……，L。
進一步，上述的步驟4.1.2也可以是在權值序列Wi中，當1≤i≤f時，Wi被設置為在0到1范圍內(nèi)的較大值；當f＜i≤L時，Wi被設置為在0到1范圍內(nèi)的較小值，i＝1，2，……，L。
上述步驟4.1.2中，所述的Wi在0到1范圍內(nèi)的較小值的典型值為0；所述的Wi在0到1范圍內(nèi)的較大值的典型值為1，i＝1，2，……，L。
更進一步，在TD-SCDMA系統(tǒng)中，若信號序列C中的干擾信號是其他小區(qū)的下行同步碼SYNC-DL，本地碼序列是上行同步碼SYNC-UL時，則所述的步驟4.1中，權值序列W由信號序列C的接收方的上層模塊配置的典型方法，包含以下步驟步驟4.1.1、初始化并設置變量f=Lj]]>，其中j＝1，2，……，8；步驟4.1.2、在權值序列Wi中，當1≤i≤f時，Wi被設置為在0到1范圍內(nèi)的較小值；當f＜i≤L時，Wi被設置為在0到1范圍內(nèi)的較大值，i＝1，2，……，L。
上述步驟4.1.1中，更優(yōu)選的，所述的j取值為2，則f=L2.]]>上述步驟4.1.2中，所述的Wi在0到1范圍內(nèi)的較小值的典型值為0；所述的Wi在0到1范圍內(nèi)的較大值的典型值為1，i＝1，2，……，L。
根據(jù)上述步驟4.1所述的配置方法，當j等于2，Wi的取值為0或1時，等效于只采用后一半SYNC-UL碼序列對信號進行解擴。
圖6示出了應用于CDMA系統(tǒng)中對接收到的信號進行加權解擴的模塊結構圖，對應于圖5中Option＝2，即等效于使用權值序列W對本地碼序列E進行加權的部分。信號序列800模塊接收及存儲了接收到的信號序列C，并按時序將C中元素輸出到串聯(lián)移位寄存器801模塊；權值系列生成812模塊生成權值序列W，并將W并行輸出；本地碼序列生成803模塊生成本地碼序列E，并將E并行輸出；相應數(shù)量的乘法器814計算出權值序列W中各相應元素與本地碼序列E中的各相應元素的乘積后，進一步通過相應數(shù)量的乘法器815與信號序列C當前存放在串聯(lián)移位寄存器801模塊中的各相應元素相乘，之后，輸出到求和816模塊進行求和，之后輸出到加權相關值序列807模塊；與此同時，權值序列生成812模塊所輸出的權值序列W中的元素還要輸出到另外一個求和818模塊進行求和，之后輸出到權值和序列809模塊；權值和序列809模塊所保存的序列即為Y；加權相關值序列807模塊所保存的序列即為R。
步驟4.3中相關計算時所采用的相關延遲q的變化是通過信號序列800模塊按時序輸出信號序列C，進而通過串聯(lián)移位寄存器801模塊使C序列相對于本地碼序列生成803模塊所產(chǎn)生的本地碼序列E進行滑動而實現(xiàn)的；乘法器814中的各個乘法的兩個輸入中，來自于權值序列W中各元素和本地碼序列E中的各元素的序號是相同的。串聯(lián)移位寄存器801模塊中的數(shù)據(jù)每滑動一次，權值和序列809模塊和加權相關值序列807模塊就分別保存一次當前的計算結果。
圖7示出了應用于CMDA系統(tǒng)中對加權相關結果進行歸一化處理的模塊結構圖。上層配置823模塊執(zhí)行步驟1.3中對參數(shù)S、H1和H2的設置，并將H1和H2的輸出到最大值搜索820模塊，將S輸出到歸一化822模塊；最大值搜索820模塊搜索加權相關值序列807模塊中所保存的序列R，尋找出R值在H1和H2之間的最大值，并將這一搜索的結果輸出到路徑搜索結果821；最大值搜索820模塊同時將搜索到的R值在序列中所對應的元素序號輸出給權值和序列809模塊，權值和序列809模塊根據(jù)這一序號將該最大值所對應的權值之和輸出給歸一化822模塊；歸一化822模塊根據(jù)上層配置823模塊配置的參數(shù)S、權值和序列809模塊提供的權值之和對最大值搜索820模塊所提供的R值進行歸一化，并將最終的相關結果824輸出。若最大值搜索820模塊搜索到了滿足條件的R值，則路徑搜索結果821為這一R值所對應的信號序列C和本地碼序列E之間的相關延遲q的值；若未搜索到滿足條件的R值，則路徑搜索結果821為“未發(fā)現(xiàn)”。
圖8和圖9分別給出了使用本實用新型所提供的方法有效降低SYNC-DL3(303)信號對SYNC-UL1(306)的接收形成干擾的2個示例。兩例中均以基站1011接收到的SYNC-UL1(306)的初始位置為原點，使用上行同步碼SYNC-UL1作為本地碼序列E，相對于接收到的信號序列C滑動，計算相關值的絕對值；其中，SYNC-DL3(303)的幅度是SYNC-UL1(306)的5倍，且SYNC-DL3(303)到達基站1011處時，后部分的37個碼片與SYNC-UL1(306)前部分的37個碼片重疊。圖中的縱坐標是序列R的絕對值。
對應于上述實施例，在圖8中，步驟1中Option被設置為2；步驟4.1.1中的f被設置為2，即權值序列W的前二分之一均取值為0，后二分之一均取值為1。從圖8可以看出，即使在強干擾的情況下，主峰600也已經(jīng)可以從相關結果中被分辨出來，其值已經(jīng)大于最大的相關副峰601；同時，其他相關副峰已經(jīng)被明顯削弱，即多數(shù)干擾信號已經(jīng)被濾除。
對應于上述實施例，在圖9中，步驟1中Option被設置為1；而步驟3.1中，信號序列C中對應于橫坐標為40碼片處的之前所有部分，其對應的權值序列W中的元素均取值為0；權值序列W中的其余部分的元素取值均為1。從圖9可以看出，在強干擾的情況下，相關結果沒有受到干擾，主峰700很容易被分辨出來，干擾信息已被濾除。
下面通過一具體實施例，與背景技術進行對比，進一步說明本實用新型在CDMA系統(tǒng)中，信息數(shù)據(jù)在發(fā)射之前，會使用擴頻碼對其進行擴頻。擴頻的方法是用被擴頻數(shù)據(jù)乘以擴頻碼。擴頻碼可以等效成由+1和-1所構成的序列。假設擴頻碼序列C是[+1，-1，+1，-1]，而被擴頻的數(shù)據(jù)是B，則擴頻后的信號序列，即B序列為[+B，-B，+B，-B]。
假設另一個信道的信號A序列是[+A，+A，-A，-A]，該A序列是使用本地碼序列E[+1，+1，-1-1]對數(shù)據(jù)A進行擴頻而得到的。假設由于時延，B序列中的最后1個碼片和A序列的第1個碼片重疊，則接收端接收到的信號，即S序列為[+B，-B，+B，-B+A，+A，-A，-A]。
在背景技術中，當接收端要接收數(shù)據(jù)A時，使用本地碼序列E[+1，+1，-1-1]，對S序列進行解擴，先使本地碼序列E相對S序列進行滑動；此處，當相關延遲為3時，本地碼序列E和信號S序列中的A序列對齊，計算相關值，即先將本地碼序列E與S序列的對應位按位兩兩相乘，再相加，即(-B+A)×1+A×1+(-A)×(-1)+(-A)×(-1)＝-B+4A；然后除以序列E的長度4，則解擴結果為A-B/4?？梢姡擝的幅度大于A的4倍時，將出現(xiàn)反相，發(fā)生解擴錯誤的情況。
而采用本實用新型方法的話，可以通過加權的方法，降低本地碼序列E的第1個碼片的權值，進而降低B序列對A序列的干擾；即設置權值序列W為[w1，w2，w3，w4]，其中w1取在0到1范圍內(nèi)的較小值，w2、w3和w4取在0到1范圍內(nèi)的較大值。使用權值序列W對本地碼序列E加權，加權后的本地碼序列E為[w1，w2，-w3，-w4]。當相關延遲為3時，使用加權后的本地碼序列E對接收到的S序列進行解擴，相關結果為(-B+A)×w1+A×w2+(-A)×(-w3)+(-A)×(-w4)＝A×(w1+w2+w3+w4)-B×w1；再除以權值之和(w1+w2+w3+w4)，得到加權解擴的結果為A-B×w1÷(w1+w2+w3+w4)?？梢钥闯觯捎趙1取在0到1范圍內(nèi)的較小值，故即使B的幅度遠遠大于A，解擴結果所受到的干擾也會很??；而特別的，當w1取典型值0時，解擴結果將不受任何干擾。
上述的方法為對本地碼序列E進行加權的方法，另外，本實用新型也可以對信號序列S進行加權。此時設置的權值序列W為[w1，w2，w3，w4，w5，w6，w7]，將S序列中不可能出現(xiàn)A序列以及A序列可能受到較大干擾的位置所對應權值w1、w2、w3和w4設置為在0到1范圍內(nèi)的較小值，此處取典型值0；將A序列受到干擾較小的部分對應的權值w5、w6和w7設置為在0到1范圍內(nèi)的較大值，此處取典型值1。則加權之后的信號序列S為[0，0，0，0，+A，-A，-A]，很容易計算得出相關結果為3A。當本地碼序列E和序列S中的A序列對齊的時候，所對應的權值序列為[w4，w5，w6，w7]，即[0，1，1，1]，則權值的和為3，因此將相關結果3A除以3后，即正確解擴出數(shù)據(jù)A。
因此本實用新型相當于降低或去除一部分信號序列或一部分本地碼序列在解擴計算中的影響，當受到的干擾非常強烈時，能提高解擴的正確性和可靠性。例如在TD-SCDMA系統(tǒng)中，所出現(xiàn)的鄰基站發(fā)射的下行同步碼SYNC-DL對本小區(qū)基站接收上行同步碼SYNC-UL所造成的強烈干擾的情況時，本實用新型的效果是非常明顯的；因為此時，SYNC-DL的能量遠遠大于SYNC-UL的能量，并且只是干擾SYNC-UL前面的一部分，如果按現(xiàn)有解擴技術，SYNC-UL無法被正確解擴；而在一個小區(qū)內(nèi)，基站所同時接收到的上行同步碼SYNC-UL數(shù)目并不多，通常為1個，這意味著即使刪除基站接收到的上行同步碼SYNC-UL信號中前面受到強烈干擾的部分，而僅僅對后面的部分解擴，卻能夠正確可靠地解擴出信息。
本實用新型提供的一種對加權相關結果進行歸一化處理的裝置，簡單，易于實現(xiàn)，充分利用了接收信號的碼序列中的干擾分布信息，和對相關計算進行加權的權值的靈活設置，達到了降低接收干擾的目的。
上面雖然通過實施例描繪了本實用新型，但本領域普通技術人員知道，本實用新型有許多變形和變化而不脫離本實用新型的精神，所附的權利要求將包括這些變形和變化。
權利要求1.一種對加權相關結果進行歸一化處理的裝置，其特征在于，該裝置包括最大值搜索模塊，其輸入端與一個加權相關值序列模塊相連，輸出端與一個權值和序列模塊相連，并輸出路徑搜索結果；歸一化模塊，其輸入端與最大值搜索模塊相連，輸出端輸出相關結果；上層配置模塊，分別連接最大值搜索模塊和歸一化模塊。
專利摘要本實用新型提供一種對加權相關結果進行歸一化處理的裝置，根據(jù)信號序列中干擾信號的分布信息，設置權值序列，通過對信號序列，或者本地碼序列進行加權處理，計算相關結果，對該相關結果進行歸一化處理。本實用新型提供的對加權相關結果進行歸一化處理的裝置，簡單，易于實現(xiàn)，充分利用了接收信號的碼序列中的干擾分布信息，和對相關計算進行加權的權值的靈活設置，達到了降低接收干擾的目的。
文檔編號H04J13/04GK2932835SQ20062003898
公開日2007年8月8日 申請日期2006年1月17日 優(yōu)先權日2006年1月17日
發(fā)明者師延山 申請人:凱明信息科技股份有限公司