專利名稱：用于ofdm通信系統(tǒng)的碼元時間跟蹤的制作方法
根據(jù)35U.S.C.§119的優(yōu)先權(quán)申明
該申請要求2005年3月10日提交的美國臨時申請序列號60/660,717的權(quán)益并且是該臨時申請的非臨時申請，其被轉(zhuǎn)讓給在此的轉(zhuǎn)讓人，并因此為了所有目的整體上通過引用而被明確地結(jié)合于此。
背景 本發(fā)明一般地涉及數(shù)據(jù)或話音通信，且更具體地涉及通信系統(tǒng)中的同步。
正交頻分復(fù)用(OFDM)是一種將整個系統(tǒng)帶寬有效地劃分成多個(N個)正交頻率子帶的多載波調(diào)制技術(shù)。這些子帶也稱為音調(diào)(tone)、子載波、容器(bin)及頻道。借助于OFDM，每個子帶與可能調(diào)制有數(shù)據(jù)、導(dǎo)頻、或者開銷信息的相應(yīng)子載波相關(guān)聯(lián)。
在OFDM系統(tǒng)中，發(fā)射機處理數(shù)據(jù)以獲得調(diào)制碼元，并進一步對調(diào)制碼元執(zhí)行處理以生成OFDM碼元。然后發(fā)射機調(diào)節(jié)OFDM碼元并通過通信信道發(fā)送OFDM碼元。該OFDM系統(tǒng)可以利用一種傳輸結(jié)構(gòu)，借此數(shù)據(jù)在幀中傳輸，每幀具有特定的持續(xù)時間。不同類型的數(shù)據(jù)(例如通信量/分組數(shù)據(jù)、開銷/控制數(shù)據(jù)、導(dǎo)頻等等)可以在每個幀的不同部分中被發(fā)送。術(shù)語“導(dǎo)頻”一般地指由發(fā)射機和接收機雙方預(yù)先知道的數(shù)據(jù)和/或傳輸。
接收機典型地需要獲得精確的幀和OFDM碼元定時，以便正確地恢復(fù)由發(fā)射機發(fā)送的數(shù)據(jù)。例如，為了正確地恢復(fù)每個幀中發(fā)送的不同類型的數(shù)據(jù)，接收機可能需要知道每個幀的開始。接收機常常不知道每個OFDM碼元由發(fā)射機發(fā)送的時間，也不知道由通信信道引入的傳播延遲。為了對接收的OFDM碼元正確地執(zhí)行互補OFDM解調(diào)，接收機應(yīng)當(dāng)需要確定通過通信信道接收的每個OFDM碼元的定時。
同步指由接收機執(zhí)行的、以獲得幀和OFDM碼元定時的過程。接收機也可以執(zhí)行其它的任務(wù)，諸如頻率誤差估計和信道估計。同步可發(fā)生在不同的時間，以改進定時和校正信道中的變化。因為在信道中突然的變化是不太可能的，無線系統(tǒng)可以使它們的定時相干地變化。
常常信道經(jīng)歷變化的延遲和多徑。信號的不同反射或路徑可能在不同時間到達接收機并具有不同的大小。衰落影響接收到的信號的大小。延遲擴展是第一個到達路徑(FAP)和最后到達路徑(LAP)之間的差。LAP可能不是接收到的最后一次實際反射，但卻是滿足某個時間延遲限制和/或大小標(biāo)準(zhǔn)的最后一次反射。如果能夠正確地估計FAP和LAP兩者，并因此調(diào)節(jié)OFDM碼元定時，那么大多數(shù)接收到的信號反射可以被建設(shè)性地用于數(shù)據(jù)解調(diào)。
概述 一方面，本公開提供一種用于表征通信信道的方法。穿越信道分布圖(profile)移動檢測窗以將該檢測窗內(nèi)的信道分布圖中的抽頭能量聚集成累積的能量曲線。確定在累積的能量曲線中的最大值的峰值。定義相對于累積的能量曲線的頻帶。利用在累積的能量曲線中的區(qū)域的第二端附近發(fā)現(xiàn)的后沿來檢測第一到達路徑(FAP)。檢測在累積的能量曲線中的區(qū)域的第一端附近發(fā)現(xiàn)的前沿。利用該前沿確定最后到達路徑(LAP)。該頻帶定義在該頻帶內(nèi)的最大值處或者最大值附近的累積的能量曲線的區(qū)域。
一方面，本公開提供一種用于表征通信信道的接收機。該接收機包括用于穿越信道分布圖(profile)移動檢測窗以將該檢測窗內(nèi)的信道分布圖中的抽頭能量累積成累積的能量曲線的裝置；用于確定在累積的能量曲線中的最大值的峰值的裝置；用于定義相對于累積的能量曲線的頻帶的裝置；用于利用在累積的能量曲線中的區(qū)域的第二端附近發(fā)現(xiàn)的后沿來檢測FAP的裝置；用于檢測在累積的能量曲線的區(qū)域的第一端附近發(fā)現(xiàn)的前沿的裝置；以及用于利用該前沿確定LAP的裝置。該頻帶定義在該頻帶內(nèi)的最大值處或者最大值附近的累積的能量曲線的區(qū)域。
一方面，本公開提供一種用于表征通信信道的通信設(shè)備。該通信設(shè)備包括耦合在一起的處理器和存儲器。該處理器被配置來穿越信道分布圖(profile)移動檢測窗以將該檢測窗內(nèi)的信道分布圖中的抽頭能量累積成累積的能量曲線；確定在累積的能量曲線上的最大值的峰值；定義相對于累積的能量曲線的頻帶；利用在累積的能量曲線中的區(qū)域的第二端附近發(fā)現(xiàn)的后沿來檢測第一到達路徑(FAP)；檢測在累積的能量曲線中的區(qū)域的第一端附近發(fā)現(xiàn)的前沿；以及利用該前沿確定最后到達路徑(LAP)。該頻帶定義在該頻帶內(nèi)的最大值處或者最大值附近的累積的能量曲線的區(qū)域。
從在下文中提供的詳細描述中本發(fā)明的進一步的適用范圍將變得明顯。應(yīng)當(dāng)理解，詳細的描述和具體的實例，雖然指示了各種實施例，但意在僅為了舉例說明而不是意在對本公開的范圍的必要限制。
附圖簡述 結(jié)合附圖描述本公開

圖1是在正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中的基站和無線接收機的實施例的方框圖； 圖2A、2B和2C是具有遞增詳細級別的超幀結(jié)構(gòu)的實施例的方框圖； 圖3是OFDM調(diào)制器的實施例的方框圖； 圖4是同步和信道估計單元的實施例的方框圖； 圖5是OFDM碼元定時檢測器和信道估計器的實施例的方框圖； 圖6是碼元定時檢測器的實施例的方框圖； 圖7是時間濾波器單元的實施例的方框圖； 圖8是具有TDM和FDM導(dǎo)頻兩者的導(dǎo)頻傳輸方案的實施例的圖表； 圖9A、9B和9C是表示用于具有不同延遲擴展的OFDM碼元的三個接收信號路徑的實施例的方框圖； 圖10A和10B是處理信道分布圖以確定累積的能量曲線的圖表； 圖11是表示在結(jié)果信道抽頭能量上的定時漂移效應(yīng)的實施例的圖表； 圖12是表示用于可設(shè)計的信道布置的搜索窗的實施例的圖表； 圖13是接收機的一部分的實施例的方框圖；以及 圖14是用于表征通信信道的方法的流程框圖。
在附圖中，相似的部件和/或特征可能具有相同的參考標(biāo)注。
詳細描述 確保的描述僅提供優(yōu)選的示例性實施例，并不意在限制本發(fā)明的范圍、應(yīng)用性或者配置。相反地，對優(yōu)選的示例性實施例的描述將向那些本領(lǐng)域技術(shù)人員提供用于實現(xiàn)本發(fā)明的優(yōu)選的示例性實施例的描述。應(yīng)當(dāng)理解可以在元件的功能和安排上進行各種不同的變化，而不脫離如附隨的權(quán)利要求闡述的本發(fā)明的精神和范圍。
在下列描述中給出具體細節(jié)，以提供對實施例的全面理解。然而，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員將會理解在沒有這些具體詳細的描述的條件下實施例是可以實現(xiàn)的。例如，為了不會在不必要的細節(jié)中使實施例不清楚，電路可能以方框圖的方式來示出。在其它情況下，可以在沒有不必要的細節(jié)的條件下示出已知的電路、過程、算法、結(jié)構(gòu)和技術(shù)，以避免使得實施例不清楚。
同樣，注意到實施例可以被描述為過程，過程被描述為流程框圖、流程圖、數(shù)據(jù)流程圖、結(jié)構(gòu)框圖、或者方框圖。盡管流程框圖可以以順序過程描述操作，但是許多操作可以并行地或者同時執(zhí)行。另外，操作的順序可以重新安排。當(dāng)過程的操作完成時該過程終止，但是過程可以具有沒有包括在圖中的額外的步驟。過程可以對應(yīng)于種方法、一函數(shù)、程序、子例程、子程序等。當(dāng)過程對應(yīng)于函數(shù)時，其終止對應(yīng)于該函數(shù)返回到調(diào)用函數(shù)或者主函數(shù)。
而且，如在此描述的，術(shù)語“存儲介質(zhì)”可以代表用于存儲數(shù)據(jù)的一個或者多個設(shè)備，包括只讀存儲器(ROM)、隨機存取存儲器(RAM)、磁RAM、磁心存儲器、磁盤存儲介質(zhì)、光存儲介質(zhì)、閃存設(shè)備和/或其它用于存儲信息的機器可讀介質(zhì)。術(shù)語“機器可讀介質(zhì)”包括但是不限于便攜的或固定的存儲設(shè)備、光存儲設(shè)備、無線信道和各種能夠存儲、包含或者承載指令和/或數(shù)據(jù)的其它介質(zhì)。
此外，實施例可以由硬件、軟件、固件、中間件、微碼、硬件描述語言、或它們的任何組合來實現(xiàn)。當(dāng)由軟件、固件、中間件或微碼實現(xiàn)時，執(zhí)行必要任務(wù)的程序碼或碼段可以被保存在諸如存儲介質(zhì)的機器可讀介質(zhì)中。處理器可以執(zhí)行必要的任務(wù)。碼段或者機器可執(zhí)行指令可以代表過程、函數(shù)、子程序、程序、例程、子例程、模塊、軟件包、類、或者指令、數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)或程序語句的任何組合。碼段可以通過傳遞和/或接收信息、數(shù)據(jù)、自變量、參數(shù)或者存儲器內(nèi)容被連接到另一個碼段或者硬件電路。信息、自變量、參數(shù)、數(shù)據(jù)等可以通過任何適當(dāng)?shù)氖侄危ù鎯ζ鞴蚕?、消息傳遞、令牌傳遞、網(wǎng)絡(luò)傳輸?shù)缺粋鬟f、轉(zhuǎn)發(fā)、或者發(fā)送。
在此描述的同步技術(shù)可以用于各種多載波系統(tǒng)、用于下行鏈路以及上行鏈路和用于廣播系統(tǒng)。下行鏈路(或前向鏈路)指從基站到無線接收機的通信鏈路，上行鏈路(或反向鏈路)指從無線接收機到基站的通信鏈路。為了清楚起見，這些技術(shù)在下面被描述為針對正交頻分復(fù)用(OFDM)或正交頻分多址(OFDMA)系統(tǒng)中的下行鏈路。導(dǎo)頻檢測結(jié)構(gòu)很好地適合于廣播系統(tǒng)，但是也可以用于非廣播系統(tǒng)。在廣播拓撲中，前向鏈路化將由單個基站發(fā)送并由若干無線接收機接收。在一個實施例中，前向鏈路可以使一些信道專門用于單個無線接收機、多個無線接收機的子集或者所有無線接收機。
揭示了一種在OFDM系統(tǒng)中初始捕獲之后用于定時同步的改進的方法和系統(tǒng)。精細定時捕獲(Fine timing acquisition，F(xiàn)TA)可能優(yōu)于在該公開中描述的數(shù)據(jù)模式時間跟蹤(data mode time tracking，DMTT)的性能。基于時分復(fù)用(TDM)導(dǎo)頻1處理的初始時間捕獲的結(jié)果是一個粗略的定時估計。該粗略的定時估計提供有關(guān)超幀的開始的信息，并給出TDM導(dǎo)頻2的開始的粗略估計。借助于利用TDM導(dǎo)頻2結(jié)構(gòu)的進一步的定時估計，接收機估計隨后的OFDM碼元的更加精確的開始位置。該步驟被稱為FTA。
一旦做了FTA，在DMTT模式中正在進行的定時校正保持接收機同步，即使信道可能暫時衰落、經(jīng)歷寬范圍的延遲擴展、經(jīng)歷新出現(xiàn)的能量聚集或者其它問題。DMTT可以使用TDM或頻分復(fù)用(FDM)導(dǎo)頻，但是下面的描述主要涉及FDM導(dǎo)頻，盡管可適用于TDM導(dǎo)頻。同步不僅僅涉及為信道檢測第一到達路徑(FAP)，而且還包括尋找用于FFT收集窗的最佳位置以從信道中捕獲最有用的能量。在一個實施例中，該過程被設(shè)計來成功地處理具有高達768碼片(chip)延遲擴展的1024個樣本的信道估計。
在一個實施例中，DMTT校正取決于FAP位置以及估計的信道延遲擴展D。時間跟蹤器單元首先找到最大累積能量出現(xiàn)的位置TM，并且存儲該最大值EM。接下來，檢查到TM的左邊和右邊的累積能量曲線以定位該累積能量下降到低于值(1-b)EM的位置，對于某個預(yù)定的小于1的值b。換句話說，在累積能量曲線中的平坦區(qū)域的前沿和后沿被定義在檢測窗上的累積能量離開其最大值幾個百分點(如5％或3％)的位置。該百分比定義在該累積能量曲線的最大值周圍的一個帶。進入該帶定義了在該帶中的平坦部分的前沿TL，而離開該帶定義了該帶中平坦部分的后沿TT。該后沿與FAP的位置一致，而前沿等于最后到達路徑(LAP)減去NW。前沿與后沿之間的差等于NW減去延遲擴展D。因此，延遲擴展可以被計算為D＝NW-TT-TL。一旦已經(jīng)計算了FAP、LAP或D中的至少兩個，則DMTT連同F(xiàn)FT收集窗的布局一起被執(zhí)行。
首先參考圖1，示出了在OFDM系統(tǒng)100中的基站110和無線接收機150的實施例的方框圖?；?10通常是固定站，且也可以被稱為基站收發(fā)機系統(tǒng)(BTS)、接入點或者某個其它術(shù)語。無線接收機150可以是固定的或移動的，且也可被稱為用戶終端、移動站或某個其它術(shù)語。無線接收機150也可以是便攜單元，諸如蜂窩電話、手持設(shè)備、無線模塊、個人數(shù)字助理(PDA)、電視接收機等等。
在基站110，TX數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻處理器120接收不同類型的數(shù)據(jù)(例如通信量/分組數(shù)據(jù)和開銷/控制數(shù)據(jù))并處理(例如編碼、交織和映射調(diào)制碼元)接收到的數(shù)據(jù)以生成數(shù)據(jù)碼元。如在此使用的，“數(shù)據(jù)碼元”是針對數(shù)據(jù)的調(diào)制碼元，“導(dǎo)頻碼元”是針對導(dǎo)頻的調(diào)制碼元，調(diào)制碼元是針對調(diào)制方案(例如M-PSK，M-QAM等)在信號星座中的點的復(fù)數(shù)值。導(dǎo)頻處理器120也處理導(dǎo)頻數(shù)據(jù)以生成導(dǎo)頻碼元并將數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻碼元提供給OFDM調(diào)制器130。
如下所述，OFDM調(diào)制器130多路復(fù)用數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻碼元到適當(dāng)?shù)淖訋Ш痛a元周期，并進一步對多路復(fù)用的調(diào)制碼元執(zhí)行OFDM調(diào)制以生成OFDM碼元。在該實施例中，在頻域中，一個OFDM碼元由4096個調(diào)制碼元組成，其中每個調(diào)制碼元有一個子載波。發(fā)射機(TMTR)單元132將OFDM碼元轉(zhuǎn)換成一個或多個模擬信號，并進一步調(diào)節(jié)(例如放大、濾波、上變頻等)模擬信號以生成已調(diào)信號。然后基站110自天線134將該已調(diào)信號發(fā)射到OFDM系統(tǒng)100中的無線接收機。在針對該實施例的時域中，每個OFDM碼元周期是4096+512+17＝4625個樣本長。
在無線接收機150，來自基站110的發(fā)射信號由天線152接收并被提供給接收機單元154。接收機單元154調(diào)節(jié)(例如濾波、放大、下變頻等)該接收到的信號并將經(jīng)調(diào)節(jié)的信號數(shù)字化，以獲得輸入樣本流。OFDM解調(diào)器160對輸入樣本執(zhí)行OFDM解調(diào)，以獲得接收的數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻碼元。OFDM解調(diào)器160借助于信道估計(例如頻率響應(yīng)估計)也對接收的數(shù)據(jù)碼元執(zhí)行檢測(如匹配濾波)以獲得檢測的數(shù)據(jù)碼元，檢測的數(shù)據(jù)碼元是由基站110發(fā)送的數(shù)據(jù)碼元的估計。OFDM解調(diào)器160將檢測的數(shù)據(jù)碼元提供給接收(RX)數(shù)據(jù)處理器170。
如下所述，同步/信道估計單元(SCEU)180接收來自接收機單元154的輸入樣本并執(zhí)行同步以確定幀和OFDM碼元定時。SCEU180也利用從OFDM解調(diào)器160接收的導(dǎo)頻碼元導(dǎo)出信道估計。SCEU180將OFDM碼元定時和信道估計提供給OFDM解調(diào)器160，并可將幀定時提供給RX數(shù)據(jù)處理器170和/或控制器190。OFDM解調(diào)器160利用OFDM碼元定時以執(zhí)行OFDM解調(diào)，并利用信道估計以對接收的數(shù)據(jù)碼元執(zhí)行檢測。
RX數(shù)據(jù)處理器170處理(例如碼元去映射、去交織、譯碼等)來自O(shè)FDM解調(diào)器160的檢測的數(shù)據(jù)碼元，并提供譯碼數(shù)據(jù)。RX數(shù)據(jù)處理器170和/或控制器190可以利用幀定時以恢復(fù)由基站110發(fā)送的不同類型的數(shù)據(jù)。通常地，由OFDM解調(diào)器160和RX數(shù)據(jù)處理器170進行的處理分別與在基站110的OFDM調(diào)制器130和TX數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻處理器120進行的處理是互補的。
控制器140、190分別控制在基站110和無線接收機150的操作?？刂破骺梢允翘幚砥骱?或狀態(tài)機。存儲器單元142、192分別為由控制器140和190使用的程序代碼和數(shù)據(jù)提供存儲。存儲器單元142、192可以使用各種類型的存儲介質(zhì)來存儲信息。
基站110可以發(fā)送點對點傳輸?shù)絾蝹€無線接收機、組播傳輸?shù)揭唤M無線接收機、廣播傳輸?shù)狡涓采w區(qū)域下的所有無線接收機、或者它們的任何組合。例如，基站110可以廣播導(dǎo)頻和開銷/控制數(shù)據(jù)到其覆蓋區(qū)域下的所有無線接收機。在各種不同的情況和實施例中，基站110進一步可以單播發(fā)送用戶特定的數(shù)據(jù)到特定的無線接收機、組播數(shù)據(jù)到一組無線接收機、和/或廣播數(shù)據(jù)到所有無線接收機。
關(guān)于圖2A、2B和2C，示出可以被用于OFDM系統(tǒng)100的超幀結(jié)構(gòu)200的實施例。數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻可以在超幀204中被傳送，其中每個超幀204有預(yù)定的持續(xù)時間。超幀204也可以被稱為幀、時隙、或者某個其它術(shù)語。在該實施例中，每個超幀204包括用于第一TDM導(dǎo)頻的TDM導(dǎo)頻1字段212、用于第二TDM導(dǎo)頻的TDM導(dǎo)頻2字段214、用于開銷/控制數(shù)據(jù)的開銷字段216、以及用于通信量/分組數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)字段218。
用于每個超幀204的四個字段212、214、216、218保持?jǐn)?shù)據(jù)?？梢允褂酶鞣N分配方案，例如，突發(fā)-TDM、周期-TDM、和/或突發(fā)-TDM/FDM。在一個實施例中，也可以安排該四個字段212、214、216、218以促進同步和數(shù)據(jù)恢復(fù)。在每個超幀204中首先被傳輸?shù)膶?dǎo)頻TDM碼元212、214可以被用于在該超幀204中接下來被傳輸?shù)拈_銷字段216中的開消OFDM碼元的檢測。另外，TDM導(dǎo)頻字段212、214可以被用于OFDM信號的定時捕獲。然后從開銷字段216獲得的開銷信息可以被用于在該超幀204中最后傳輸?shù)臄?shù)據(jù)字段218中的通信量/分組數(shù)據(jù)的恢復(fù)。
在一實施例中，TDM導(dǎo)頻1字段212承載針對TDM導(dǎo)頻1的一個OFDM碼元，TDM導(dǎo)頻2字段214承載針對TDM導(dǎo)頻2的一個OFDM碼元。通常地，每個字段可以有任意持續(xù)時間，且各字段可以以任意順序被安排。在一些實施例中，TDM導(dǎo)頻1212和/或TDM導(dǎo)頻2214可以在每個超幀204中被周期地廣播以促進無線接收機的同步。
該OFDM系統(tǒng)100具有BW MHz的整個系統(tǒng)帶寬，其利用OFDM被分成N個正交子帶。相鄰子帶之間的間距是BW/N MHz?？偣睳個子帶中，M個子帶可以被用于導(dǎo)頻和數(shù)據(jù)傳輸，其中M＜N，剩余的N-M個子帶可以不被利用且起到保護子帶的作用。在一實施例中，OFDM系統(tǒng)100利用具有總共N＝4096個子帶、M＝4000個可用子帶、和N-M＝96個保護子帶的OFDM結(jié)構(gòu)。另外，F(xiàn)DM導(dǎo)頻碼元被交織在每個OFDM碼元226中，例如，每隔七個子帶向數(shù)據(jù)碼元插入一FDM導(dǎo)頻碼元，這樣在保護子帶之外有500個FDM導(dǎo)頻碼元和3500個數(shù)據(jù)碼元可用。通常地，具有任意總數(shù)的子帶、任意數(shù)目的可用的子帶和任意數(shù)目的保護子帶的任意OFDM結(jié)構(gòu)可以被用于OFDM系統(tǒng)100。
數(shù)據(jù)字段218包括若干幀222，其在圖2B中被詳細描述。在該實施例中，每個數(shù)據(jù)字段218有四個幀222，但不同的實施例可以使用更多或更少的幀。每個幀222包括如圖2C中示出的若干OFDM數(shù)據(jù)碼元226。在一個實施例中，在考慮到未使用的保護子帶和除去的FDM導(dǎo)頻碼元之后，每個OFDM數(shù)據(jù)碼元226包括3500個數(shù)據(jù)碼元。
TDM導(dǎo)頻1212和TDM導(dǎo)頻2214尤其被設(shè)計來促進在OFDM系統(tǒng)100中的無線接收機的同步。無線接收機可以利用TDM導(dǎo)頻1212來檢測每幀的開始，獲得OFDM碼元定時的粗略估計，以及估計頻率誤差。無線接收機可以利用TDM導(dǎo)頻2214來獲得更精確或者精細的定時捕獲。交織在數(shù)據(jù)碼元內(nèi)的FDM導(dǎo)頻碼元可以進一步允許同步定時使信號能量的捕獲最優(yōu)化。具體地，F(xiàn)DM導(dǎo)頻可以被用于信道估計，而信道估計可以被用于使信號能量的捕獲最優(yōu)化并最終重新調(diào)節(jié)OFDM碼元定時。
接下來參考圖3，示出基站110的OFDM調(diào)制器130的實施例的方框圖。碼元一子帶映射或多路復(fù)用器單元510接收來自TX數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻處理器120的數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻碼元，并基于來自控制器140的子帶復(fù)用控制(Subband_Mux_Ctrl)信號將這些碼元映射到適當(dāng)?shù)淖訋?。在每個OFDM碼元周期，碼元-子帶映射單元510在用于數(shù)據(jù)或?qū)ьl傳輸?shù)拿總€子帶上提供一個數(shù)據(jù)或者導(dǎo)頻碼元，并為每個未使用的子帶提供“零碼元”(其信號值為零)。對于每個OFDM碼元周期，碼元-子帶映射單元510為總共N個子帶提供N個調(diào)制碼元，其中每個調(diào)制碼元可以是數(shù)據(jù)碼元、導(dǎo)頻碼元、或者零碼元。
N點逆離散傅立葉變換(IDFT)單元520為每個OFDM碼元周期接收N個調(diào)制碼元，利用N點IDFT將這N個調(diào)制碼元變換到時域，并且提供包含N個時域樣本的“變換的”碼元。每個樣本是要在一個樣本周期被發(fā)送的復(fù)數(shù)值。如果N是2的冪，也可以執(zhí)行N點快速傅立葉逆變換(IFFT)來代替N點IDFT，這是典型的情形。
并串(P/S)轉(zhuǎn)換器530為每個變換的碼元串行化該N個樣本。然后循環(huán)前綴生成器540重復(fù)每個變換的碼元的一部分(或C個樣本)以形成包含N+C個樣本的OFDM碼元。例如，在一個實施例中，循環(huán)前綴1004是OFDM碼元的最后512個樣本。循環(huán)前綴被用來抗擊例如由通信信道中的長延遲擴展導(dǎo)致的碼元間干擾(ISI)和載波間干擾(ICI)。通常地，延遲擴展是在接收機150的信號的FAP和LAP之間的時間差。OFDM碼元周期(或簡單地說是“碼元周期”)是一個OFDM碼元的持續(xù)時間，且等于N+C個樣本周期。在一個實施例中，N＝4096和C＝512，這樣碼元周期是4608。一些實施例中可能在OFDM碼元之間有17個樣本周期的碼元間保護帶，這樣該OFDM碼元周期是4625。
接下來參考圖4，示出用于無線接收機150的SCEU180的方框圖的實施例。在描述的實施例中，SCEU180在時間跟蹤(或者數(shù)據(jù)模式)DMTT狀態(tài)中操作。在SCEU180內(nèi)，窗布局單元725根據(jù)OFDM碼元定時校正來對準(zhǔn)排列樣本，并利用來自碼元定時檢測器720或DMTT單元的碼元定時信息從OFDM碼元中排除冗余的CP1004。在該實施例中，OFDM碼元由窗布局單元725之后的4096個樣本表示。來自O(shè)FDM碼元的相關(guān)的4096個樣本在FFT窗布局單元725中并被發(fā)送到N點DFT單元，以利用該相關(guān)的4096個樣本在接收機創(chuàng)建變換的OFDM碼元。
頻率誤差估計器712接收篩選的輸入樣本并確定接收信號中的頻率誤差估計。該頻率誤差估計被提供給頻率校正單元715以執(zhí)行頻率校正。該頻率誤差可能是由于各種來源諸如在基站和無線接收機的振蕩器的頻率中的差異、多普勒偏移等。篩選的和頻率校正的輸入樣本由頻率校正單元715利用頻率估計來產(chǎn)生。信道估計單元730接收變換的碼元中的FDM導(dǎo)頻并從中導(dǎo)出信道估計。
信道估計主要被用來協(xié)助數(shù)據(jù)解調(diào)，但是也被用來為將來的OFDM碼元確定碼元定時。碼元定時檢測器720從信道估計中確定碼元定時并將定時信息提供給窗布局單元725。以迭代的方式，窗布局受在前的信道估計的影響。
關(guān)于圖5，示出碼元定時檢測器720和信道估計器730的實施例的方框圖，它們連接在一起用于基于FDM導(dǎo)頻執(zhí)行定時同步和信道估計的實施例。信道估計器730基于FDM導(dǎo)頻產(chǎn)生時域和頻域兩者的信道估計。時域信道估計由碼元定時檢測器720在產(chǎn)生新的定時偏移中使用，該新的定時偏移被反饋回信道估計單元以影響下一個時域信道估計的捕獲。該定時偏移也由FFT窗布局單元725以及在接收單元150中的其它電路使用。為了在遍及接收單元150的各處使用，該環(huán)路允許迭代地確定定時偏移。
信道估計器730產(chǎn)生在時域信道脈沖響應(yīng)；即，信道估計器730利用時間濾波器單元528負責(zé)從FDM導(dǎo)頻中在時域和頻域兩者中估計信道。在該實施例中，信道估計器730包括N點DFT514、導(dǎo)頻解調(diào)器516、零外插單元517、M點IDFT518、時間濾波器528以及M點DFT532。N點DFT514對例如由FFT窗布局單元725移去在循環(huán)前綴中的冗余信息之后的OFDM碼元執(zhí)行4096點傅立葉變換。盡管數(shù)據(jù)碼元在N點DFT514之后的別處被使用，但我們的討論集中在從DFT輸出的500個FDM導(dǎo)頻。FDM導(dǎo)頻在導(dǎo)頻解調(diào)單元516中被解調(diào)以產(chǎn)生500個已解調(diào)FDM導(dǎo)頻。零外插單元517將該500個實際的導(dǎo)頻轉(zhuǎn)換成512個外插的FDM導(dǎo)頻。M點IDFT518基于該512個外插的FDM導(dǎo)頻利用512點逆傅立葉變換產(chǎn)生時域信道觀測值。時域信道觀測值可能有混疊。
時間濾波器528通過收集在若干連續(xù)的OFDM碼元上的信道觀測值來移去任何可能的混疊。時間濾波器528的該實施例過濾在三個連續(xù)的OFDM碼元上的信道觀測值，但是其它實施例可以在更多或更少的OFDM碼元上執(zhí)行平均。通過該過程，三個連續(xù)的長512個樣本的信道觀測值在該實施例中被組合成長1024個樣本的時域信道估計。該定時偏移被用于對準(zhǔn)排列該三個連續(xù)的信道觀測值。
在碼元定時檢測器720內(nèi)，信道平均單元508和時間跟蹤器塊520被用于確定碼元定時。碼元定時檢測器720接收連續(xù)的時域信道估計，其是信道估計單元730的副產(chǎn)物，并且處理時域信道估計以由信道估計器730跟蹤信號和控制將來的信道估計的產(chǎn)生。信道能量的位置由時間跟蹤器520基于用FDM導(dǎo)頻產(chǎn)生的信道估計的分析來確定。
接下來參考圖6，碼元定時檢測器720的實施例的方框圖，該碼元定時檢測器720被用來幫助確定信道能量的位置。該實施例使用兩級濾波，但是其它實施例可以只有一個濾波器或者甚至沒有濾波。信道脈沖響應(yīng)或者時域信道估計順序地每次一個抽頭接收并且由短期平均塊908濾波。短期平均利用最近幾個信道估計以保持信道估計的短期平均。通常地，平均的信道脈沖響應(yīng)在一個幀周期內(nèi)。在提供短期平均給長期平均塊912之后，短期平均處理周期地被清除。在該實施例中，短期平均塊912幫助從背景噪聲中辨別有用的信道信息，以更精確地識別信道抽頭和平滑用于進一步處理的平均信道脈沖響應(yīng)。
間隔定時器928在延遲632之后清除短期平均塊608，該延遲632允許在清除之前提供結(jié)果給長期平均塊912。在一個實施例中，每幀222之后間隔定時器觸發(fā)，這樣一個幀周期上的信道估計被用于短期平均塊中。在清除操作期間，來自短期平均塊的輸出通過開關(guān)與長期平均912斷開連接。在一些實施例中，間隔定時器928的周期是可調(diào)節(jié)的，且可以取決于預(yù)期的相干時間。
在該實施例中，信道脈沖響應(yīng)是1024個抽頭長，但是在其它實施例中可以是其它尺寸。假信道估計(spurious channel estimate)由數(shù)字濾波器在短期平均塊908中被過濾，例如示出了無限脈沖響應(yīng)(IIR)，但是有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器可替換地被用在其它實施例中。如短期平均塊908中隨時間一個接一個地過濾信道抽頭能量允許隨時間平均信道能量分布圖(profile)，且也幫助相對于背景噪聲加強信道的有效部分。經(jīng)短期平均的信道估計經(jīng)過瞬時檢測器以發(fā)現(xiàn)瞬時FAP和LAP，它們對應(yīng)于過去幾個OFDM碼元上的信道分布圖。
在另一個過濾步驟中，長期平均塊912獲得經(jīng)短期平均的信道估計并對照歷史信道估計對其進行過濾。這些歷史信道估計通常來自幾個先前的幀222(也跨一個或多個超幀204)的信道分布圖。無論如何，長期平均塊912使用比短期平均塊908更寬范圍的信道估計。FIR或IIR濾波器被用來將歷史信道估計與當(dāng)前的經(jīng)短期平均的信道估計組合。在一個實施例中，長期平均塊被用來記憶已經(jīng)在過去出現(xiàn)并可能在將來出現(xiàn)的較不常見的信道特征。經(jīng)長期平均的信道估計被傳送到趨勢檢測器920以發(fā)現(xiàn)FAP和LAP行為中的趨勢。
信道定位器塊924獲得瞬時FAP和LAP以及趨勢FAP和LAP以確定偏移Off，該偏移用于在窗布局單元725中布置FFT收集窗以及在時間濾波器528中對準(zhǔn)排列信道觀測值。用在偏移確定和應(yīng)用的算法的操作在下面做進一步解釋。
回到參考圖5，時間跟蹤器520可以通過搜索累積的能量曲線1050的峰值的下降來確定FAP。累積和峰值檢測可以通過滑動長度為NW的“檢測”窗穿過信道脈沖響應(yīng)分布圖或“信道分布圖”來實現(xiàn)。在每個檢測窗開始位置，計算落在檢測窗1016內(nèi)所有抽頭的能量以找到累積的能量曲線1050。通過找到在該累積的能量曲線1050的最大值附近的平穩(wěn)段的前沿和后沿來分析該累積的能量曲線1050以確定FAP和LAP。
針對一個實施例的累積的能量曲線1050，在不同檢測窗1016開始位置的信道抽頭中的累積的能量的繪圖在下面的圖10B中示出。循環(huán)地向右移動檢測窗1016，以至于當(dāng)檢測窗1016的右邊沿到達最后一個抽頭時，窗1016繞回到第一個抽頭。如此，遍及信道分布圖1030的信道脈沖響應(yīng)抽頭，為每個檢測窗1016開始位置對相同數(shù)量的信道抽頭收集累積的能量。
關(guān)于圖7，示出時間濾波器單元528和M點DFT532的實施例的方框圖，其詳細說明在圖5中以高級別示出的這些塊。圖7示出在信道觀測值上執(zhí)行的操作以針對感興趣的數(shù)據(jù)交織獲得頻域中的512點信道估計。
在一個實施例中，基于出現(xiàn)在每個OFDM碼元中的500-FDM導(dǎo)頻子載波執(zhí)行信道估計。分別在N點DFT單元514、導(dǎo)頻解調(diào)單元516、零外插和M點IDFT單元517和518中處理收集的FDM導(dǎo)頻。從而獲得對應(yīng)于導(dǎo)頻交織的時域信道觀測值。圖7示出塊528和532用于針對FDM載波對感興趣的數(shù)據(jù)交織在頻域中獲得512點信道估計的時域信道觀測值上執(zhí)行的操作。
512點IFFT518之后，執(zhí)行相位斜坡(phase ramp)604以考慮導(dǎo)頻交織離開零交織的偏移。然后利用兩個不同的時間濾波器濾波在相位斜坡604的末端獲得的512個時域信道觀測值以產(chǎn)生時域中的1024點信道估計。該提高分辨率的時域信道估計是信道估計單元730的副產(chǎn)物，而且同時是碼元定時檢測器塊720的輸入。
兩個不同的3抽頭非關(guān)聯(lián)的時間濾波器612、616被用于濾波操作。濾波操作使用三個額外的長512的緩存器608-兩個用于存儲對應(yīng)于先前的和將來的OFDM碼元的導(dǎo)頻觀測值，而第三個緩存器被用來存儲從采用的第二個時間濾波器616獲得的額外的512個信道估計。第一個時間濾波器612操作的結(jié)果被寫回到包含對應(yīng)于最早的OFDM碼元的導(dǎo)頻觀測值的長512的緩存器，而第二個時間濾波器616操作的結(jié)果被寫入為了該目的采用的額外的長512的緩存器中。該額外的濾波操作取決于碼元數(shù)，后者確定了導(dǎo)頻交織的位置。
在組合來自三個連續(xù)的OFDM碼元的時域信道觀測值的過程中，時間濾波單元528考慮由時間跟蹤塊520檢測的任何定時偏移(或校正)。這是因為一旦定時校正被應(yīng)用到FFT窗布局單元725，相應(yīng)的時域信道觀測值不再在時間濾波器單元528的輸入處對準(zhǔn)排列，并且對準(zhǔn)排列發(fā)生在時間濾波單元528內(nèi)。定時偏移被應(yīng)用到對應(yīng)于將來和過去的OFDM碼元觀測值的緩存器，同時當(dāng)前的OFDM碼元觀測值被假定為具有正確的定時。在組合時域信道觀測值之前利用時間濾波單元528應(yīng)用該偏移。
我們獲得來自時間跟蹤塊520的輸入，我們將其稱為新的定時偏移(newTimingOffset)。我們也維持兩個寄存器，我們將它們稱為偏移1(Offset1)和偏移2(Offset2)。Offset1對應(yīng)于被應(yīng)用到對應(yīng)于將來的OFDM碼元(h(n+1))的緩存器的有效偏移，而Offset2對應(yīng)于不得不被應(yīng)用到對應(yīng)于過去的OFDM碼元(h(n-1))的緩存器的偏移。
執(zhí)行組合638以形成長512的矢量。該矢量表示等價的長512的時域信道觀測值，其對應(yīng)于一不同的(非導(dǎo)頻)交織。接下來，利用512點FFT單元650將該矢量變換到頻域，并且這種等價的頻域信道估計被用在解調(diào)所考慮的交織上的數(shù)據(jù)。
當(dāng)執(zhí)行定時校正時，隨著信道條件變化時間濾波器單元528從一個時間基轉(zhuǎn)變到新的時間基。用于OFDM碼元的FDM導(dǎo)頻的時間基對應(yīng)于用于該OFDM碼元中的數(shù)據(jù)的時間基。時間濾波器528通常組合來自三個連續(xù)的OFDM碼元(即過去、當(dāng)前和將來)的時域信道觀測值，但是當(dāng)轉(zhuǎn)變時，可能僅僅考慮來自在同一時間基上的那些OFDM碼元的信道觀測值。另外，在另一時間基上的信道觀測值可能在使用前被校正到當(dāng)前時間基。無論如何，當(dāng)時間濾波器考慮連續(xù)的ODFM碼元時，只有相同時間基或者被校正到相同時間基的信道觀測值被使用。
關(guān)于圖8，示出有TDM和FDM導(dǎo)頻的組合的導(dǎo)頻傳輸方案的實施例?；?10可以在每個超幀204中傳輸TDM導(dǎo)頻1212和TDM導(dǎo)頻2214，以便于無線接收機150的初始的和精細的定時捕獲。在該實施例中，用于TDM導(dǎo)頻212、214的開銷是兩個OFDM碼元周期，相比超幀204的大小而言可能是小的?；?10也可以根據(jù)各種不同方案在大多數(shù)或者一些保留的子帶中發(fā)送FDM導(dǎo)頻。
用于OFDM碼元周期的每組在組中包含足夠數(shù)量(Lfdm)的子帶以支持無線接收機的信道估計以及頻率和時間跟蹤。用于FDM導(dǎo)頻碼元的該組子帶是用于OFDM碼元的所有子帶的子集。每組中的子帶可以均勻地分布于總共N個子帶中，并且均勻地在空間上按Sfdm＝N/Lfdm個子帶分隔。對于不同的OFDM碼元周期，可以使用不同組的子帶，使得相鄰的OFDM碼元具有不同組子帶。而且，一個組中的子帶可以相對于另一組中的子帶交錯或者偏移，使得在該兩個組中子帶沒有重疊地彼此交織。從而，上述的互不相交的和非重疊的每組子帶共同地被稱為“交織”。作為一個示例，N＝4096，Lfdm＝512，Sfdm＝8，因此每個OFDM碼元有8個交織，并且每個交織由512個子帶組成。通常地，任何數(shù)量的交織(子帶組)都可以被用于FDM導(dǎo)頻，且每組可以包含總共N個子帶中的任意數(shù)量的子帶。在一個實施例中，單個交織(由包括保護子帶的512個子帶組成)被用于FDM導(dǎo)頻。
無線接收機150利用FDM導(dǎo)頻用于信道估計、時間跟蹤和/或可能用于頻率跟蹤。無線接收機可以基于導(dǎo)頻-2OFDM碼元214獲得初始信道估計。無線接收機可以利用FDM導(dǎo)頻以增加在超幀204內(nèi)的信道估計的精確性。該無線接收機150也可以利用FDM導(dǎo)頻來更新能校正接收信號的頻率誤差的頻率跟蹤環(huán)。無線接收機150可以進一步利用FDM導(dǎo)頻(由信道估計單元730轉(zhuǎn)換到時域信道估計之后)來更新時間跟蹤環(huán)并根據(jù)觀測的信道位置和時延擴展(例如，由于通信信道的信道脈沖響應(yīng)中的變化)以一偏移放置FFT收集窗1012。
對于在圖8中示出的實施例，以8為交織間隔發(fā)送FDM導(dǎo)頻，使得每八個子帶包括七個數(shù)據(jù)碼元和一個FDM導(dǎo)頻碼元。在該實施例中，從一個OFDM碼元到下一個OFDM碼元，交織的FDM導(dǎo)頻的位置交錯。如果對于OFDM碼元周期m的導(dǎo)頻放置在交織2，則在OFDM碼元m+1中它們將被放置在交織6上。
交錯允許信道估計利用兩倍的實際FDM導(dǎo)頻子帶用于將它們轉(zhuǎn)換到時域信道脈沖響應(yīng)。信道估計塊假定連續(xù)的OFDM碼元上的條件(信道等)是平穩(wěn)的。將來自帶有FDM導(dǎo)頻在交織6上的OFDM碼元m-1的信道觀測值與那些來自帶有導(dǎo)頻在交織2上的OFDM碼元m和帶有導(dǎo)頻回到交織6上的OFDM碼元m+1的信道觀測值相組合。通過這一處理，創(chuàng)建類似于對于總共兩倍實際數(shù)量的FDM導(dǎo)頻同時有FDM導(dǎo)頻在交織2和交織6上的效果。例如，對于一給定的OFDM碼元周期有512個FDM導(dǎo)頻的情況，信道估計塊730利用相鄰OFDM碼元周期使得那些FDM導(dǎo)頻加倍以具有512個實際的FDM導(dǎo)頻和512個虛構(gòu)的FDM導(dǎo)頻。
接下來參考9A、9B和9C，示出在不同的延遲擴展下針對一OFDM碼元示出的三條接收信號路徑的實施例。每個OFDM碼元包括具有C個樣本的循環(huán)前綴1004和N個樣本的變換的碼元1008。在該實施例中，示出在三條路徑上接收該OFDM碼元，其中每條路徑具有不同的大小和時移。在一些實施例中，具有低于預(yù)定大小的OFDM碼元的路徑可以被忽略。例如，在圖9A中示出存在有遠多于該三條路徑的路徑，但是當(dāng)表征信道位置時，更小大小的路徑被忽略。
FAP和LAP之間的差是延遲擴展D。在一個實施例中，例如，循環(huán)前綴1004是512個樣本長、延遲擴展是490個碼片(chip)。相對于FFT收集窗1012放置Dmid，并且通過分析FAP、LAP和/或延遲擴展來確定Dmid。Dmid是針對當(dāng)前的OFDM碼元的FFT收集窗1012的開始與針對下一個OFDM碼元的期望的信道中央之間的距離。偏移被用來調(diào)節(jié)當(dāng)前OFDM碼元與下一個OFDM碼元之間的N個樣本(例如4096個樣本)的收集窗1012的位置。例如，收集窗1012定義由FFT514變換到頻域的進入信號的相關(guān)部分。
收集窗1012被放置來捕獲封裝大多數(shù)有用能量的信號部分。如下所述，為了表征信道位置，確定FAP、LAP和延遲擴展中的至少兩個。FAP、LAP和延遲擴展可以是當(dāng)前的度量，時間上平均的度量和/或最壞情況下的度量。為了放置收集窗1012，收集窗1012的開始可布置成使得隨后的信道估計圍繞在值Dmid的周圍，該值Dmid是可編程的。在一個實施例中，Dmid被設(shè)置為循環(huán)前綴1004的大約一半長度的值(即長512個樣本的循環(huán)前綴中的256個樣本)并且從收集窗1012的開始處測量。
在圖9A、9B和9C的實施例中，Dmid被放置在針對下一個OFDM碼元的延遲擴展的中間，收集窗被相對Dmid放置。只要延遲擴展D小于循環(huán)前綴1004的長度，如圖9A和9B中所示的情形，在FFT窗內(nèi)收集的所有信號能量對應(yīng)于期望的OFDM碼元，并且可以被建設(shè)性地組合用于數(shù)據(jù)解調(diào)。相反，由于大的延遲擴展，圖9C中的延遲擴展不允許在FFT窗內(nèi)收集的所有能量來自于期望的OFDM碼元。在圖9A和9B的實施例中，收集窗1012被放置在相對Dmid的預(yù)定位置，但是在圖9C的實施例中，收集窗1012被放置在FAPmin。
FAP距離是FFT收集窗1012的開始與用于第一條路徑的循環(huán)前綴的結(jié)束之間的度量。LAP距離是FFT收集窗1012的開始與用于最后一條路徑的循環(huán)前綴的結(jié)束之間的度量。Dmid’是用于當(dāng)前OFDM碼元的Dmid的期望位置。Dmid是下一個OFDM碼元期間Dmid’的期望位置。在一個實施例中，Dmid被放置在FAP和LAP之間的某個位置或者在FAP和LAP之間的中間點。換句話說，在下一個OFDM碼元周期中，Dmid’變成Dmid。由于在圖9A中的信道條件沒有改變，Dmid和Dmid’通常相互一致。
圖9A和9B示出收集窗1012可以被放置在哪里以針對OFDM碼元捕獲有用的信號能量的示例。在這兩個情形中，延遲擴展小于循環(huán)前綴1004的尺寸。在這些情況下，收集窗1012的開始被放置在對應(yīng)于感興趣的OFDM碼元的所有到達路徑的循環(huán)前綴的交集內(nèi)。該交集被定義為每條信號路徑都在接收同一OFDM碼元的循環(huán)前綴的時間周期，這些信號路徑可以是被篩選過的以排除信號弱的路徑。換句話說，該交集開始于用于LAP的循環(huán)前綴的開始并終止于用于FAP的循環(huán)前綴1004的結(jié)束。在一個實施例中，只要對應(yīng)于該第一個和最后一個到達路徑的循環(huán)前綴的交集是非空集合，則收集窗1012被放置在該交集的中間。通常FFT收集窗1012以這種方式被放置致使隨后的(將來的)信道估計出現(xiàn)在Dmid的周圍，而當(dāng)Dmid’不同于Dmid時，則可能改變。以迭代的方式，在Dmid’不同于Dmid的地方以一偏移來校正Dmid’。
在圖9A中，信道位置沒有改變致使Dmid’與Dmid通常是相互一致。但是在圖9B中不是該情形，因為在Dmid與Dmid’之間有一偏移Offset。圖9A和圖9B之間的區(qū)別是收集窗1012已經(jīng)相對于信道位置向右偏移致使Dmid不再與Dmid一致。該偏移Offset從時間跟蹤器520被傳遞到時間濾波器528，致使可以對用于下一個OFDM碼元的收集窗1012的位置進行調(diào)節(jié)。用于下一個碼元的收集窗1012被向左移動并遠離Dmid和朝向Dmid’，如它們存在于當(dāng)前的OFDM碼元中一樣。以這種方式，接收窗1012的開始可以被維持在用于所有感興趣的路徑的循環(huán)前綴1004的交集處。
當(dāng)延遲擴展超過循環(huán)前綴1004的長度時，如圖9C中的情形，不再可能從作為收集窗1012的一部分的其它OFDM碼元中消除路徑。在這些情形中，收集窗1012被放置在對應(yīng)于當(dāng)前OFDM碼元的FAP的循環(huán)前綴1004的估計的結(jié)束之前最小的FAP距離FAPmin處。一個或多個過去的OFDM碼元被用于為當(dāng)前的OFDM碼元預(yù)測循環(huán)前綴1004將要結(jié)束的位置。在一個實施例中，對于512個樣本的循環(huán)前綴1004，F(xiàn)APmin是24個樣本。在其它實施例中，F(xiàn)APmin可以是循環(huán)前綴1004長度的約0％、1％、2％、3％、4％、5％、6％、7％、8％、9％或者10％。
關(guān)于圖10A和10B，這些圖表示對信道抽頭能量的處理以確定累積的能量。在圖10A中，檢測窗1016移動穿過脈沖響應(yīng)抽頭能量以積累在該檢測窗1016內(nèi)的能量。在該實施例中，抽頭能量受限于短期平均塊908和/或長期平均塊912，致使可以利用包括滑動檢測窗1016和在下面描述的其它步驟的各種技術(shù)來確定趨勢FAP和LAP及/或瞬時FAP和LAP。
如圖10B所示，隨著在圖10A中的檢測窗1016穿越信道分布圖1030，累積的能量曲線1050以在檢測窗1016內(nèi)的累積的能量形成。從累積的能量曲線1050可以確定延遲擴展、FAP和LAP。通過知道延遲擴展、FAP或者LAP中的任意兩個，可以確定缺少的那個。在該實施例中，信道抽頭能量的矢量被用作對DMTT算法的輸入，以NC＝1024點進行估計。然而，這不必是其它實施例中的情形。如果降低DMTT算法的分辨率，在此描述的所有長度和尺寸可以適當(dāng)?shù)販p小規(guī)模。這是通過組合NC＝(1024-長信道估計)的幾個相鄰抽頭的能量以得到更低分辨率(更短)信道估計而實現(xiàn)的。在另一個實施例中，例如，八個相鄰抽頭可以被組合，且所述更低分辨率NC1＝128。
時間跟蹤算法的跟蹤能力或分辨率常常取決于信道估計的長度，即NC。如果循環(huán)卷積信道的所有NC＝4096個時域抽頭是可用的，則時間跟蹤分辨率通常是在其最大值。在這種情形中，唯一地確定在相對與OFDM碼元邊界的FFT收集窗1012位置中引入的偏移量是什么是可能的。然而，在大多數(shù)實際情形中，信道估計的長度受到用于信道估計的FDM子載波的數(shù)量限制。例如，有在如圖8所示位置的(2，6)導(dǎo)頻交錯模式，在一OFDM碼元中的500個有用的FDM子載波的零外插和內(nèi)插、以及在諸OFDM碼元上平均信道觀測值之后，可用的時域信道抽頭的數(shù)量NC＝1024。交錯導(dǎo)頻增加信道估計的分辨率，例如在一個實施例中，如上所述，每個OFDM碼元有Lfdm＝512個導(dǎo)頻，而NC＝1024個信道抽頭(也是每個OFDM碼元)。
在該實施例中的時間跟蹤能力取決于實現(xiàn)的實際的時間跟蹤算法。在一個實施例中，為了提高檢測信道改變的能力，算法使用有關(guān)過去的信道布局的信息。假定信道的最大非零延遲擴展是DMAX，其中沒有關(guān)于信道的進一步的知識是可用的，只要DMAX＞NC/2，就不能解決信道布局中的模糊性。然而，當(dāng)假定在過去正確地估計了FAP和LAP信息，則絕對的跟蹤能力擴大到總共NC-DMAX個位置。換句話說，假定信道可能均等地在兩個方向上改變其位置(即信道內(nèi)容可能均等地在當(dāng)前定時基準(zhǔn)之前和之后出現(xiàn))。那么，在將來的信道位置可以是遠離當(dāng)前定時基準(zhǔn)差不多±(NC-DMAX)/2個碼片的位置。這在圖11中示出，其中示出定時漂移對結(jié)果的信道抽頭能量的影響。
跟蹤能力的一個因素是估計的信道延時擴展D而不是DMAX。在一個實施例中，當(dāng)有關(guān)信道延遲擴展的信息是可用的時候，可行的信道位置的總數(shù)增加到NC-D。延遲擴展估計D以及算法對長于NC/2個抽頭的延遲擴展的阻力可能導(dǎo)致FAP檢測方法的修改。為了標(biāo)注的方便，我們引入術(shù)語“正搜索區(qū)域(positive search region)”或“負搜索區(qū)域(negative search region)”一兩者都在圖11中示出。正搜索區(qū)域是非零信道內(nèi)容之外的區(qū)域的一部分(即在圖11中的0與DMAX之間的區(qū)域)，其中假定新近的信道內(nèi)容可能出現(xiàn)。類似地，在負搜索區(qū)域中檢測的路徑被假定為已經(jīng)比先前觀測到的信道內(nèi)容移動了更短的距離，且因此已經(jīng)在時間上“更早”出現(xiàn)。相對先前的信道內(nèi)容引入搜索區(qū)域這引入記憶(或因果關(guān)系)使得增強DMTT的跟蹤能力是可能的。接下來解釋產(chǎn)生在最大檢測區(qū)域內(nèi)的檢測信道內(nèi)容的布局以及在兩個搜索區(qū)域之間的邊界1104的布局的判決。
定時同步是基于信道估計和在累積的能量曲線1050中的值的?？紤]圖10A中示出的用于定時同步的信道分布圖1030。信道能量將被分組成容器(bin)是可能的，在該情形中信道分布圖1030更粗略，且圖10A中的NC被降低。為了下面清楚的原因，我們總是假定NC＝1024，并且當(dāng)需要時明確地引入長度換算因子2m。該定時搜索算法在如關(guān)于圖6所示的長期和/或短期平均的信道估計能量上執(zhí)行。在時間平均過程中，一次一個容器，識別具有最大信道能量的容器，即圖10A中的nMAX。而且，存儲最大能量使用該EMAX值以便確定用于噪聲閾值處理的閾值TDMTT，目標(biāo)在于消除在信道估計中不對應(yīng)于真實信道內(nèi)容的假抽頭。
參考圖10B，示出由能量檢測窗1016穿越信道分布圖1030滑動而產(chǎn)生的累積的能量曲線1050。圖10A和10B的示例用來針對該方法的特有特征。選擇檢測窗長度NW致使完整的信道分布圖1030可以適合檢測窗1016。因此，該實施例中選擇NW≥DMAX，和NW＝768個樣本，其中信道脈沖響應(yīng)長度(NC)是1024個樣本，但是在其它實施例中可以有其它大小。包括完整的信道能量(或其絕大部分)的檢測窗1016開始位置形成累積的能量曲線1050的相對平坦區(qū)1040。該平坦區(qū)1040的長度是NW-D，并假定在D是實際的信道延遲擴展期間是正的。通過估計該平坦區(qū)1040的邊界，可能確定在(NC-長信道估計)內(nèi)感興趣的信道能量的位置和信道延遲擴展D。該平坦區(qū)1040被定義為累積的能量曲線1050的一連續(xù)部分，其中曲線1050在離開曲線1050的最大值的預(yù)定范圍內(nèi)。
在圖10B中，通過FAP和LAP的存在來識別信道位置。一旦知道當(dāng)前信道估計的FAP和D，則要被引入到將來的FFT收集窗1012的定時校正或者偏移是這樣的，即使得在將來的OFDM碼元中的信道在最大檢測區(qū)域DMAX內(nèi)以某個預(yù)定的位置Dmid為中心。如果目標(biāo)是最小化早期的路徑出現(xiàn)在最大檢測區(qū)域之前的概率，同時保持有效的信道延遲擴展低，選擇Dmid是DMAX/2。通常，選擇的用于Dmid的值取決于部署區(qū)域并且被保持為可編程的。結(jié)果的定時偏移(offset)可以被計算為 注意等式(1)中的第二項對應(yīng)于可變的補償，其取決于在最大允許的信道長度與當(dāng)前估計的信道長度之間的估計的“凈空(headroom)”，以及取決于考慮在將來的OFDM碼元中魯棒性問題的信道的最佳布局。換句話說，用于計算要被應(yīng)用到FFT收集窗1012的定時偏移的等式(1)導(dǎo)致將時域信道內(nèi)容移動到在將來的OFDM碼元中以點Dmid為中心。在該實施例中，一旦其達到翻轉(zhuǎn)值(roll-over value)4625，計算的任意偏移移動收集窗1012。上面的過程應(yīng)用到定時判決的單個實例中。
在其它實施例中，定時判決可以獨立地以硬件(HW)和/或軟件(SW)來完成，其中HW判決是基于短期平均或者瞬時信道估計的，SW判決是基于長期平均或者趨勢信道估計的。其它實施例可以可交換地利用SW或HW以執(zhí)行短期或長期平均。然后每個判決實例(HW和SW)對信道位置即FAP和LAP作出判決。于是這些判決可以在信道定位器塊924的一個實施例中被組合，這樣 FAP＝min(FAPHW，F(xiàn)APSW)和LAP＝max(LAPHW，LAPSW)(2)。
只要LAP-FAP≤DMAX，就可以使用等式(2)的值。如果違反了條件，快速濾波瞬時值具有高于慢速濾波趨勢值的優(yōu)先級。換言之，如果LAP-FAP＞DMAX，那么 如果FAPHW＜FAPSWFAPSW＝FAP＝FAPHW，LAPSW＝LAP＝FAP+DMAX；(3)。
如果LAPHW＞LAPSWLAPSW＝LAP＝LAPHW，F(xiàn)APSW＝FAP＝LAP-DMAX唯一剩下的情形LAPHW-FAPHW＞DMAX，或LAPSW-FAPSW＞DMAX如下所述地被處理?？梢园l(fā)現(xiàn)在等式(1)中使用的參數(shù)D為D＝LAP-FAP。
接下來，針對一個實施例描述用于計算FAP和LAP的實際算法。算法的輸入是在NC/2m個容器中的平均的信道能量|h(n)|2的矢量，其中m可以取0和mmax(在一些實施例中mmax＝2或3)之間的值。能量被平均，但是是在用于定時同步塊中之前，如果低于作為可編程的值TDMTT的閾值，則選出信道抽頭。算法的輸出是兩個整數(shù)，即FAP和LAP。注意在一些實施例中下面列出的步驟中的下列算法可以以HW和/SW的形式獨立地應(yīng)用，且結(jié)果可以被組合。描述FAP/LAP檢測算法的兩個變量單遍(single-pass)和兩遍(two-pass)算法。單遍算法需要稍微少些的時間進行計算，但是在一個實施例中在實現(xiàn)邏輯方面稍微復(fù)雜些。兩遍算法更加直接地實現(xiàn)且可以隨時在計算時間不是最緊張的資源時使用。
單遍增強的DMTT算法 1.“展開”信道分布圖1030以區(qū)別兩個區(qū)域-如圖11和12中示出的正和負搜索區(qū)域。在一些實施例中，在負和正搜索區(qū)域之間的邊界點1104是另一個可編程參數(shù)。假定新的信號路徑均等地可能在當(dāng)前檢測的信道內(nèi)容之前或之后出現(xiàn)，這樣選擇邊界點1104(從信道估計的結(jié)束)致使各區(qū)域有相同的長度；換句話說，ΔN＝(NC/2-Dmid)/2m。從而，以TDMTT進行閾值處理之后，我們有 e(n)＝|h(NC/2m-ΔN+n)|2，對于0≤n＜ΔN；和 e(n)＝|h(n-ΔN)|2，對于ΔN≤n＜NC/2m概念上，為了確保通過如下所述的實現(xiàn)方式滑動長NW的檢測窗1016來檢測在圖10B中示范的平坦區(qū)域的前沿和后沿，于是展開的信道估計在兩側(cè)補零。
2.設(shè)置初始值NW＝DMAX/2m，n＝0，Eu＝0，具有不同分辨率的兩個步長δE＝EMAX/γ，ΔE＝Nγ·δE(可編程參數(shù)γ和Nγ)；設(shè)置三個前向和一個后向閾值ETF0＝EMAX-2ΔE，ETF1＝EMAX-ΔE，ETF，end＝ETF1-δE和ETB＝ETF，end；設(shè)置二進制標(biāo)志foundbeg＝false，foundend＝false；初始化前沿位置的緩存器BEGbuff為長Nγ的全零。
3.For0≤n＜NW，在單遍算法中執(zhí)行(do)下列各項 a)En＝En+e(n)；想到以及e(n)前加零。
b)If(En＞ETF0和En＞ETFI)，值超過閾值一個大數(shù)在該實施例中向緩存器BEGbuff填充值n(Nγ次)。
c)Else if(En＞ETF0但En≤ETF1)，值剛剛超過閾值，將當(dāng)前位置n一次移到緩存器BEGbuff中。在情況(b)和(c)兩者中，都do ETF0＝En+δE，ETF1＝ETF0+ΔE，ETB＝En-ΔE，foundbeg＝true。
d)Else if(foundbeg＝true，foundend＝false和En＜ETB)，doEND＝n，foundend＝true，ETF，end＝ETB+δE。
e)Else if(foundend＝true和En＞ETF，end)，dofoundend＝false。
4.For NW≤n＜NC/2m，do[En＝En-e(n-NW)+e(n)；然后重復(fù)上面的步驟(b)-(e)]。
5.While foundend＝false，do[n＝n+1，En＝En-e(n-NW)，然后也執(zhí)行步驟(d)]。
最后，我們獲得依賴于信道位置和延遲擴展的輸出參數(shù)為 LAP＝2m·(BEGbuff
-ΔN)，F(xiàn)AP＝2m·(END-ΔN-NW)(4) 在上面步驟1-5中描述的算法具有下列特性中的一些或全部 ·為了構(gòu)建用于算法的有效步長，使用小的精細步長δE和相應(yīng)值Nγ(選為2的冪)，因為小的值δE幫助以更高精確性確定累積的能量分布圖的絕對最大值，ΔE是有益的。用于前沿位置的緩存器BEGbuff起到有效地以粗略的ΔE從最大位置返回并且聲明該點是前沿的作用。實際的返回量可能取決于幾個因素。
·算法放置估計的前沿beg＝BEGbuff
不遲于平坦區(qū)域1040的真實的開始，以及估計的后沿END不早于平坦區(qū)域1040的真實的結(jié)束，只要ΔE1060大于在平坦區(qū)域1040中的En的最大峰值-峰值波動。結(jié)果的平坦區(qū)域1040可能寬于真實的平坦區(qū)域1040。然而，在大多數(shù)實際的情況下，在ΔE和2ΔE之間距離實際的最大點的任何位置聲明前沿，同時后沿在約低于最大值ΔE1060的位置到達。
·對于值γ和Nγ的一些折衷包括從精確性的觀點看，大的值是優(yōu)選的。當(dāng)γ和相應(yīng)的Nγ趨向無窮時，更加精確地確定累積的能量的最大值maxEn。隨著Nγ的增加，從最大值返回(以確定前沿位置)的不明確性也增加。在一個實施例中，選擇值為γ＝256和Nγ＝8。在一些實施例中這些值為可編程的。
·與γ和Nγ有關(guān)的是閾值TDMTT的值。在碼元定時檢測或DMTT塊720中引入閾值處理以利用時間信道估計平均的相干組合增益。閾值處理消除由于補零在上面的步驟3中可見的正偏置(在累積的能量曲線1050中的正傾斜)。閾值不大于獲得的等效的步長ΔE，并按照精細步長δE的倍數(shù)Nth保持為可編程的。在一個實施例中，選擇的值是Nth＝4，因此TDMTT＝EMAX/64。
總得來說，用于γ、Nγ和Nth以及2m的合適的值可以是以經(jīng)驗為主的或者是算法得到的，但是被保存在可編程寄存器中。而且，保持AGC調(diào)整點(setpoint)作為基準(zhǔn)值而不是EMAX是可能的。
如上面以及等式(3)中所述，當(dāng)在使用慢速和快速平均的信道估計908、912的定時判決中檢測到特定的差異時，可應(yīng)用替代的處理。類似的防范措施應(yīng)用在上述的獨立的(HW或SW)定時搜索算法返回預(yù)想不到的結(jié)果的這種不太可能的情形中，例如LAP-FAP＞DMAX。在實施例中，不管估計的前沿和后沿位置如何，用于FAP和LAP的值獨立地被限制于低于DMAX。然而，為了避免優(yōu)于錯誤定時導(dǎo)致的性能下降，建議在將檢測LAP-FAP＞DMAX的情形處設(shè)置HW，且在該情形中設(shè)置FAP＝DMAX-NC，LAP＝2DMAX-NC。
使用上述算法，可以獲得用于短期平均(HW)和長期平均(SW)的信道估計的信道參數(shù)。相應(yīng)算法的最終結(jié)果即FAPHW、LAPHW、FAPSW、LAPSW然后被組合并如早些在等式(2)和(3)中解釋的那樣用于OFDM樣本計數(shù)器修改，以定位收集窗1012。
兩遍增強的DMTT算法 假設(shè)快速濾波器平均信道估計An(k)，有關(guān)FAP和LAP的信息可以利用單遍或者雙遍DMTT算法中的任一個來提取。雖然單遍算法提供更快速的處理時間的好處，但是相關(guān)的邏輯和HW資源可能是更加苛刻的。
根據(jù)先前已知的定時(包括可變的補償，取決于估計的有用的信道內(nèi)容的長度)，包含于An(k)中的平均信道估計被對準(zhǔn)排列。在該實施例中，平均的信道估計也是未進行閾值處理的。DMTT算法的一個目標(biāo)是重新估計在估計An(k)中的非零信道內(nèi)容的開始和結(jié)束，并且利用該信息來更新在將來的OFDM碼元中FFT收集窗1012布局，以便建立期望的性能以及對變化的信道條件的魯棒性。該重新估計(定時估計)每Nud個OFDM碼元執(zhí)行一次，且包括下列操作 1.定義在平均的信道估計中從“過去”分離“將來”的斷點。由于有限數(shù)量的交錯的導(dǎo)頻(在該實施例中信道估計跨度僅1024個時域碼片)，作出關(guān)于開始位置(最小時間的位置)在信道估計中的位置的硬判決。然后以遞增的時間順序重新排序估計。
2.根據(jù)被選擇作為最大時域抽頭EMAX的一小部分的閾值，對信道估計進行閾值處理。未進行閾值處理的信道估計在HW中被平均，使得噪聲抽頭的非相干組合能導(dǎo)致信道估計的SNR增益。為了利用該增益，在DMTT塊720中應(yīng)用閾值處理。
3.通過在經(jīng)閾值處理的信道估計上滑動尺寸NW的矩形檢測窗1016來計算累積的能量曲線1050。找到累積的能量分布圖的最大值?；陬A(yù)設(shè)置的前向和后向閾值系數(shù)εf和εb，計算前向和后向閾值用于確定平坦區(qū)域邊緣 ET，F(xiàn)＝En，MAX(1-εf)，ET，B＝En，MAX(1-εb) 4.從對應(yīng)于En，MAX的點nMAX開始，并且向累積的能量分布圖的邊緣移動，確定能量穿過前向和后向閾值的最遠的點。在一個實施例中，前向和后向的閾值是En，MAX的5％、10％、15％或者20％。這些點確定平坦區(qū)域1040的結(jié)束和開始(分別地)。利用這些點，直接計算非零信道內(nèi)容的估計的開始和結(jié)束(FAP和LAP)。
增強的DMTT單元的輸入是N個值A(chǔ)n(k)、An(k)的最大值即EMAX(其可以由用于平均的塊確定)、和由FFT塊在正常操作模式中每Nud個OFDM碼元生成一次的“DMTT更新請求信號”。其它“輸入”是兩遍算法的SW可編程的參數(shù)，在下面的表1中給出。
表1由兩遍DMTT算法使用的帶有缺省值的可編程參數(shù) 這些參數(shù)可以由軟件來寫入，并且雖然它們中的一些將在整個調(diào)制解調(diào)器操作中保持恒定，但是它們中的一些可能以幀為基礎(chǔ)進行修改，這取決于更加完善的SW算法。無論何時“DMTT更新請求信號”被設(shè)置為高，并且基于其它的輸入，增強的DMTT單元產(chǎn)生兩個輸出，即非零信道內(nèi)容的估計的開始和結(jié)束；這些是兩個整數(shù)FAP和LAP。另外的可編程的參數(shù)包括最小補償Boff和硬界限offsetmax。
在初始化階段期間，相關(guān)的變量和緩存器被初始化。它們在下列階段被使用。第一步是定義包含在長N＝1024/Nb的緩存器An(k)(也稱為An)中的信道估計能量分布圖的開始和結(jié)束的概念。為了能量積累的目的，在該緩存器中開始點被定義為N-ΔN，而最后點是N-ΔN-1；注意下標(biāo)以模N遞增。存儲器位置的地址被定義為startIndex＝endIndex＝N-ΔN，以及斷點位置breakPt＝[N-ΔN+NW]modN。累積的能量En是一個12比特的無符號值(標(biāo)度為25)，在該實施例中其被初始化為零。位置計數(shù)器n被初始化為零(10比特)，并且分別包含在前沿和后沿位置的值BEG和END也一樣(每個10比特)?；谄骄男诺拦烙嫷淖畲蟪轭^EMAX，確定無符號的8比特閾值TDMTT＝EMAX/βT。最大的累積的能量值En，MAX和相應(yīng)的位置nMAX都被初始化為零。分配存儲器用于累積的能量En的緩存器，其是(N+NW-包含12比特?zé)o符號值的長緩存器)。最后，二進制標(biāo)志被設(shè)置foundbeg＝false，foudend＝false。
完成初始化之后，DMTT算法的第一遍準(zhǔn)備開始。該階段的結(jié)果是計算累積的能量和定位它們的最大值。
For0≤n＜N，do f)e＝AendIndex；if e＞TDMTT，doEn＝En+e(飽和后退到l2比特)；endIndex＝[endIndex+1]mod N； g)if endIndex＞breakPt，doe＝AstartIndex；if e＞TDMTT，doEn＝En-e(保持在12比特)；startIndex＝[startIndex+1]mod N；在相應(yīng)的位置保存En； h)ifEn＞En，MAX，設(shè)置En，MAx＝En和nMAX＝n。
For N≤n＜N+NW，doe＝AstartIndex；if e＞TDMTT，doEn＝En-e(保持在12比特)；startIndex＝[startIndex+1]modN；在相應(yīng)的位置保存En；在完成第一遍之后，利用En，MAX來設(shè)置前向和后向閾值ET，F(xiàn)＝En，MAX·(1-εf)，ET，B＝En，MAX·(1-εb)。以12比特?zé)o符號值保持閾值。
第二遍包括兩部分后向搜索用于發(fā)現(xiàn)前沿BEG，和前向搜索用于定位后沿END。
FornMAx-1≥n≥0(遞減下標(biāo))，dofoundend＝false a)if(foundbeg＝false，和En＜ET，B)，doBEG＝n+1，foundbeg＝true； b)else if(foundbeg＝true，和En≥ET，B)，dofoundbeg＝false。
For nMAx+1≤n＜N+NW(遞增下標(biāo))，do a)if(foundend＝false，和Eh＜ET，f)，doEND＝n，foundend＝true； b)else if(foundend＝true，和En≥ET，f)，dofoundend＝false。
這里，BEG和END兩者應(yīng)當(dāng)包含非零值，并且兩個二進制標(biāo)志應(yīng)當(dāng)被設(shè)置為真(true)。如果不是這種情形，定時偏移值不應(yīng)當(dāng)被修改。依賴于信道定位和延遲擴展的輸出參數(shù)FAP和LAP被發(fā)現(xiàn)為 LAPHW＝BEG-ΔN，F(xiàn)APHW＝END-ΔN-NW(5)。
可替代的通信信道定位算法 除了上述確定FAP的方法之外，其它的方法可以被用于一些實施例中。在一個實施例中，通過對累積的能量和其正的有限差的加權(quán)和進行評分來發(fā)現(xiàn)平坦區(qū)域1040的前沿和后沿。在發(fā)現(xiàn)累積的能量曲線1050的前沿和后沿兩者之后可以確定延遲擴展D。與本身前同日申請的US專利申請＿/＿,＿(代理人檔案編號040588)，發(fā)明名稱“精細定時捕獲”(FINE TIMING ACQUISITION)，其通過參考結(jié)合在此，描述了利用在累積的能量曲線的負差率(negativedifferential)中檢測尖峰信號(spike)來確定平坦區(qū)域的后沿，其也可用來發(fā)現(xiàn)該平坦區(qū)域的前沿。一旦發(fā)現(xiàn)這些邊沿，根據(jù)上面的描述可以確定延遲擴展。找到這些通信信道定位參數(shù)之后，可以在如上所述的信道估計單元720和/或收集窗1012的布局中使用它們。
接下來參考圖13，本公開提供一種用于表征通信信道的接收機1300的實施例。該接收機包括用于捕獲多個導(dǎo)頻碼元的裝置1304；用于從多個導(dǎo)頻碼元中確定信道分布圖的裝置1308；用于穿越該信道分布圖移動檢測窗以將該檢測窗內(nèi)的信道分布圖中的抽頭能量累積成累積的能量曲線的裝置1316；以及用于分析該累積的能量曲線以表征通信信道的裝置1312。用于分析的裝置1312包括用于確定在累積的能量曲線中的最大值的峰值的裝置1320；用于定義相對于累積的能量曲線的頻帶的裝置1324；用于利用在累積的能量曲線中的區(qū)域的第二端附近發(fā)現(xiàn)的后沿來檢測FAP的裝置1328；用于檢測在累積的能量曲線的區(qū)域的第一端附近發(fā)現(xiàn)的前沿的裝置1332；以及用于利用該前沿確定LAP的裝置1336。所述頻帶相對于所述最大值布置，并且定義在該頻帶內(nèi)的所述最大值處或者所述最大值附近的累積的能量曲線的區(qū)域。
關(guān)于圖14，揭示了用于表征通信信道的方法1400的實施例。在塊1404，穿越信道分布圖1030移動檢測窗1016以將該檢測窗內(nèi)的信道分布圖中的抽頭能量累積成累積的能量曲線1050。在塊1408確定在累積的能量曲線中的最大值的峰值。在塊1412定義相對于累積的能量曲線的頻帶1060。在塊1416利用在累積的能量曲線1050中的區(qū)域1040的第二端附近發(fā)現(xiàn)的后沿來檢測第一到達路徑(FAP)。在累積的能量曲線1050的區(qū)域1040的第一端附近發(fā)現(xiàn)前沿。在步驟1420利用該前沿確定最后到達路徑(LAP)。頻帶1060定義在該頻帶1060內(nèi)的所述最大值處或者最大值附近的累積的能量曲線的區(qū)域1040。
在此說明的同步技術(shù)可以各種手段實現(xiàn)。例如，這些技術(shù)可以以硬件、軟件、或者其組合實現(xiàn)。對于硬件實現(xiàn)，在基站用來支持同步的處理單元(例如TX數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻處理器120)可在一個或者多個專用集成電路(ASIC)、數(shù)字信號處理器(DSP)、數(shù)字信號處理設(shè)備(DSPD)、可編程邏輯器件(PLD)、現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)、處理器、控制器、微控制器、微處理器、設(shè)計來執(zhí)行在此描述的功能的其它電子單元、或者它們的組合內(nèi)實現(xiàn)。在無線接收機處用來執(zhí)行同步的處理單元(例如SCEU 180)也可以在一個或者多個ASIC、DSP等等內(nèi)實現(xiàn)。
上面的實施例中的一些以特定的方式確定平坦區(qū)域的前沿和后沿。其它實施例可以對抽頭能量和最大抽頭能量的有限差的加權(quán)和進行評分?？梢砸栽擃愋偷脑u分算法確定該平坦區(qū)域的開始和結(jié)束。
對于軟件實現(xiàn)，同步技術(shù)可以以執(zhí)行在此描述的功能的模塊(例如程序、函數(shù)等)來實現(xiàn)。軟件代碼可被存儲在存儲器單元(例如在圖1的存儲器單元192)并且由處理器(例如控制器190)來執(zhí)行。存儲器單元可在處理器之內(nèi)實現(xiàn)或者在處理器外部實現(xiàn)。
雖然本公開的原理已經(jīng)連同特定的裝置和方法在上面進行了描述，應(yīng)當(dāng)清楚地理解該描述僅僅以示例的方式作出并且不作為對本發(fā)明的范圍的限制。
權(quán)利要求
1.一種用于表征通信信道的方法，該方法包括
穿越信道分布圖移動檢測窗以將該檢測窗內(nèi)的信道分布圖中的抽頭能量累積成累積的能量曲線，
確定在累積的能量曲線中的最大值的峰值，定義相對于累積的能量曲線的頻帶，其中該頻帶定義了在該頻帶內(nèi)所述最大值處或者最大值附近的累積的能量曲線的區(qū)域，
利用在累積的能量曲線的所述區(qū)域的第二端附近發(fā)現(xiàn)的后沿來檢測第一到達路徑(FAP)，
檢測在累積的能量曲線的所述區(qū)域的第一端附近發(fā)現(xiàn)的前沿，以及
利用該前沿確定最后到達路徑(LAP)。
2.如權(quán)利要求1所述的用于表征通信信道的方法，其中相對所述最大值放置所述頻帶。
3.如權(quán)利要求1所述的用于表征通信信道的方法，進一步包括
捕獲多個導(dǎo)頻碼元，和
從所述多個導(dǎo)頻碼元確定所述信道分布圖。
4.如權(quán)利要求1所述的用于表征通信信道的方法，進一步包括利用FAP和LAP確定延遲擴展的步驟。
5.如權(quán)利要求1所述的用于表征通信信道的方法，其中所述頻帶在所述區(qū)域的第一端上的尺寸與在所述區(qū)域的第二端上的尺寸不同，從而頻帶是漸縮的。
6.如權(quán)利要求1所述的用于表征通信信道的方法，其中定義頻帶的步驟包括下列子步驟之一
以最大值的百分比定義頻帶，和
以從最大值預(yù)定的減少量定義頻帶。
7.如權(quán)利要求1所述的用于表征通信信道的方法，進一步包括至少部分地基于FAP、LAP或延遲擴展中的至少兩個來定位FFT收集窗的步驟。
8.如權(quán)利要求1所述的用于表征通信信道的方法，進一步包括從信道分布圖中選出低于預(yù)定閾值的信道抽頭的步驟。
9.如權(quán)利要求1所述的用于表征通信信道的方法，其中分析步驟使用兩遍算法。
10.如權(quán)利要求1所述的用于表征通信信道的方法，其中確定信道分布圖的步驟包括利用多個正交頻分復(fù)用(OFDM)碼元確定信道分布圖的步驟。
11.如權(quán)利要求1所述的用于表征通信信道的方法，其中
從一幀內(nèi)的多個OFDM碼元中收集多個導(dǎo)頻碼元，以及
確定信道分布圖的步驟包括利用所述多個導(dǎo)頻碼元確定信道分布圖的步驟。
12.如權(quán)利要求1所述的用于表征通信信道的方法，其中
從多個幀中的多個OFDM碼元中收集多個導(dǎo)頻碼元，以及
確定信道分布圖的步驟包括利用所述多個導(dǎo)頻碼元確定信道分布圖的步驟。
13.如權(quán)利要求1所述的用于表征通信信道的方法，其中通信方法使用OFDMA信號。
14.一種用于表征通信信道的接收機，該接收機包括
用于穿越信道分布圖移動檢測窗以將該檢測窗內(nèi)的信道分布圖中的抽頭能量累積成累積的能量曲線的裝置，
用于確定在累積的能量曲線中的最大值的峰值的裝置，
用于定義相對于累積的能量曲線的頻帶的裝置，其中該頻帶定義了在該頻帶內(nèi)所述最大值處或者最大值附近的累積的能量曲線的區(qū)域，
用于利用在累積的能量曲線的所述區(qū)域的第二端附近發(fā)現(xiàn)的后沿來檢測FAP的裝置，
用于檢測在累積的能量曲線的所述區(qū)域的第一端附近發(fā)現(xiàn)的前沿的裝置，以及
用于利用該前沿確定LAP的裝置。
15.如權(quán)利要求14所述的用于表征通信信道的接收機，進一步包括
用于捕獲多個導(dǎo)頻碼元的裝置，和
用于從所述多個導(dǎo)頻碼元確定信道分布圖的裝置。
16.如權(quán)利要求14所述的用于表征通信信道的接收機，其中所述頻帶相對所述最大值被放置。
17.如權(quán)利要求14所述的用于表征通信信道的接收機，進一步包括用于利用FAP和LAP確定延遲擴展的裝置。
18.如權(quán)利要求14所述的用于表征通信信道的接收機，其中所述頻帶在所述區(qū)域的第一端上的尺寸與在所述區(qū)域的第二端上的尺寸不同，從而頻帶是漸縮的。
19.如權(quán)利要求14所述的用于表征通信信道的接收機，其中所述定義裝置包括下列之一
用于以最大值的百分比定義頻帶的裝置，和
用于以從最大值預(yù)定的減少量定義頻帶的裝置。
20.如權(quán)利要求14所述的用于表征通信信道的接收機，進一步包括用于部分地基于FAP、LAP或者延遲擴展中的至少兩個來定位FFT收集窗的裝置。
21.如權(quán)利要求14所述的用于表征通信信道的接收機，進一步包括用于從信道分布圖中選出低于預(yù)定閾值的信道抽頭的裝置。
22.如權(quán)利要求14所述的用于表征通信信道的接收機，其中用于分析的裝置使用兩遍算法。
23.如權(quán)利要求14所述的用于表征通信信道的接收機，其中用于確定信道分布圖的裝置包括用于利用多個正交頻分復(fù)用(OFDM)碼元確定信道分布圖的裝置。
24.一種用于表征通信信道的通信設(shè)備，該通信設(shè)備包括
處理器，配置成
穿越信道分布圖移動檢測窗以將該檢測窗內(nèi)的信道分布圖中的抽頭能量累積成累積的能量曲線，
確定在累積的能量曲線中的最大值的峰值，
定義相對于累積的能量曲線的頻帶，其中該頻帶定義了在該頻帶內(nèi)所述最大值處或者最大值附近的累積的能量曲線的區(qū)域，
利用在累積的能量曲線中的所述區(qū)域的第二端附近發(fā)現(xiàn)的后沿來檢測FAP，
檢測在累積的能量曲線的所述區(qū)域的第一端附近發(fā)現(xiàn)的前沿，以及
利用該前沿確定LAP；
與該處理器耦合的存儲器。
25.如權(quán)利要求24所述的用于表征通信信道的通信設(shè)備，所述處理器進一步配置成
捕獲多個導(dǎo)頻碼元，和
從所述多個導(dǎo)頻碼元確定信道分布圖。
26.如權(quán)利要求24所述的用于表征通信信道的通信設(shè)備，其中所述頻帶相對所述最大值被放置。
27.如權(quán)利要求24所述的用于表征通信信道的通信設(shè)備，其中所述頻帶在所述區(qū)域的第一端上的尺寸與在所述區(qū)域的第二端上的尺寸不同，從而頻帶是漸縮的。
28.如權(quán)利要求24所述的用于表征通信信道的通信設(shè)備，其中定義頻帶包括下列之一
以最大值的百分比定義頻帶，和
以從最大值預(yù)定的減少量定義頻帶。
29.如權(quán)利要求24所述的用于表征通信信道的通信設(shè)備，其中所述處理器進一步從信道分布圖中選出低于預(yù)定閾值的信道抽頭。
30.如權(quán)利要求24所述的用于表征通信信道的通信設(shè)備，其中所述處理器利用多個OFDM碼元確定信道分布圖。
31.如權(quán)利要求24所述的用于表征通信信道的通信設(shè)備，其中
所述多個導(dǎo)頻碼元是從一幀內(nèi)的多個OFDM碼元中收集的，以及
確定信道分布圖包括利用所述多個導(dǎo)頻碼元確定信道分布圖。
32.如權(quán)利要求24所述的用于表征通信信道的通信設(shè)備，其中
所述多個導(dǎo)頻碼元是從多個幀中的多個OFDM碼元中收集的，以及
確定信道分布圖包括利用所述多個導(dǎo)頻碼元確定信道分布圖。
全文摘要
公開了一種用于表征通信信道的方法。穿越信道分布圖移動檢測窗以將該檢測窗內(nèi)的信道分布圖中的抽頭能量累積成累積的能量曲線。確定在累積的能量曲線中的最大值的峰值。定義相對于累積的能量曲線的頻帶。利用在累積的能量曲線中的區(qū)域的第二端附近發(fā)現(xiàn)的后沿來檢測第一到達路徑(FAP)。在累積的能量曲線中的區(qū)域的第一端附近發(fā)現(xiàn)前沿。利用該前沿確定最后到達路徑(LAP)。所述頻帶定義了在該頻帶內(nèi)所述最大值處或者最大值附近的累積的能量曲線的區(qū)域。
文檔編號H04L27/26GK101160893SQ200680012286
公開日2008年4月9日 申請日期2006年3月9日 優(yōu)先權(quán)日2005年3月10日
發(fā)明者B·沃斯?fàn)柦? A·曼特里瓦迪, 林福韻, R·維加嚴(yán), M·M·王 申請人:高通股份有限公司