專利名稱：用于對(duì)光差分相移鍵控信號(hào)進(jìn)行解調(diào)的方法和設(shè)備的制作方法
用于對(duì)光差分相移鍵控信號(hào)進(jìn)行解調(diào)的方法和設(shè)備 背景技術(shù)最近光學(xué)界重新燃起對(duì)差分相移鍵控(DPSK)的興趣。近期，發(fā)布 了大量的實(shí)驗(yàn)報(bào)告和理論著作。例如參見A. H. Gnauck和P. J. Winzer 在他們的文章中提出的"Phase-shift-keyed transmission" (0FC 2004, 2004年2月22 - 27日，美國(guó)加利福尼亞洛杉石幾，指南TuF5)。該復(fù)興的興趣的原因尤其包括能夠利用DPSK網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)的相對(duì)好的 接收機(jī)靈敏度。DPSK的特點(diǎn)同樣在于判定閥值與功率波動(dòng)無關(guān)并且能 夠容忍濾光。另外，DPSK擁有相對(duì)于非線性的穩(wěn)健性，這使二進(jìn)制DPSK (DBPSK)尤其適合于長(zhǎng)距離(long haul )應(yīng)用和尤其對(duì)于光纖色散 效應(yīng)來說穩(wěn)健的四進(jìn)制DPSK (DQPSK)。筒而言之，相移鍵控(PSK)是一種數(shù)字通信方法，其中改變所傳 輸?shù)男盘?hào)的相位來傳送信息。差分相移鍵控(DPSK)是用于數(shù)字傳輸 的相移鍵控，其中(a)相對(duì)于直接在前的信號(hào)元素的相位，以及(b) 根據(jù)正被傳輸?shù)臄?shù)據(jù)，離散地改變載波的相位。DPSK的典型解調(diào)技術(shù) 可被分類為三個(gè)主要的群組零差、自零差和外差。理論上，利用零差解調(diào)，可以實(shí)現(xiàn)對(duì)DPSK信號(hào)的最佳解調(diào)。零差 解調(diào)使用接收機(jī)處的本地振蕩器，并且需要載波相位和偏振跟蹤。間 接表明，這尤其適用，因?yàn)榛祛l效率與偏振相關(guān)。然而，零差技術(shù)相對(duì)復(fù)雜，并且在實(shí)踐中未被采用。替代地，現(xiàn) 今慣例是訴諸于使用次優(yōu)解調(diào)技術(shù)。 一種慣例是使用也稱為自零差解 調(diào)的干涉測(cè)量技術(shù)，在該干涉測(cè)量技術(shù)中干涉鑒別器用在前一碼元間 隔期間所接收的信號(hào)來代替本地振蕩器的相位基準(zhǔn)。當(dāng)唯一的信道損害用加性高斯白噪聲(AWGN)來表示時(shí)，DBPSK的干涉鑒別與零差解調(diào)相比僅遭受輕微的損失。然而，在存在相位噪聲 時(shí)，損失顯著增加。此外，DQPSK和通常多相位DPSK的干涉鑒別即使 在純AWGN信道的情況下在很大程度上也是次優(yōu)的。所提及的最后一種解調(diào)技術(shù)、即外差解調(diào)被廣泛用于無線通信 中。外差解調(diào)利用本地振蕩器，并且因此，在光學(xué)系統(tǒng)中需要偏振控 制電路。然而，與零差技術(shù)不同，外差解調(diào)不需要載波相位跟蹤。通
過經(jīng)由適合的復(fù)代數(shù)在基帶中執(zhí)行差分檢測(cè)來去除載波與本地基準(zhǔn)之 間的偏移。在理想實(shí)現(xiàn)的情況下，即使復(fù)雜性顯著較高，性能也等效 于自零差的性能?？偟膩碚f，零差解調(diào)以高復(fù)雜性為代價(jià)提供最優(yōu)性能。自零差解調(diào)以在相位噪聲存在時(shí)DQPSK和DBSPK的顯著的性能損失為代價(jià)允許 切實(shí)可行的實(shí)施。外差解調(diào)看起來不適合光傳輸系統(tǒng)的特性。上述考慮清楚地指出需要一種新穎的檢測(cè)技術(shù)。需要一種技術(shù)， 該技術(shù)無需本地振蕩器和相關(guān)的復(fù)雜性就接近零差解調(diào)的最優(yōu)性能。一種看來似乎有希望的可能的方法是至少針對(duì)DBPSK的情況通過 減少相位噪聲來改善自零差檢測(cè)器的性能。在光學(xué)系統(tǒng)中，相位噪聲可以有多種可能的起因。主要機(jī)理依賴于所設(shè)想的應(yīng)用。對(duì)于低傳輸 率系統(tǒng)，G. P. Agrawal在他的文章"Fiber-optic communication system"(第二版，紐約John Wiley & Sons， 1997年，第261-263 頁)中教導(dǎo)激光相位噪聲代表一個(gè)關(guān)鍵的問題。另一方面，J. P. Gordon和F. Mollenauer在其文章"Phase noise in photonic communications systems using linear amplifiers》 (Opt. Lett. 第15巻，第1351-1353頁，1990年12月)中表明已知自相位和交 叉相位非線性相位噪聲在超長(zhǎng)距離(ULH)系統(tǒng)中對(duì)DPSK的影響有 限。另一方面，當(dāng)以相移鍵控調(diào)制格式對(duì)所安裝的00K系統(tǒng)進(jìn)行升級(jí) 時(shí)，XPM引起的相位噪聲可能具有災(zāi)難性的影響，如由M. Rohde、 C. Casper、 N. Heime、 M. Konitzer、 E. -J. Bachus和N. Hanik 的 "Robustness of DPSK direct detection transmission format in standard fibre WDM system" (Electron. Lett.第36巻，第 17期，2000年8月，第1483-1484頁)或B. Spinnler 、 N. Hecker-Denschlag、 S. Calabrd、 M. Herz、 C， 一J. Weiske、 E. —D. Schmidt、 D. van den Borne、 G. -D. Khoe、 H. de Waardt、 R. Griffin 和 S. Wadsworth 的 "Nonlinear tolerance of differential phase—shift keying modulated signals reduced by XPM" (0FC 2004， 2004年2月22-27日，美國(guó)加利福尼亞洛杉磯) 所說明的那樣。在光學(xué)文獻(xiàn)中，只有自相位非線性相位噪聲的減少已經(jīng)引起相當(dāng) 大的關(guān)注。例如可引證X.Liu、X.Wei、R.E. Slusher和C. J.McKinstrie
的 "Improving transmission performance in differential phase—shift—keyed systems by use of lumped nonlinear phase-shift compensation" (Opt. Lett., 第27巻,第1616-1618 頁，2002年j C. Xu和X. Liu的"Pos tnonl inear i ty compensat ion with data-driven phase modulators in phase—shift keying transmission" ( Opt. Lett.第27巻，第1619-1621頁，2 002年)； 和K. 一P. Ho和J. M. Kahn的"Electronic compensat ion technique tomitigate nonl inear phase noise" ( IEEE Journal of Lightwave Technology,第22巻，第3期，2004年3月)用于減少自相位非線性相位噪聲的可用解決方案適用于單個(gè)信道 情形，并且依賴于以下事實(shí)對(duì)于所考慮的情況來說，在非線性相位 噪聲的起源處的加性噪聲也對(duì)接收信號(hào)的強(qiáng)度產(chǎn)生影響。在這些條件 下，對(duì)應(yīng)于噪聲以及因此信號(hào)的較高的瞬時(shí)功率，觀測(cè)到較大的相位 旋轉(zhuǎn)。因此，接收信號(hào)群沿著螺旋形方向延伸，如圖l和圖2中所示。圖1和圖2分別展示在DBPSK和DQPSK的自相位非線性相位噪聲 存在100、 200時(shí)的接收信號(hào)群。軸對(duì)應(yīng)于接收碼元的同相和正交分量， 該同相和正交分量是等效低通域內(nèi)的實(shí)部與虛部.在沒有任何信道損 害時(shí)，理想世界中的沒有噪聲的信號(hào)產(chǎn)生DBPSK (DQPSK)的兩個(gè)(四 個(gè))小點(diǎn)，每個(gè)點(diǎn)對(duì)應(yīng)于實(shí)部和虛部。加性噪聲將這些點(diǎn)擴(kuò)大為對(duì)稱的"云"102a、 102b (202a-d), 如 圖中所示。相位噪聲使這些云沿著螺旋形方向延伸。由于噪聲是隨機(jī) 過程，所以圖1和圖2代表接收信號(hào)的統(tǒng)計(jì)信息。中心部分對(duì)應(yīng)于多 個(gè)更有可能的點(diǎn)。接收機(jī)基于接收碼元恢復(fù)所傳輸?shù)谋忍?。如果這些 云未充分分離，則誤差概率將是高的。所提出的減少方法將圖1和圖2中所示的接受群逆旋轉(zhuǎn)與接收樣 本的功率成比例的角度。該旋轉(zhuǎn)可以如Liu或Xu所考慮的那樣在光域 內(nèi)執(zhí)行，或者可以如Ho.中所述的那樣在檢測(cè)之后、也就是通過電子 裝置來執(zhí)行。在任一情況下，逆旋轉(zhuǎn)與接收功率之間的比例常數(shù)取決 于傳輸信道的特性，并且必須針對(duì)任一特定的所使用的系統(tǒng)精確地被 設(shè)置，以便實(shí)現(xiàn)相位噪聲減少并且不引起附加干擾。此外，信號(hào)功率 的測(cè)量和相位的逆旋轉(zhuǎn)需要高精度元件。然而，這些方法對(duì)于除了自相位非線性相位噪聲之外的其它類型
的如同交叉相位非線性相位噪聲或XMP引起的相位噪聲那樣的相位噪 聲是無效的，這些其它類型的相位噪聲并不展現(xiàn)出接收功率和相位旋 轉(zhuǎn)之間的相互關(guān)系。此外，這些方法不能降低DQPSK干涉鑒別器的固 有性能損失，并且因此并不解決Gnauck所論述的整個(gè)問題。 一種用通信應(yīng)用所引入的多碼元檢測(cè)技術(shù)來提出的，其中多碼元檢測(cè)技術(shù)例 如是由 D. Divsalar 和 M. K. Simon 的 "Mul t iple-symbol differential detection of MPSK" (IEEE Trans. Comm.,第38 巻，第3期，第300-308頁，1990年)；F. Adachi和M. Sawahashi 的 "Decision feedback differential phase detection of M-ary DPSK signals" ( IEEE Trans. Veh. Technol.，第44巻，第203-210 頁，1996年5月)；或H. Leib的"Data-aided noncoherent demodulation of DPSK" ( IEEE Trans. Comm.,第43巻，第2/3/4 期，第722-725頁，1995年2/3/4月)所公開的多碼元檢測(cè)技術(shù)。最后這三篇文章所公開的基本思想是通過使用最后N個(gè)接收碼元 而不是僅僅最后一個(gè)碼元來產(chǎn)生更穩(wěn)定的基準(zhǔn)相位。不幸地，這些技 術(shù)以外差結(jié)構(gòu)為基礎(chǔ)，并且因此意味著具有偏振控制的本地振蕩器。 此外，這些技術(shù)雖然能夠通過使隨機(jī)相位噪聲最終得到平衡來有效地 補(bǔ)償隨機(jī)相位噪聲，但是它們?cè)馐苄盘?hào)載波和本地振蕩器之間的頻率 偏移。實(shí)際上，頻率偏移生成確定性的相位旋轉(zhuǎn)，該相位旋轉(zhuǎn)隨著所 考慮的碼元之間的距離而線性地增加。如果老碼元對(duì)穩(wěn)定的相位基準(zhǔn) 的恢復(fù)無害，這則使老碼元對(duì)穩(wěn)定的相位基準(zhǔn)的恢復(fù)無用，由此限制 了方法本身的效率。為了避免該影響，必須通過適合的電路對(duì)本地振 蕩器與信號(hào)載波之間的頻率偏移進(jìn)行控制，這導(dǎo)致附加的復(fù)雜性。在最近的這些減少努力中，或許僅Lieb具有一定意義。根據(jù)他的 遞歸判定反饋多碼元檢測(cè)技術(shù)，如其文章第724頁中的圖2所示，借 助正交外差接收機(jī)對(duì)接收信號(hào)r (t)進(jìn)行基帶轉(zhuǎn)換，然后以波特率進(jìn) 行采樣，從而產(chǎn)生序列y(n) 。 Lieb的等式(1 )中的傳統(tǒng)的DPSK判定變量在此如下纟皮再版，(1) ;K")/("-i)。Lieb建議用等式(2 )中的改進(jìn)變量來代替?zhèn)鹘y(tǒng)的DPSK判定變量，(2) 洲Z.("-l)
其中(參見Lieb的等式(7))(3) Z(" -1) = wexp[;.c(w - l)]Z(" - 2) + j/(w -1)在此，0〈w《l和c (n-l)分別是遺忘因子和前一數(shù)據(jù)碼元的估計(jì)相位。Lieb所述的方法的要素在于用y(n-l)和遞歸地取決于過去所接 收的碼元的項(xiàng)之和來代替前一碼元y (n-l)。因子expU"n-"]使前一基 準(zhǔn)碼元Z(n-2)旋轉(zhuǎn)以使其與y(n-l)對(duì)準(zhǔn)，而遺忘因子w通過削弱老 碼元對(duì)最后一個(gè)碼元的影響來限制系統(tǒng)的存儲(chǔ)器。對(duì)于w=0來說，我 們具有傳統(tǒng)的外差DPSK判定。隨著w增大，發(fā)生更長(zhǎng)的求平均值并且 實(shí)現(xiàn)更好的性能。對(duì)于w=l來說，檢測(cè)器具有無限的存儲(chǔ)器，并且接 近零差解調(diào)器的性能。雖然從Lieb的文章中是不明顯的，然而Lieb涉及對(duì)所接收的 DPSK信號(hào)進(jìn)行解調(diào)的無線解決方案。如在無線技術(shù)中典型的，Lieb以 外差接收機(jī)開始。如已經(jīng)提及的那樣，外差多碼元檢測(cè)對(duì)信號(hào)載波與 本地振蕩器之間的頻率偏移非常敏感。在實(shí)踐中，本地振蕩器不能夠 被設(shè)置為具有精確的頻率。在當(dāng)前情況下，希望對(duì)光信號(hào)進(jìn)行解調(diào)。然而，例如在諸如Lieb 提出的無線系統(tǒng)那樣的無線系統(tǒng)中產(chǎn)生的頻率偏移導(dǎo)致光解決方案的 令人不滿意的相位誤差。下面定量地對(duì)此進(jìn)行論證。讓我們用a(n)來 表示第n個(gè)傳輸碼元的相位，用AfT來表示被標(biāo)準(zhǔn)為信號(hào)發(fā)送速率的頻率偏移。在不存在噪聲時(shí)，等式(4)(4) : y(")/ (w—1)=e鄧LM")]exp[/2兀A/T]成立。展開遞歸式，可將判定變量表示為(5) #'("-1)=><")￡,"鄉(xiāng)￡c(Jt) y>)如果樂觀地假設(shè)先前的所有判定都是正確的，也就是c(k)=a(k) (k=0，l，…，n-l)，則獲得等式(6):少(")Z.(w -1) = exp[/a(/i)]exp[/'2兀4/T]^ w"-m exp[/("-卜w)4/T](6> w=0該等式隨著n—co而處于穩(wěn)定狀態(tài)，且對(duì)于wG，變?yōu)榈仁?7 )
(7) Vl),L/。W]TI^^ 前一等式的右側(cè)的第二個(gè)因子代表由于頻率偏移而產(chǎn)生的干擾。將其相位繪制為遺忘因子w的函數(shù)，獲得如圖3中所示的多碼元DPSK檢測(cè) 的外差判定反饋的圖300。如圖3中所示，分別存在曲線302、 304和306，這些曲線各自展 示不同相位偏移的曲線。在曲線302的情況下，存在以下情況偏移 量為實(shí)際信號(hào)的10%，針對(duì)曲線304來說偏移量為實(shí)際信號(hào)的5%, 對(duì)于曲線306來說偏移量為實(shí)際信號(hào)的1%。假設(shè)我們能夠容忍20度 的最大相位誤差，則對(duì)于AfT-0. 01 (在10Gb/s時(shí)lOOMHz)來說，w 的最大值為0. 8，并且對(duì)于AfT- 0. 05 (在10Gb/s時(shí)500MHz)來i兌， w的最大值為0. 1。對(duì)于AfT- 0. 1 (在10Gb/s時(shí)lGHz)，從圖3中 可以看到，即使將遺忘因子設(shè)置為w=0,也就是，即使不考慮前一判定 變量，損失也將太大。對(duì)于光系統(tǒng)來說，這樣的相位誤差是不能容忍 的。因此，顯然Lieb的解決方案對(duì)于光解決方案來說是不夠的?，F(xiàn)有技術(shù)所缺乏的是以高精度實(shí)現(xiàn)光信號(hào)的DPSK解調(diào)的能力，其 中該DPSK解調(diào)不會(huì)遭受信號(hào)載波與本地振蕩器之間的頻率偏移的延遲 影響。需要實(shí)現(xiàn)光解決方案的高精度、但是不昂貴并且復(fù)雜性降低的 DPSK解調(diào)器。發(fā)明內(nèi)容對(duì)光差分相移鍵控(DPSK)信號(hào)進(jìn)行解調(diào)是利用用于接收光信號(hào) 的自零差接收機(jī)(402 )來實(shí)現(xiàn)的。轉(zhuǎn)換器(404 )將由自零差接收機(jī) 所接收到的光信號(hào)轉(zhuǎn)換為有代表性的電信號(hào)。處理器(410)利用判定 反饋多碼元檢測(cè)對(duì)有代表性的電信號(hào)進(jìn)行處理，以便獲得指示光信號(hào) 的差分相移的判定變量。


圖1與圖2圖解說明現(xiàn)有技術(shù)的噪聲模式； 圖3圖解說明現(xiàn)有技術(shù)的曲線圖形式的結(jié)果; 圖4圖解說明本發(fā)明； 圖5圖解說明本發(fā)明的變型方案；
圖6與圖7分別針對(duì)DBPSK與DQPSK圖解說明AWGN信道上的仿真 結(jié)果；以及圖8與圖9分別圖解說明在DBPSK與DQPSK的自相位非線性相位 噪聲存在時(shí)單信道多跨段(multi-span)系統(tǒng)的仿真結(jié)果。
具體實(shí)施方式
根據(jù)所提出的本發(fā)明的技術(shù)，在實(shí)現(xiàn)極好的性能特性的同時(shí)，避 免歸因于頻率偏移的干擾。這在本發(fā)明中是通過應(yīng)用用于接收光信號(hào) 的自零差接收機(jī)來實(shí)現(xiàn)的。由于自零差接收機(jī)不依賴于本地振蕩器， 因此避免了頻率偏移問題。為了構(gòu)成這種新的被應(yīng)用于光解調(diào)器的前 端的接收機(jī)，需要一種獨(dú)特的后處理設(shè)備以及方法。該方法大體上對(duì) 利用遞歸技術(shù)的判定進(jìn)行比較，從而生成改進(jìn)的判定變量x (nT)?，F(xiàn)在將參考圖4對(duì)本發(fā)明的一個(gè)典型實(shí)施方案進(jìn)行說明。接收信 號(hào)r(t)被分成兩部分，并通過光接收機(jī)、即本發(fā)明的自零差接收機(jī)被 發(fā)送。在本發(fā)明的一個(gè)方面中，自零差接收機(jī)包括干涉鑒別器。在解 調(diào)涉及被分成實(shí)部與虛部的輸入信號(hào)的DPSK中，并且在所示的典型情 況下，接收機(jī)包括一對(duì)干涉鑒別器，如402a、 402b所示。差分延遲等于信號(hào)發(fā)送間隔T,而針對(duì)兩個(gè)干涉儀，上面的分支與 下面的分支之間的相移分別被設(shè)置為A(p-0和Aq^7i/2弧度。如杲用等式(8)來表示所接收到的光信號(hào)r(t):(8) HO = y力)cos2兀/(; — ye Wsin 2兀/。r = Re{y(0exp(/27i/0。} 其中Wt卜jMt)+y。^是r(t)的復(fù)包絡(luò)，則可以看到接收信號(hào)包括實(shí)部 和虛部。干涉儀根據(jù)相移設(shè)置將相應(yīng)的實(shí)部和虛部分離。此后，在這種情況下，通過一對(duì)光電二極管404a和同樣用于虛部的404b以及相應(yīng)的 運(yùn)算放大器406a、 406b將光信號(hào)轉(zhuǎn)換到電氣域中。在這一點(diǎn)上，實(shí)部 和虛部利用例如低通濾波器408a、 408b而經(jīng)受低通濾波。在干涉平衡檢測(cè)和低通濾波之后，因此獲得現(xiàn)有技術(shù)的判定變量 u(t)。能夠觀測(cè)到，該判定變量u(t)如下用其如等式(9)中所示的實(shí)部與虛部來表示w,(0 = Re{^)/(《—r)}以Atp = 0超出鑒別器(9) "e(0=lm{y(f)/(hr)}以A(p=+超出鑒別器
如上所述，本發(fā)明為了避免由于頻率偏移而造成的光系統(tǒng)的降級(jí)而使用自零差接收機(jī)。Lieb中所示的處理將不能利用本發(fā)明所提出的 這種前端接收機(jī)來工作。為了構(gòu)成該自零差接收機(jī)，于是本發(fā)明提供 一種獨(dú)特的后處理。在此，本發(fā)明的處理基于u(nT)產(chǎn)生改進(jìn)的判定變 量x(nT)?，F(xiàn)在將對(duì)產(chǎn)生改進(jìn)的判定變量的處理進(jìn)行數(shù)學(xué)推導(dǎo)。為了更 好地對(duì)新的判定變量和已知的判定變量進(jìn)行比較，有利的是引入n和 ，以便《io)《-zir+7其中-"^F《并將判定變量u (nT)定義為(11) <formula>formula see original document page 11</formula>忽略可能的不重要的時(shí)間偏差，假設(shè)最佳判定瞬間發(fā)生在F = 0 時(shí)。用于第n個(gè)傳輸碼元的傳統(tǒng)的判定變量因此為u(nT)。根據(jù)u(nT),在此提供改進(jìn)的判定變量，該改進(jìn)判定變量根據(jù)本發(fā)明通過以下遞歸等式來定義(12) <formula>formula see original document page 11</formula>新的判定變量x(nT)被定義為傳統(tǒng)的判定變量u(nT)和取決于 u(nT)與x((n-l)T)的乘積的第二項(xiàng)之和。換句話說，x遞歸地取決于 其過去值。第二項(xiàng)進(jìn)一步包括相位校正因子exp(-jc(n-l))，該相位 校正因子用于對(duì)準(zhǔn)第一和第二項(xiàng)，以便它們?cè)诮Y(jié)構(gòu)上組合。根據(jù)已經(jīng)參考早期的Lieb解決方案所論述的符號(hào)表示法，0<w< 1和c(n-l)分別是遺忘因子和前一數(shù)字碼元的估計(jì)相位。遺忘因子w 是控制第二項(xiàng)的影響的權(quán)重。如果設(shè)置w-O,則等式12產(chǎn)生x-u，并 且該接收機(jī)相當(dāng)于傳統(tǒng)的接收機(jī)。對(duì)于w-l，該接收機(jī)具有無限的存儲(chǔ) 器，并且根據(jù)本發(fā)明獲得極好的結(jié)果。為了解釋等式(12)中的公式后的比率并闡明其與Lieb的關(guān)系， 展開上述遞歸式，獲得如下等式(13):與等式(5)的比較揭示，從不同的輸入信號(hào)、即u(t)而不是y(n) 開始，獲得相似的判定變量。第一個(gè)區(qū)別在于y的特性，由于使用干 涉檢測(cè)器來代替本地振蕩器，因此y現(xiàn)在不能包含任何頻率偏移。第
二個(gè)區(qū)別是由于等式(14)中所示的因子。(14) fll余+ f該因子位于等式(13)的求和中。這代表不完整性，該不完整性的精 確補(bǔ)償將需要以碼元速率進(jìn)行昂貴的處理。當(dāng)然，可以將因子(14)去除，但是這將需要昂貴的修正。因此， 在本發(fā)明的另一方面中，不去除因子(14)。作為一種折衷，可以替 代地借助傳統(tǒng)的(也就是緩慢的)增益控制對(duì)因子(14)進(jìn)行補(bǔ)償。 當(dāng)然，該補(bǔ)償僅對(duì)因子(14)的平均效應(yīng)進(jìn)行校正。然而，仿真表明 使用這樣的增益控制所導(dǎo)致的性能降級(jí)是微不足道的。再次轉(zhuǎn)向圖4，在設(shè)置于低通濾波器與判定裝置之間的電子后處理 410中實(shí)施等式(12)。在所示的典型實(shí)施例中，電子后處理410產(chǎn) 生等式(12)中的表達(dá)式的第二部分，其中該第二部分與判定變量u(t) 相加。當(dāng)然，也可以實(shí)施包含該處理的其它實(shí)施方案。在圖4中，加法器412a、 412b使判定變量與表達(dá)式(12)的第二 部分相加在一起，以便獲得改進(jìn)的判定變量x(t)。 一般而言，設(shè)置有 處理器，該處理器對(duì)判定變量u (t)進(jìn)行采樣并且給它乘上先前所產(chǎn)生 的改進(jìn)的判定變量。該因子的符號(hào)取決于先前的判定。在本發(fā)明中， 設(shè)置有復(fù)數(shù)乘法器、例如復(fù)數(shù)四象限乘法器，以便使復(fù)數(shù)相乘。衰減 器416a、 416b提供遺忘因子或加權(quán)因子w，以削弱電子處理的影響。通過以時(shí)延T 418a、 418b對(duì)改進(jìn)的判定變量x(t)進(jìn)行采樣來提 供改進(jìn)的判定變量的時(shí)延版本。判定變量x(t)的延遲版本的符號(hào)由指 數(shù)因子exp[-jc(n-l)]提供。通過在復(fù)數(shù)乘法器414之前的乘法器 420a、 420b來組合判定變量x(t)的時(shí)延版本與指數(shù)因子。這里，乘法 器420a、 420b被顯示為+/-1乘法器。所示的示范性圖中的指數(shù)因子直接對(duì)應(yīng)于判定裝置的輸出，也即 這里不需要用于計(jì)算因子的特殊元件。對(duì)于DBPSK來說，指數(shù)因子可 以采用^個(gè)實(shí)數(shù)值+ /-1。對(duì)于后面論述的DQPSK來說，指數(shù)因子可以 采用四個(gè)復(fù)數(shù)值(+/-1) + ( +/-j)。復(fù)數(shù)乘法器可以如圖4中所示那樣利用加法器和減法器來構(gòu)造。 這遵循復(fù)數(shù)代數(shù)的規(guī)則，在此將不對(duì)這些規(guī)則進(jìn)行深入研究。足以假 定復(fù)數(shù)四象限乘法器計(jì)算判定變量u (nt)與乘上相位U3V "xPHWn-2〃的改進(jìn)的判定變量的乘積。圖4中的特殊的復(fù)數(shù)四象限乘法器具有2個(gè)復(fù)數(shù)輸入(即4個(gè)實(shí) 數(shù)輸入)和1個(gè)復(fù)數(shù)輸出(即2個(gè)實(shí)數(shù)輸出)。+ /-1乘法器420a、 420b的輸出、即x〃n-"""邵HWn-"7的復(fù)數(shù)形式通過乘法器428a、 428b和426a、 426b #皮乘上變量u (nt)。這些乘法器的輸出分 別#1引導(dǎo)到加法器424a、 424b。分別通過衰減器416a、 416b施加加 權(quán)因子。然后將改進(jìn)的判定變量發(fā)送至判定裝置。如從文獻(xiàn)中顯而易見 的，該判定變量是被輸入到判定裝置的變量或參數(shù)，該變量或參數(shù)的 值代表DPSK中所使用的光信號(hào)的相位或相位差。圖4中所示的示范性 設(shè)備中的判定裝置是D觸發(fā)器。雖然，該判定裝置可以像開關(guān)或更復(fù) 雜的處理器一樣簡(jiǎn)單。該判定裝置所使用的附加元件、例如時(shí)鐘恢復(fù) 等是已知的，并且因此為了清楚起見而已被省略。如所提及的，圖4圖解說明DBPSK的情況。對(duì)于采用二進(jìn)制DPSK并且判定反饋多碼元檢測(cè)簡(jiǎn)化為<formula>formula see original document page 13</formula>其中復(fù)數(shù)u(t)代表由轉(zhuǎn)換器所轉(zhuǎn)換的電信號(hào)，實(shí)數(shù)w是加權(quán)因子，實(shí) 數(shù)c (n-1)代表所估計(jì)的前一數(shù)據(jù)碼元，并且復(fù)數(shù)x (t)的實(shí)部是判定變量。這里現(xiàn)在討論圖5中所示的DQPSK的情況?；旧希鲜龅谋景l(fā) 明也同樣適用于DQPSK。換句話說，等式(12)同樣適用于DQPSK情 況。因此DQPSK情況與DBPSK情況相似，并且包括相似的元件。如下 面將更好地理解的那樣，對(duì)于四進(jìn)制DPSK來說判定反饋多碼元檢測(cè)簡(jiǎn) 化為<formula>formula see original document page 13</formula>其中復(fù)數(shù)u(t)代表由轉(zhuǎn)換器所轉(zhuǎn)換的電信號(hào)，實(shí)數(shù)w是加權(quán)因子，復(fù) 數(shù)c(n-l)代表所估計(jì)的前一數(shù)據(jù)碼元，復(fù)數(shù)x(t)是判定變量，并且* 表示復(fù)共軛。在圖5中，將接收信號(hào)r(t)分為兩個(gè)部分并通過光接收機(jī)、即本 發(fā)明的自零差接收機(jī)發(fā)送。在本發(fā)明的一個(gè)方面中，自零差接收機(jī)包 括干涉鑒別器。在解調(diào)涉及被分為實(shí)部與虛部的輸入信號(hào)的DPSK中以
及在所示的示范性情況下，接收機(jī)包括一對(duì)干涉鑒別器502a、 502b。 干涉儀根據(jù)相移設(shè)置分離相應(yīng)的實(shí)部和虛部。此后，光信號(hào)在該情況下通過一對(duì)光電二極管504a和用樣地用于 虛部的504b以及相應(yīng)的運(yùn)算放大器506a、 506b被轉(zhuǎn)換到電氣域中。 在這一點(diǎn)上，利用例如低通濾波器508a、 508b使實(shí)部和虛部經(jīng)受低通 濾波。如在圖4中的情況中那樣，等式(12)在被設(shè)置在低通濾波器 與判定裝置之間的電子后處理510中被實(shí)施。在所示的示范性實(shí)施例 中，電子后處理510產(chǎn)生等式(12)中的表達(dá)式的第二部分，該第二 部分與判定變量u(t)相加。當(dāng)然，也可實(shí)現(xiàn)包含處理的其它實(shí)施方案。繼續(xù)，加法器512a、 512b將判定變量和表達(dá)式(12)的第二部分 加起來，以便獲得改進(jìn)的判定變量x(t)。 一般而言，設(shè)置有處理器， 該處理器對(duì)判定變量u (t)進(jìn)行采樣并且給它乘上先前所產(chǎn)生的改進(jìn)的 判定變量。該因子的符號(hào)取決于先前的判定。在本發(fā)明中，設(shè)置有復(fù) 數(shù)乘法器514a、例如復(fù)數(shù)四象限乘法器，以便將復(fù)數(shù)相乘。由于DQPSK 使用四元復(fù)數(shù)，因此使用第二復(fù)數(shù)乘法器514b。衰減器516a、 516b 提供遺忘或加權(quán)因子w,以削弱電子處理的影響。通過以時(shí)延T 518a、 518b對(duì)改進(jìn)的判定變量x(t)進(jìn)行采樣來提 供改進(jìn)的判定變量的時(shí)延版本。判定變量x(t)的延遲版本的符號(hào)由指 數(shù)因子exp[-jc(n-l)]。乘法器520 a、 520b在復(fù)數(shù)乘法器514之前 組合判定變量x(t)的時(shí)延版本和指數(shù)因子。這里，乘法器520 a、 520b 被顯示為+/-1乘法器。然后將改進(jìn)的判定變量發(fā)送到判定裝置。圖5中所示的示范性設(shè) 備中的判定裝置是D觸發(fā)器522a、 522b。雖然，判定裝置可像開關(guān)或 更復(fù)雜的處理器一樣簡(jiǎn)單。判定裝置所使用的附加元件、例如時(shí)鐘恢 復(fù)等是已知的，并且因此為了清楚起見而已被省略。在DQPSK的情況下，復(fù)數(shù)乘法器514b代替圖4中的乘法器420a、 420b。即，復(fù)數(shù)乘法器541b使x[(n-l)T]的復(fù)數(shù)形式與exp(-jc(n-l))相乘。更具體地，加法器524 a、 524b將來自乘法器526a、 528a 和526b、 528b的乘上因子的表達(dá)式相加。將復(fù)數(shù)結(jié)果饋送到復(fù)數(shù)乘法 器514a，其中乘法器528c、 528d使判定變量u (nT)的實(shí)部與復(fù)數(shù)乘法 器514b的實(shí)部輸出進(jìn)行復(fù)數(shù)乘法。來自復(fù)數(shù)乘法器514b的復(fù)數(shù)輸出 的虛部被饋送到乘法器526c、 526d，用于與判定變量u (nT)的虛部相 乘。這些乘法器的輸出分別被引導(dǎo)到加法器524a、 524b。然后，衰減 器516a、 516b分別施加加權(quán)因子。結(jié)果分別通過加法器524c、 524d 進(jìn)行相加。應(yīng)理解的是，圖4和圖5中的實(shí)施方案是模擬的。雖然，(12)的實(shí)施可以是模擬的或數(shù)字的。在數(shù)字的情況下，例如，可將波特間隔采樣設(shè)置在7 = 0。在數(shù)字的情況下，因子 (17) exp[力c("-l)]是基于先前恢復(fù)的比特來實(shí)現(xiàn)的。對(duì)于DBPSK來說，該因子直接對(duì)應(yīng) 于以(-l, l)解釋的先前的比特判定。對(duì)于DQPSK來說，成立，其中、(n-l)和bo(n-l)是分別針對(duì)同相和正交分量以{-1, 1} 解釋的先前的比特判定。比例因子W能夠與遺忘因子w組合。對(duì)于 DBSPK來說，與剩余因子相乘等價(jià)于與±1相乘，而對(duì)于DQPSK來說等 效于與(±1± j)相乘?，F(xiàn)在，將參考圖6和圖7對(duì)本發(fā)明的操作進(jìn)行論述，圖6和圖7 分別針對(duì)DBPSK和DQPSK總結(jié)了 AWGN信道上的仿真結(jié)果。尤其，圖6 針對(duì)遺忘因子w的多個(gè)值圖解說明在AWGN信道上改進(jìn)的DBPSK解調(diào)器 的性能。圖7針對(duì)遺忘因子w的多個(gè)值示出在AWGN信道上改進(jìn)的DQPSK 解調(diào)器的性能。更詳細(xì)地，繪制有作為Eb/N。(縱坐標(biāo))的函數(shù)的誤比 特率(BER)(橫坐標(biāo))，其中Eb為每比特的能量，N。/2為沿每個(gè)偏振 的噪聲的雙側(cè)功率諳密度。為了簡(jiǎn)單起見，假定匹配的濾波和奈奎斯 特全脈沖響應(yīng)。作為參考，放入了與傳統(tǒng)的自零差和零差檢測(cè)相對(duì)應(yīng) 的曲線。正如從圖6中能夠看到的那樣，當(dāng)遺忘因子從O增加到1時(shí)，所 提出的解調(diào)器從自零差檢測(cè)的性能移動(dòng)到零差檢測(cè)的性能。針對(duì) w=0. 9，對(duì)于DBPSK來說，相對(duì)于在BER-10—3時(shí)的自零差檢測(cè)的增益等 于O. 5dB，其中如果使用強(qiáng)的前向糾錯(cuò)(FEC)碼，則該增益是重要的。 在如圖7所示的DQPSK的情況下，對(duì)于w=0. 9，該增益等于1. 6dB。與 Lieb提出的解決方案相比，我們可以看出，對(duì)于接近于l的w的值來 說，結(jié)果被改善很多。這是部分地由于在本發(fā)明中避免了本地振蕩器。 如應(yīng)理解的，遺忘因子不受較早參考現(xiàn)有技術(shù)文獻(xiàn)所述的效應(yīng)限制。
圖8和圖9分別針對(duì)DBPSK和DQPSK示出在自相位非線性相位噪 聲存在的情況下單信道多跨段系統(tǒng)的仿真結(jié)果。遵從Gordon和Ho, 已經(jīng)忽略了色散效應(yīng)。尤其，圖8針對(duì)遺忘因子w的多個(gè)值示出改進(jìn) 的DBPSK解調(diào)器在自相位非線性相位噪聲的情況下的性能。光纖參數(shù) 為a=0. 25dB/km， Y=l. 2993W—鏈路參數(shù)跨長(zhǎng)-90km，發(fā)射功 率4mW,跨段數(shù)目=40。圖9針對(duì)遺忘因子w的多個(gè)值示出改進(jìn)的DQPSK解調(diào)器在自相位 非線性相位噪聲的情況下的性能。光纖參數(shù)為a=0. 25dB/km， y=l. 2993W-1km—、鏈路參數(shù)跨長(zhǎng)-90km，發(fā)射功率-lmW,跨段數(shù)目= 30。從圖8中，能夠看出，在DBPSK的情況下，相對(duì)于傳統(tǒng)的零差解 調(diào)的增益等于1. 3dB。圖6與圖8的比較揭示相對(duì)于理想化的AWGN 情形，在BER=10—3時(shí)自零差解調(diào)經(jīng)歷大約2. ldB的損失，而所提出的 解調(diào)器在w=0. 9的情況下僅遭受1. 3dB的損失。因此，推斷出本發(fā)明 所提出的多碼元檢測(cè)能夠有效地減輕相位噪聲的影響。在圖9中所示的DQPSK的情況下，相對(duì)于自零差解調(diào)的增益為 1.8dB，其僅稍好于AWGN信道上的增益。在這種情況下，由于DQPSK 調(diào)制格式對(duì)相位干擾的較高的固有敏感性，因此相位噪聲的減少不太 有效?？傊?，與DBPSK相結(jié)合，本發(fā)明所提出的方法為光信號(hào)的解調(diào)提 供AWGN信道上的適度的SNR增益和在非線性情形下相對(duì)于自零差解調(diào) 的有效的相位噪聲減少。當(dāng)自零差檢測(cè)遭受顯著的降級(jí)時(shí)，在存在非 線性相位噪聲的情況下，SNR增益與附加成果(effort)的折衷變得 尤其有吸引力。已經(jīng)論述的用于相位噪聲減少的其它已知方法更加復(fù) 雜而且只能對(duì)自相位非線性相位噪聲進(jìn)行補(bǔ)償。相對(duì)于相位噪聲的起XPM引起的相位噪聲進(jìn)行補(bǔ)償。與DQPSK相結(jié)合，所提出的方法在AWGN信道上提供相對(duì)于自零差 解調(diào)的顯著的SNR增益。在相位噪聲存在的情況下，即使新穎的多碼 元解調(diào)器相對(duì)于AWGN情況未展現(xiàn)出任何附加的顯著的益處，新穎的多 碼元解調(diào)器也表現(xiàn)良好。除了這些優(yōu)點(diǎn)以外，本發(fā)明利用相對(duì)便宜的電子裝置，與昂貴的 光學(xué)裝置相反。因此，本發(fā)明為光信號(hào)的DPSK解調(diào)的先前的問題提供 有效且并不復(fù)雜的解決方案。雖然已參考特定實(shí)施例對(duì)本發(fā)明進(jìn)行了描述，但是應(yīng)該理解的是，本發(fā)明能夠在本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)以特定實(shí)施例的變型或修改來實(shí)踐。
權(quán)利要求
1. 一種用于對(duì)光差分相移鍵控(DPSK)信號(hào)進(jìn)行解調(diào)的設(shè)備，包括自零差接收機(jī)(402)，用于接收光信號(hào)，轉(zhuǎn)換器(404 ),用于將由自零差接收機(jī)所接收到的光信號(hào)轉(zhuǎn)換為 有代表性的電信號(hào)，以及處理器(410)，該處理器利用判定反饋多碼元檢測(cè)對(duì)有代表性的 電信號(hào)進(jìn)行處理，以便獲得指示光信號(hào)的差分相移的判定變量。
2. 如權(quán)利要求l所述的設(shè)備，其中自零差接收機(jī)包括一對(duì)用于接 收光信號(hào)的同相和正交分量的干涉儀。
3. 如前述權(quán)利要求中任何一項(xiàng)所述的設(shè)備，其中處理器所利用的判定反饋多碼元檢測(cè)是根據(jù)以下莘式來實(shí)現(xiàn)的 ;c("r+7)=w("r+r)+w'+7). 4" - i)r+7j' exp[- yc(n -1)]其中復(fù)數(shù)u(t)代表由轉(zhuǎn)換器所轉(zhuǎn)換的電信號(hào)，實(shí)數(shù)w是加權(quán)因子，復(fù) 數(shù)exp [-jc (n-l)]代表前一數(shù)據(jù)碼元的估計(jì)相位，以及復(fù)數(shù)x (t)是判定變量。
4. 如權(quán)利要求3所述的設(shè)備，其中采用二進(jìn)制DPSK,并且判定反饋多碼元檢測(cè)簡(jiǎn)化為<formula>formula see original document page 2</formula>其中復(fù)數(shù)u(t)代表由轉(zhuǎn)換器所轉(zhuǎn)換的電信號(hào)，實(shí)數(shù)w是加權(quán)因子，實(shí) 數(shù)c (n-l)代表所估計(jì)的前一數(shù)據(jù)碼元，以及復(fù)數(shù)x (t)的實(shí)部是判定變量。
5. 如權(quán)利要求3所述的設(shè)備，其中采用四進(jìn)制DPSK，并且判定反 饋多碼元檢測(cè)簡(jiǎn)化為<formula>formula see original document page 2</formula>其中復(fù)數(shù)u(t)代表由轉(zhuǎn)換器所轉(zhuǎn)換的電信號(hào)，實(shí)數(shù)w是加權(quán)因子，復(fù) 數(shù)c(n-l)代表所估計(jì)的前一數(shù)據(jù)碼元，復(fù)數(shù)x(t)是判定變量，以及* 表示復(fù)共軛。
6. 如前述權(quán)利要求中任何一項(xiàng)所述的設(shè)備，進(jìn)一步包括用于對(duì)由 轉(zhuǎn)換器所轉(zhuǎn)換的電信號(hào)進(jìn)行采樣的采樣器，并且其中以數(shù)字形式來實(shí) 施判定反々貪多碼元檢測(cè)。
7. —種用于對(duì)光差分相移鍵控(DPSK)信號(hào)進(jìn)行解調(diào)的方法，包 括以下步驟利用自零差接收機(jī)(402 )接收光信號(hào)，將由自零差接收機(jī)所接收到的光信號(hào)轉(zhuǎn)換為有代表性的電信號(hào)，以及利用判定反饋多碼元檢測(cè)對(duì)有代表性的電信號(hào)進(jìn)行處理，以便獲 得指示光信號(hào)的差分相移的判定變量。
8. 如前述權(quán)利要求7所述的方法，其中在處理步驟中所利用的判定反饋多碼元檢測(cè)遵循以下等式<formula>formula see original document page 3</formula>其中復(fù)數(shù)u(t)代表由轉(zhuǎn)換器所轉(zhuǎn)換的電信號(hào)，實(shí)數(shù)w是加權(quán)因子，復(fù) 數(shù)exp [-jc (n-l)]代表前一數(shù)據(jù)碼元的估計(jì)相位，以及復(fù)數(shù)x (t)是判定變量。
9. 如權(quán)利要求8所述的方法，其中所采用的調(diào)制是二進(jìn)制差分相 移鍵控。
10. 如權(quán)利要求8所述的方法，其中所采用的調(diào)制是四進(jìn)制差分 相移鍵控。
全文摘要
對(duì)光差分相移鍵控(DPSK)信號(hào)進(jìn)行解調(diào)是利用用于接收光信號(hào)的自零差接收機(jī)(402)來實(shí)現(xiàn)的。轉(zhuǎn)換器(410)將由自零差接收機(jī)所接收到的光信號(hào)轉(zhuǎn)換為有代表性的電信號(hào)。處理器(410)利用判定反饋多碼元檢測(cè)對(duì)有代表性的電信號(hào)進(jìn)行處理，以便獲得指示光信號(hào)的差分相移的判定變量。
文檔編號(hào)H04B10/66GK101124799SQ200680005426
公開日2008年2月13日 申請(qǐng)日期2006年2月8日 優(yōu)先權(quán)日2005年2月18日
發(fā)明者S·卡拉布羅 申請(qǐng)人:諾基亞西門子通信有限責(zé)任兩合公司