專利名稱：通信中繼裝置及通信中繼方法
技術(shù)領域：
本發(fā)明涉及通信中繼裝置以及通信中繼方法。
技術(shù)背景近年來，隨著對一般家庭的寬帶通信服務的普及，在蜂窩方式的移動通 信系統(tǒng)中也積極地進行著以提供大容量數(shù)據(jù)通信服務為目的的研究開發(fā)。然 而，由于作為有限的資源的無線頻率處于緊張的狀態(tài)，所以為了實現(xiàn)大容量 數(shù)據(jù)的傳輸，正在積極地展開著使用高頻帶而實現(xiàn)高傳輸速率的方法的研究。在使用高頻的無線頻帶的情況下，在近距離能夠期待高傳輸速率，但是 由傳輸距離造成的衰落較大。于是，例如將高頻的無線頻帶適用于實際系統(tǒng) 時，基站所覆蓋的區(qū)域變小而需要設置更多的基站。由于設置基站需要相應 的費用，因此，強烈期望在提供上述通信服務的同時抑制基站數(shù)目的增加的 技術(shù)。因此，為了即使位于蜂窩區(qū)外部的通信終端也能夠與基站進行通信，積 極地研究著使該通信終端與基站之間存在的其它通信終端(中繼站)進行通信 的中繼的技術(shù)。由此，能夠?qū)崿F(xiàn)位于蜂窩區(qū)外部的通信終端與基站之間的通 信，以實質(zhì)擴大基站所覆蓋的范圍。例如，專利文獻1中公開了發(fā)送站(Sourse)、中繼站以及接收站 (Destination)各自具有用于進行再生中繼的線路和用于進行非再生中繼的線 路的雙方的線路，進行混合型的中繼的無線中繼方式。而且公開了根據(jù)該方 式，在進行再生中繼時接收站的幀差錯率特性為最好。另外，在非專利文獻l中公開了多個中繼站對發(fā)送站所發(fā)送的信號進行 中繼，接收站對所中繼的信號進行接收合成的技術(shù)。根據(jù)該技術(shù)，接收站能 通過接收多個中繼信號而得到空間分集效果，從而能夠得到接收精度高的數(shù) 據(jù)。該4支術(shù)尋皮稱為"合作中纟速方式(cooperative relay scheme)，，。專利文獻1:特開平7-273707號7>才艮非專利文獻2:宮野等著「單一7乂亍大端末間c07^千水yy通信^&(少6 S T B C *利用L /j協(xié)力中繼方式」、電子情報通信學會、信學技報R CS2003-3
發(fā)明內(nèi)容
發(fā)明要解決的問題然而，專利文獻1所公開的技術(shù)中存在如下問題。也就是說，根據(jù)專利 文獻1的4支術(shù)，不言而喻在進行非再生中繼時，而且在進行再生中繼時，如 果在中繼站發(fā)生接收錯誤，則在接收站的差錯率特性會惡化，由此吞吐量會 降低。另外，非專利文獻1所公開的技術(shù)中存在如下問題。即，通過增加擔當 合作中繼的中繼站的數(shù)目，能夠改善在接收站的差錯率特性。但是，如果增 加中繼站的數(shù)目，在移動通信系統(tǒng)等的多小區(qū)環(huán)境下，中繼站對相鄰小區(qū)造 成的干擾功率也隨著其數(shù)目的增加而增大，所以整個通信系統(tǒng)的吞吐量降低。因此，本發(fā)明的目的為提供通信中繼裝置以及通信中繼方法，能夠改善 在接收站的差錯率特性而提高吞吐量，同時減輕干擾功率而防止整個通信系 統(tǒng)的吞吐量的降低。解決問題的方案本發(fā)明的通信中繼裝置所采用的結(jié)構(gòu)包括第一判定單元，判定接收信 號整體的接收質(zhì)量，所述接收信號由多個要素構(gòu)成；第一中繼單元，根據(jù)所 述第一判定單元的判定結(jié)果，對所述接收信號整體進行中繼；第二判定單元， 對每個要素判定所述接收信號的接收質(zhì)量；以及第二中繼單元，根據(jù)所述第 二判定單元的判定結(jié)果，對所述接收信號的特定的要素進行中繼。發(fā)明效果根據(jù)本發(fā)明，在多個通信裝置之間進行通信的中繼時，能夠改善在接收 站的差錯率特性而提高吞吐量，同時減輕干擾功率而防止整個通信系統(tǒng)的吞 吐量的降低。


圖1是表示實施方式1的通信系統(tǒng)的概要的圖；圖2是表示實施方式1的通信中繼裝置的主要的內(nèi)部結(jié)構(gòu)的方框圖；圖3是表示實施方式1的通信中繼裝置的具體動作步驟的流程圖4是表示實施方式1的非再生中繼處理單元內(nèi)部的主要結(jié)構(gòu)的方框圖；圖5是表示作為中繼對象被選擇的副載波信號的一例的圖；圖6是表示實際被發(fā)送的副載波信號的圖；圖7是表示實際^Jt送的副載波信號的幀結(jié)構(gòu)的圖；圖8是用來說明實施方式1的通信中繼方法的基本思想的圖；圖9是用來說明設定中繼判定閾值的方法的圖；圖10是表示將實施方式1的通信中繼方法適用于通信系統(tǒng)時的具體例子的圖；圖11是表示將實施方式1的通信中繼方法適用于通信系統(tǒng)時的具體例子的圖；圖12是表示實施方式1的中繼判定閾值表的內(nèi)容的圖；圖13是表示中繼站的數(shù)目和偏移[3之間的關系的圖；圖14是表示實施方式2的非再生中繼處理單元內(nèi)部的主要結(jié)構(gòu)的方框圖；圖15是表示實施方式2的通信中繼方法的步驟的流程圖； 圖16是說明通過硬判定的信號點的變化的圖； 圖17是用來說明設定硬判定閾值的方法的圖；圖18是表示實施方式2的中繼判定闊值表以及硬判定閾值表的內(nèi)容的圖；圖19是用來說明實施方式2的切換單元相關的具體動作的圖； 圖20是表示實施方式3的非再生中繼處理單元相關的結(jié)構(gòu)的方框圖； 圖21是表示實施方式4的中繼控制單元相關的主要結(jié)構(gòu)的方框圖； 圖22是表示實施方式4的通信中繼方法的步驟的流程圖；以及 圖23是表示分類到類別A的分組的性質(zhì)以及具體例子的圖。
具體實施方式
以下，參照附圖詳細說明本發(fā)明的實施方式。另外，這里以作為通信方 式采用了 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex)方式，通過多個副 載波進行通信的情況為例進行說明。 (實施方式1 )圖1是表示本發(fā)明實施方式1的通信系統(tǒng)的概要的圖。 該通信系統(tǒng)中包括移動臺(Mobile Station)MSl 、 中繼站(Relay Station)RSl、 RS2以及基站(Base Station)BSl,移動臺MS1位于基站BS1所 管理的蜂窩區(qū)的外部。而且，移動臺MS1的用戶希望與基站BS1進行通信。 但是，由于移動臺MSI位于蜂窩區(qū)的外部，所以在此狀態(tài)下不能進行通信。 于是，本實施方式的通信系統(tǒng)中，使位于移動臺MSI和基站BS1之間的中繼 站RS1或中繼站RS2進行移動臺MSI和基站BS1之間的通信的中繼。另夕卜， 為了簡化說明，以下以從移動臺MSI向基站BS1發(fā)送信號的情況，即通過上 行線路的通信(上行線路中繼)的情況為例進行說明。在本實施方式的通4言系統(tǒng)中，移動臺MSI對中繼站RSI和中繼站RS2 請求發(fā)送信號的中繼。中繼站RS1和中繼站RS2對此采用下述的中繼方法。另外，作為能夠接收來自基站BS1的電波的移動臺MSI請求發(fā)送信號 的中繼的情況，可以考慮由于移動臺MSI的發(fā)送功率小于基站BS1的發(fā)送功 率，所以移動臺MSI無法將信號直接發(fā)送到基站BS1的狀況。另夕卜，還可以舉出為了降低移動臺MSI的發(fā)送對相鄰小區(qū)造成的干擾功 率，移動臺MSI不將信號直接發(fā)送到基站BS1的狀況。另外，雖然這里以中繼站為RSI和RS2的兩個的情況為例進行說明，但 中繼站也可以存在三個以上。圖2是表示上述的中繼站RS1(或RS2)的具體裝置結(jié)構(gòu)，即本實施方式 的通信中繼裝置100的主要的內(nèi)部結(jié)構(gòu)的方框圖。該通信中繼裝置100大致分為接收處理電路和發(fā)送處理電路，各個處理 電路的各個部分進行以下動作。首先說明接收處理電路。接收RF單元102通過天線101接收來自發(fā)送站的信號，對該接收信號 進行濾波處理、下變頻以及A/D變換等的無線接收處理。GI去除單元103 從接收RF單元102所輸出的OFDM信號(基帶信號)中去除保護間隔(GI)部 分。S / P單元104對于從GI去除單元103輸出的OFDM信號，對每個OFDM 碼元進行串/并行變換。FFT單元105對從S / P單元104輸出的OFDM信 號進行通過快速傅立葉變換(FFT)的OFDM解調(diào)處理，從頻率復用后的OFDM 碼元中提取各個副載波的碼元串，并輸出到信道補償單元106-1至106-n以 及非再生中繼處理單元110-1至llO-n。信道補償單元106-1至106-n(以下，總稱時只記述為"106")與各個副 載波對應地^皮設置了多個，而且對FFT單元105的輸出即各個副載波的教:據(jù)
碼元，對每個副載波補償在傳播路徑中所受到的衰落的影響。具體而言，信 道補償單元106只補償相位變動，或者補償振幅變動和相位變動。P/S單元107對于從信道補償單元106輸出的多個副載波信號，對每個OFDM碼元進 行并/串行變換。解調(diào)單元108對從P/S單元107輸出的每個碼元進行所發(fā) 送的信號點的判定(依照后續(xù)的解碼單元109的算法進行硬判定或軟判定)。解 碼單元109基于解調(diào)單元108所判定的信號點判定信息進行糾錯處理，并輸 出通過該處理獲得的比特串。這里所獲得的比特串為對來自發(fā)送站的信號進 行了解碼(再生)的比特串，在本發(fā)明中稱為"再生中繼信號"。另一方面，與信道補償單元106同樣，非再生中繼處理單元110-至 110-n(以下，總稱時只記述為"110")與各個副載波對應地祐j殳置了多個， 對FFT單元105輸出的數(shù)據(jù)碼元，對每個副載波進行后述的判定，并基于判 定結(jié)果輸出中繼信號。P/S單元111對從非再生中繼處理單元110輸出的多 個副載波信號，對每個OFDM碼元進行并/串行變換，并輸出到切換單元 155。另外，從P/S單元111輸出的信號雖然為來自發(fā)送站的信號，但是， 該信號為未進行解碼(再生)的信號。于是，在本發(fā)明將該信號稱為"非再生中 繼信號"。以上的結(jié)構(gòu)為接收處理電路。接著，說明發(fā)送處理電路。編碼單元151對從解碼單元109輸出的解碼信號即先進行了直至解碼處 理的發(fā)往基站BS1的信號，使用Turbo碼、LDPC(Low Density Parity Check) 碼以及巻織碼等的糾錯碼進行再編碼。調(diào)制單元152對從編碼單元151輸出 的編碼信號進行QPSK、 16QAM等的再調(diào)制處理，生成數(shù)據(jù)碼元串。另 一方面，比特差錯檢測單元153對通過解碼單元109進行糾錯處理后 的比特串，使用CRC(Cyclic Redundancy Check)進行是否包含比特差錯的判定 (比特差錯判定)，并輸出判定結(jié)果。另外，在通信系統(tǒng)中進行分組通信的情況 下，比特差錯檢測單元153進行分組差錯的判定以代替比特差錯判定。分組 可以是幀單位的數(shù)據(jù)，也可以是其它數(shù)據(jù)。中繼控制單元154基于比特差錯檢測單元153所報告的關于有無比特差 錯的信息輸出控制信號，以控制切換單元155。切換單元155基于從中繼控制單元154輸出的控制信號，將從調(diào)制單元 152輸出的再生中繼信號的調(diào)制信號和從P / S單元111輸出的非再生中繼信 號切換并輸出。
S /P單元156對從切換單元155輸出的信號，以OFDM碼元為單位進 行串/并行變換，分割為映射到各個副載波上的多個碼元串。IFFT單元157 對從S / P單元156輸出的用于各個副載波的碼元串，進行通過快速傅立葉逆 變換(IFFT)的OFDM調(diào)制。P / S單元158對從IFFT單元157輸出的OFDM 調(diào)制信號進行并/串行變換。GI附加單元159對從P / S單元158輸出的信 號附加保護間隔，輸出OFDM碼元。發(fā)送RF單元160對從GI附力口單元159 輸出的OFDM碼元進行正交調(diào)制、功率放大以及濾波等的預定的無線發(fā)送處 理，通過天線161發(fā)送。圖3是表示具有上述的結(jié)構(gòu)的通信中繼裝置100的具體動作步驟的流程圖。通信中繼裝置100接收移動臺MS1所發(fā)送的發(fā)往基站BS1的信號 (ST1010)，并且進行OFDM解調(diào)處理、信道補償處理、解調(diào)處理以及解碼處 理(糾錯處理)(ST1020)。然后，對糾錯后的比特串進行是否存在比特差錯的判 定(ST1030:以下稱為"第一接收質(zhì)量判定")，在沒有比特差錯時進行再生 中繼處理(ST1050),而在有比特差錯時進行非再生中繼處理(ST1100)。從通信 中繼裝置100發(fā)送進行任一方處理后的信號(ST1060)。例如，在ST1040中沒有比特差錯時，作為再生中繼處理，輸出碼元串， 所述碼元串為對解碼比特串進行了再編碼和再調(diào)制后的碼元串(ST1051)。另一方面，在ST1040中有比特差錯時，進行第二接收質(zhì)量判定，即在 各個副載波的接收質(zhì)量與規(guī)定的閾值之間進行比較(ST1120至1130)。以下， 將在該第二接收質(zhì)量判定中所使用的閾值稱為"中繼判定闊值"。在接收質(zhì)量 為中繼判定閾值以上時，該副載波的接收信號被輸出(ST1140)，而在"l妄收質(zhì) 量小于中繼判定閾值時，NULL被輸出以代替接收信號(ST1150)。這里，NULL 為表示不進行發(fā)送的信息， 一般使用零值。于是，在這樣的情況下，不進行 該副載波的接收信號的中繼。這里，m為依序分配給各個副載波的號碼即副 載波號(m二l， 2， ...， M)，其中M(》l)為總副載波數(shù)目。另外，通過STlllO、 ST1160以及ST1170,副載波號m從1被遞增(increment)到M,由此對各個 副載波進行上述的處理。如上所述，通信中繼裝置100對接收信號進行第一和第二接收質(zhì)量判定， 并且基于其結(jié)果選擇再生中繼、非再生中繼和中繼中止的某一種。另外，第 二接收質(zhì)量判定是對每個副載波進行判定的。 這里，再生中繼是將所接收的二進制數(shù)據(jù)再生到實際數(shù)據(jù)，也就是將接 收信號再生到作為信息有意義的狀態(tài)之后，對該再生信號進行再編碼和再調(diào) 制等以生成發(fā)送信號，并將其轉(zhuǎn)發(fā)的中繼處理。具體而言，對接收信號先進 行解碼，且根據(jù)情況而進行糾錯處理之后，進行再編碼和調(diào)制并轉(zhuǎn)發(fā)接收信 號的中繼處理。也就是說，由于在中繼處理的過程中通過解碼處理(根據(jù)情況 還通過糾錯處理)，所以即使在中繼站的接收信號中包含了一些差錯，也在中 繼站中修正接收差錯而中繼到接收站。因此，可以期待在接收站的最終的接 收信號的接收差錯很少。與此相對，非再生中繼為不進行解調(diào)、解碼以及糾錯等的接收比特串的 再生，對接收信號只進行功率放大、濾波處理以及干擾去除等的簡單處理之 后發(fā)送的處理。也就是說，非再生中繼是對接收信號只進行物理層級的處理， 以盡快進行發(fā)送處理。于是，在中繼站中不修正差錯。而且，因為不進行應用層(application layer)等的非物理層級的處理，所以與再生中繼的情況相比， 能夠高速地進行中繼處理。圖4是表示上述的非再生中繼處理單元110內(nèi)部的主要結(jié)構(gòu)的方框圖。 接收質(zhì)量測定單元121在從FFT單元105輸出的快速傅立葉逆變換后的 接收信號中，基于某一個副載波的導頻碼元，或者基于導頻碼元和數(shù)據(jù)碼元， 測定例如SIR(Signal to interference ratio)等的接收質(zhì)量。接收質(zhì)量判定單元122 對接收質(zhì)量測定單元121所測定的接收質(zhì)量和從中繼判定閾值表123輸出的 中繼判定閾值進行大小比較，并且基于該比較結(jié)果將控制信號輸出到切換單 元124。切換單元124基于來自接收質(zhì)量判定單元122的控制信號，切換是 直接輸出快速傅立葉逆變換后的信號，還是輸出NULL。輸出信號被輸出到P /S單元111。圖5是表示由上述的非再生中繼處理單元110作為中繼對象而選擇的副 載波信號的一例的圖。這里，以副載波數(shù)目為4的情況為例進行說明。如該圖所示，通信中繼裝置100所接收的各個副載波，由于頻率選擇性 衰落的影響而造成SIR不同。例如，副載波#1和副載波#4的SIR為閾^i以上， 但是副載波#2和副載波#3的SIR為小于閾值的值。于是，在這樣的情況下， 非再生中繼處理單元110判定將副載波#1和副載波#4作為中繼對象(非再生 中繼處理的對象)，而且中止副載波#2和副載波#3的中繼。中繼^:據(jù);故重疊 到副載波#1和副載波#4上。
圖6是表示通信中繼裝置100實際所發(fā)送的副載波信號的圖。如該圖所示，只有副載波#1和副載波糾被發(fā)送(中繼)到基站BS1。圖7是表示上述的實際被發(fā)送的副載波信號的幀結(jié)構(gòu)的圖。其中，以斜 線表示的信號為進行非再生中繼的碼元，而其余的信號表示中繼中止的碼元。圖8是用來說明以上說明的通信中繼裝置100所進行的通信中繼方法， 即本實施方式的通信中繼方法的基本思想的圖。如該圖所示，在本實施方式中，以兩種判斷基準(具體而言為兩種閾值) 評估接收質(zhì)量，并且基于接收質(zhì)量的高低選擇再生中繼、非再生中繼以及中 繼中止的某一種。更詳細而言，在以比特差錯評估接收質(zhì)量時，通信中繼裝 置100基于有無比特差錯，選擇再生中繼和非再生中繼的任一種。另一方面， 在以SIR評估接收質(zhì)量時，通信中繼裝置100基于SIR是否為閾值以上，選 擇非再生中繼和中繼中止的任一種。如上所述，根據(jù)本實施方式，在接收質(zhì)量較好時進行再生中繼，接收質(zhì) 量較差時進行非再生中繼，而在接收質(zhì)量更差時放棄中繼。也就是說，根據(jù) 本實施方式，基于接收質(zhì)量而切換通信中繼方法。另外，雖然比特差錯和SIR 本來沒有可在相同的坐標軸上進行比較的性質(zhì)，但是這里為了便于說明，仍 將它們表示在相同的坐標軸上。圖9是用來說明設定上述的中繼判定閾值的方法的圖。該圖中表示了在接收到糾錯編碼后的信號時的平均SIR與分組差錯率之 間的關系。分組差錯率(PER: Packet Error Rate)的特性曲線有兩種， 一種為在 靜態(tài)特性(AWGN: Additive White Gaussian Noise,加性高斯白噪聲)環(huán)境下的 特性曲線，而另一種為在衰落環(huán)境下的特性曲線。在這兩種特性曲線中，使 用靜態(tài)特性環(huán)境下的特性曲線而決定中繼判定閾值。具體而言，在本實施方 式中，作為中繼判定閾值使用TH一r，所述TH—r是在靜態(tài)特性環(huán)境下的特性 曲線與目標PER的交叉點。更理想地，考慮到SIR測定誤差等，使用對TH一r 加上規(guī)定的余量(margin) P的值(TH—r+ P )作為中繼判定閾值。如上所述，根據(jù)本實施方式，作為決定中繼判定鬧值時的基準值使用分 組差錯率呈示靜態(tài)特性時的PER特性。另外，這里以基于特性曲線設定中繼判定閾值的情況為例進行了說明。 但是，也可以基于數(shù)據(jù)表設定中繼判定閾值，該數(shù)據(jù)表是能夠獲得與通過特 性曲線所求的結(jié)果相同的結(jié)果的數(shù)據(jù)表。
圖10和11是表示將本實施方式的通信中繼方法適用于通信系統(tǒng)時的具 體例子的圖?；緱l件與圖l相同。在圖IO的例子中，由于中繼站RS1從移動臺MS1接收到的數(shù)據(jù)中有分 組差錯，所以中繼站RS1選擇非再生中繼。由于中繼站RS2從移動臺MS1 接收到的數(shù)據(jù)中沒有分組差錯，所以中繼站RS2選擇再生中繼。另一方面， 在圖11的例子中，由于中繼站RS1和中繼站RS2所接收的數(shù)據(jù)中都有分組 差錯，所以中繼站RS1和中繼站RS2都選擇非再生中繼。接收站即基站BS1 對這些中繼信號進行接收合成。無論是通過再生中繼還是通過非再生中繼， 從中繼站發(fā)送的信號在物理上為相同的無線信號。于是，接收站能夠不區(qū)分 地接收這些中繼信號。接收站通過合成這些雙方的信號，能降低接收信號的 差錯率，從而提高接收性能。另外，在本實施方式的通信系統(tǒng)中適用了自適應調(diào)制編碼(Adaptive Modulation and Coding)時，則決定中繼判定閾值的方法為如下。再次參照圖9 進行說明。如已說明的那樣，圖9所示的分組差錯率的特性曲線存在靜態(tài)特性環(huán)境 下的曲線和衰落環(huán)境下的曲線。這些曲線的特性與通信系統(tǒng)所使用的MCS組 (調(diào)制方式和編碼率)對應地變化。因此，如果將與圖9所示的特性曲線對應的 MCS組特地稱為"MCS組弁1"的話，例如在MCS組弁2，分組差4晉率的特性 曲線會與圖9所示的曲線不同。在實際的通信系統(tǒng)中，不能忽視衰落的影響。于是，著眼于衰落環(huán)境下 的特性曲線，由圖9可知，如果進行接收信號的平均SIR的取值大于TH—m 的通信，則接收信號的分組差錯率也滿足目標PER(所需接收質(zhì)量)。另一方 面，在采用了自適應調(diào)制編碼的通信系統(tǒng)中，基于接收裝置的平均SIR決定 發(fā)送裝置所使用的MCS組。也就是說，可知在接收裝置實際接收到的信號的 平均SIR小于TH—m時，發(fā)送裝置需要選擇容錯性強于MCS組#1的MCS 組。因此，TH—m應為使用MCS組存1時的平均SIR的最小值。如已說明的那樣，由于與各個MCS組對應地得到不同的特性曲線，而 且基于各個特性曲線決定TH一m,所以對多個MCS組決定多個TH—m。因此， 由于求在選擇各個MCS組時的平均SIR的最小值，所以自然會決定各個MCS 組的SIR的適用范圍。另外，在還考慮到SIR的估計誤差等時，使用對TH—m還加上規(guī)定的余 量Ot的值(111_111+ OC )而決定SIR的適用范圍。另外，如已說明的那樣，作為中繼判定閾值，使用對在靜態(tài)特性環(huán)境下的分組差錯率的特性曲線與目標PER的交叉點TH—r加上規(guī)定的余量(3的值 (TH—r+ |3 )而不使用TH—m。但是，該(TH—r+ P )的值也與多個MCS組對應地 存在多個值。圖12是表示非再生中繼處理單元110所具有的中繼判定閾值表123的內(nèi) 容的圖。這里，也以適用了自適應調(diào)制編碼的情況為例進行說明。中繼判定閾值表123中記錄著各個MCS組的SIR的適用范圍以及對應 于各個MCS組的中繼判定閾值。通信中繼裝置IOO測定接收信號的平均SIR 值[dB]并與該表對照，由此選擇與平均SIR值對應的最佳的MCS組。然后， 選擇了最佳的MCS組(例如，MCS組#5)之后，非再生中繼處理單元110從中 繼判定閾值表123中讀出與MCS組弁5對應的中繼判定闊值18+P [dB]，作為 中繼判定閾值使用。另外，這里假設中繼判定閾值為TH—r+(3 。該P是偏移，而且是考慮了 SIR的測定誤差等的值。該偏移值P可以是預先設定的常數(shù)，也可以是由基 站BS1動態(tài)指示的變量。另外，這里以對所有的MCS組設定了相同的偏移|3的情況為例進行了 說明。但是，也可以使用對各個MCS組進行最佳化的值。即，也可以考慮每 個MCS組的SIR測定誤差所造成的影響而設定。 一般而言，調(diào)制方式的階數(shù) 越大，或者編碼率越高(在圖12的例子中，MCS組的值越大)，則將P的值設 定得越大。如上所述，根據(jù)本實施方式，通信中繼裝置IOO基于兩個判定基準而判 定對從中繼請求站接收的中繼分組進行再生中繼還是進行非再生中繼。具體 而言，通信中繼裝置100進行比特差錯判定作為第一接收質(zhì)量判定，在沒有 比特差錯時進行再生中繼，而有比特差錯時進入第二接收質(zhì)量判定。然后， 通信中繼裝置100對每個副載波進行SIR等的接收質(zhì)量的閾值判定作為第二 接收質(zhì)量判定，對接收質(zhì)量為閾值以上的副載波信號，即對判定為接收質(zhì)量 良好的副載波進行非再生中繼。另一方面，接收站從一個或者多個中繼站接 收再生中繼或非再生中繼的中繼信號，并將這些信號合成。如前面所述，在 接收站能夠不區(qū)分再生中繼信號和非再生中繼信號地進行接收處理。于是， 接收站能夠改善差錯率特性而提高接收質(zhì)量，從而提高吞吐量。
另外，根據(jù)本實施方式，在由中繼站接收到的階段至少接收質(zhì)量為預定 電平以上的副載波成為中繼對象。換言之，在中繼站未從接收信號檢測出比 特差錯時，即對接收信號整體而言該接收質(zhì)量良好時進行再生中繼，接收信 號整體成為中繼對象。但是，諸如在中繼站檢測出比特差錯那樣，在對接收 信號整體而言接收質(zhì)量并不良好時，以副載波為單位判定接收信號的接收質(zhì) 量，并對質(zhì)量良好的副載波進行非再生中繼，從而將其作為中繼對象。另一 方面，對在該判定中仍然判定為接收質(zhì)量差的副載波，不進行中繼。于是， 接收站可以不接收接收質(zhì)量非常差的副載波。因此，在接收站的合成處理中， 能夠防止對接收質(zhì)量差的副載波與接收質(zhì)量良好的副載波一起進行合成處 理。也就是說，改善了在接收站的差錯率特性。而且，能夠降低中繼站的功 耗。另外，根據(jù)本實施方式，無論是再生中繼還是非再生中繼，在通過多個 中繼站進行中繼時，即進行合作中繼時，由于對每個副載波得到空間分集增 益，所以能夠改善差錯率特性和接收質(zhì)量。另外，根據(jù)本實施方式，從中繼對象中排除接收質(zhì)量差的副載波，即差 錯率的改善效果低的副載波。因此，能夠減少中繼對象，從而能夠降低對相 鄰小區(qū)造成的干擾功率。另外，根據(jù)本實施方式，由于能夠進行高效率的中繼，所以能夠降低中 繼站的發(fā)送功率，同時能夠減少中繼站的數(shù)目本身。因此，能夠減輕干擾功 率，從而防止整個通信系統(tǒng)的吞吐量的降低。另外，根據(jù)本實施方式，與只進行再生中繼和非再生中繼中的某一種的 情況或者只通過一個中繼站進行中繼的情況相比，能夠?qū)⒅欣^判定閾值設定 得專交^f氐。因此，能夠減少乂人任何中繼站都不進行中繼的副載波，并能夠抑制 差錯率的惡化。另外，根據(jù)本實施方式的中繼站，根據(jù)接收質(zhì)量自主地判定中繼方法。 于是，不會由基站等的高層站指示中繼方法，也不會中繼站彼此互相聯(lián)系。 因此，能夠迅速進行中繼處理。另外，本實施方式也可以采用基于進行合作中繼的中繼站的數(shù)目而對中 繼判定閾值進行改變的方式。具體而言，中繼站的數(shù)目越多，則設定越大的 值作為中繼判定閾值，而中繼站的數(shù)目越少，則設定越小的值作為中繼判定閾值。例如，也可以將對于中繼判定閾值的偏移值[3 ，中繼站的數(shù)目越少則 設定得越小，而中繼站的數(shù)目越多則設定得越大。圖。這里，設想圖9的MCS組斜的情況，即調(diào)制方式為16QAM,編碼率為 R=3 / 4,而且TH—r=13dB的情況。例如，中繼站的數(shù)目越多，從中繼對象被排除的副載波的數(shù)目會增加。 于是，如該圖所示，在中繼站的數(shù)目較少時，將中繼判定閾值設定得較低， 以免發(fā)生從任何中繼站都不進行中繼的副載波。相反，在中繼站的數(shù)目較多 時，將中繼判定閾值設定得較大。即使采用這樣的設定，各個副載波也通過 一個以上的某些中繼站被中繼。另外，著眼于某一個副載波時，與通過接收 質(zhì)量較差的多個中繼站進行中繼的情況相比，在通過接收質(zhì)量較好的少數(shù)的 中繼站進行中繼的情況下，能夠得到較高的空間分集增益。這是因為對通過 多個中繼站被中繼的信號，在接收站的天線端非相干(noncoherent)地進行合 成，從而分集增益較低。因此，采用上述的通信中繼方法，就能夠改善中繼 對象的副載波的接收質(zhì)量，在提高吞吐量的同時將發(fā)送功率設定得較低，從 而能夠降低對相鄰小區(qū)的干擾。另夕卜，在本實施方式中，以使用CRC作為第一接收質(zhì)量判定而進行比特 差錯判定的情況為例進行了說明。但是，也可以是不使用CRC的比特差錯判 定。例如，可以是基于奇偶校驗位的差錯判定，也可以是如下判定方法，即 在對于接收信號的碼元串的調(diào)制階數(shù)和編碼率的所需SIR與實際的接收SIR 之間進行比較，在接收SIR小時判定為包含了比特差錯。另外，在本實施方式中，以基于有無比特差錯來進行第一接收質(zhì)量判定 的情況為例進行了說明。但是，也可以基于比特差錯率是否為預定電平以上， 來進行第 一接收質(zhì)量判定。另外，在本實施方式中，以對每個副載波進行第二接收質(zhì)量判定的情況 為例進行了說明。但是，也可以對每個副載波組而不對每個副載波進行第二 接收質(zhì)量判定，所述副載波組是通過將多個副載波匯總為 一個組而成的副載 波組。另外，在本實施方式中，以上行線路中繼的情況為例進行了說明。但是， 也可以適用于從基站向位于蜂窩區(qū)的外部的移動臺發(fā)送數(shù)據(jù)的下行線路中繼 的情況。另夕卜，在本實施方式中，以將信道補償單元106和非再生中繼處理單元 110與各個副載波對應地設置多個的情況為例進行了說明。但是，也可以通 過將這些單元分別僅設置一個而多次反復使用，以便與各個副載波對應。 (實施方式2)本發(fā)明實施方式2的通信中繼裝置對在中繼判定中判定為接收質(zhì)量良好的副載波還進行與硬判定閾值的比較。然后，對接收質(zhì)量比硬判定閾值良好 的副載波的接收碼元進行硬判定和再調(diào)制之后將其轉(zhuǎn)發(fā)。本實施方式的通信中繼裝置的基本結(jié)構(gòu)與實施方式1中所示的通信中繼裝置100相同。因此，對相同的部分省略i兌明，以下對與通信中繼裝置100 不同的結(jié)構(gòu)的非再生中繼處理單元210進行說明。圖14是表示非再生中繼處理單元210內(nèi)部的主要結(jié)構(gòu)的方框圖。另夕卜， 對與實施方式1所示的非再生中繼處理單元IIO(參見圖4)相同的結(jié)構(gòu)部件賦 予相同的標號，并省略其說明。非再生中繼處理單元210具有對來自信道補償單元106的輸出信號進行 硬判定的處理系統(tǒng)(硬判定單元203至乘法單元207)。硬判定單元203基于在信道補償單元106中補償了相位變動等的接收信 號，對碼元的信號點進行石更判定。調(diào)制單元204對/人硬判定單元203輸出的 比特串再次進行調(diào)制處理，生成碼元。另一方面，導頻信號生成單元205生 成對應于各個副載波的導頻信號(副載波m的導頻信號)，并輸出到切換單元 206。切換單元206基于從同步單元(未圖示)通知的導頻插入定時信號，在導 頻插入定時插入(輸出)導頻信號，在其余的定時輸出來自調(diào)制單元204的信 號。乘法單元207基于硬判定輸出加權(quán)系數(shù)，對從切換單元206輸出的信號 進行加權(quán)。硬判定輸出加權(quán)系數(shù)是被設定的值，以使所加權(quán)的信號的振幅值 大于進行非再生中繼的其它副載波信號的振幅值。作為該硬判定輸出加權(quán)系 數(shù)使用預先設定的值、由信道補償單元106得到的傳輸路徑的振幅變動值或 者與SIR測定值成比例的系數(shù)等。另一方面，接收質(zhì)量判定單元202在接收質(zhì)量測定單元121所測定的子 信道m(xù)的SIR測定值與兩個閾值之間大小比較，并且通過基于該比較結(jié)果的 控制信號對切換單元208進行控制，所述兩個閾值是從中繼判定閾值表123 輸出的中繼判定闞值以及從硬判定閾值表201輸出的硬判定閾值。切換單元208基于來自接收質(zhì)量判定單元202的控制信息，切換并輸出 在來自乘法單元207的輸出、來自FFT單元105的輸出以及NULL中的某一
圖15是表示本實施方式的通信中繼方法的步驟的流程圖。另外，由于除
了 ST1100以夕卜，本實施方式的通信中繼方法與實施方式1中所示的通信中繼 方法的流程(參見圖3)相同，所以對重復的部分省略說明。因此，圖15是在 第一接收質(zhì)量判定(ST1030)中判定為有比特差錯時(ST1040)之后的處理的流程圖。
首先，對表示副載波m的SIR測定值等的接收質(zhì)量的參數(shù)進行與中繼判 定閾值的大小比較(ST2020和ST2030)。在接收質(zhì)量呈中繼判定閾值以上的值 時，還對接收質(zhì)量進行與硬判定閾值的大小比較(ST2040)。然后，在接收質(zhì) 量為硬判定閾值以上時，先進行硬判定并輸出進行再調(diào)制后的碼元串 (ST2050)。在ST2040中接收質(zhì)量小于硬判定閾值時，直接輸出接收信號，即 進行非再生中繼(ST2060)。在ST2030中接收質(zhì)量小于中繼判定閾值時，輸出 NULL以代替接收信號，并中止中繼(ST2070)。另夕卜，在ST2010、 ST2080和 ST2090中，副載波號m與實施方式1同樣地從1被遞增到M,從而對各個 副載波進行上述的處理。
圖16是具體說明信號點通過上述的硬判定單元203的硬判定如何變化的 圖。這里，以調(diào)制方式為QPSK的情況為例進行說明。
在該圖中，叉號(x號)表示通過QPSK發(fā)送的候補點，Pl表示信道補償 后的接收信號的信號點。硬判定單元203對補償了相位變動等的接收碼元串 Pl,通過硬判定處理選擇在發(fā)送候補中最相似(接近)的信號點，并先變換 為比特串。也就是說，接收信號點Pl被變換為發(fā)送候補點(ll)并被輸出。在 調(diào)制單元204中，以碼元為單位對通過硬判定而變換的比特串進行再調(diào)制。
圖17是用來說明設定上述的硬判定閾值的方法的圖。
該圖為對實施方式1所示的兩個分組差錯率的特性曲線(參見圖9)還追加 了未進行糾錯編碼時的靜態(tài)特性環(huán)境下的特性曲線的圖。
在本實施方式中，作為硬判定閾值使用TH—h，所述TH—h是未進行糾錯 編碼的特性曲線與目標PER的交叉點。更理想地，考慮SIR測定誤差等，使 用對TH一h加上規(guī)定的余量y的值(TH—r+ y )。
由此，使用未進行糾錯編碼的靜態(tài)特性環(huán)境下的PER特性而決定硬判定 閾值，從而能夠降低硬判定時的判定差錯率，并能夠提高中繼信號的可靠性。
另外，這里以基于特性曲線設定中繼判定閾值的情況為例進行了說明。
但是，也可以基于數(shù)據(jù)表設定中繼判定閾值，該數(shù)據(jù)表為能夠獲得與通過特 性曲線所求的結(jié)果相同的結(jié)果的數(shù)據(jù)表。
另夕卜，這里使用了未進行糾錯編碼的靜態(tài)特性環(huán)境下的PER特性。但是，
也可以通過使用未進行糾錯編碼的靜態(tài)特性環(huán)境下的BER(Bit Error Rate)特 性的特性曲線，以硬判定時的所需差錯率為基準決定硬判定閾值TH—h。
圖18是表示非再生中繼處理單元210所具有的中繼判定閾值表123以及 硬判定閾值表201的內(nèi)容的圖。這里，為了便于理解，由一個圖表示中繼判 定閾值表123和硬判定閾值表201的內(nèi)容。而且，這里也以適用了自適應調(diào) 制編碼的情況為例進行說明。
如該圖所示，設定了與各個MCS組對應的中繼判定閾值和硬判定閾值。 非再生中繼處理單元210分別從中繼判定閾值表123和硬判定閾值表201中 讀出與所適用的MCS組對應的中繼判定閾值和硬判定閾值，并使用它們。
另外，考慮SIR的測定誤差等而設定硬判定閾值的偏移y 。該偏移值y 可以是預先設定的常數(shù)，也可以是由基站BS1動態(tài)指示的變量。
另外，雖然示出了對所有的MCS組設定了相同的偏移值Y的情況，但 是也可以使用對各個MCS組進行最佳化后的值。即，也可以考慮每個MCS 組的SIR測定誤差所造成的影響而設定。 一般而言，調(diào)制方式的階數(shù)越大， 或者編碼率越高(在圖18的例子中，MCS組的值越大)，則將Y的值設定得越 大。
圖19是用來說明切換單元206相關的具體動作的圖。 導頻信號生成單元205繼續(xù)輸出導頻碼元。切換單元206基于導頻插入 定時信號，在導頻插入定時輸出來自導頻信號生成單元205的輸出信號(與中 繼請求站即移動臺MS1插入到發(fā)送信號中的導頻碼元相同的碼元)，在其余 的定時輸出通過調(diào)制單元204輸出的來自硬判定單元203的數(shù)據(jù)碼元。
如上所述，根據(jù)本實施方式，對判定為接收質(zhì)量良好的子信道還進行與 硬判定閾值的比較，由此只將接收質(zhì)量更好的副載波作為硬判定和再調(diào)制的 對象。由此，只將可進行硬判定的接收質(zhì)量良好的副載波進行再生中繼，因 此能夠降低中繼信號中所包含的噪聲分量，從而能夠進一 步改善在接收站的 差錯特性。
(實施方式3)
在本發(fā)明的實施方式3,在非再生中繼中，與對接收質(zhì)量良好的副載波
的發(fā)送功率的放大率相比，將對接收質(zhì)量較差的副載波的發(fā)送功率的放大率 設定得相對高。由此，能夠降低對接收站即基站BS1造成的干擾的影響。
本實施方式的通信中繼裝置的基本結(jié)構(gòu)與實施方式1中所示的通信中繼
裝置100相同。因此，對相同的部分省略說明，以下對與通信中繼裝置100 不同的非再生中繼處理單元110相關的結(jié)構(gòu)進行說明。
圖20是表示非再生中繼處理單元IIO相關的結(jié)構(gòu)的方框圖。 加權(quán)系數(shù)計算單元301計算與接收質(zhì)量測定單元121的SIR測定值成反 比的加權(quán)系數(shù)，并將所計算的加權(quán)系數(shù)輸出到乘法單元302。乘法單元302 將從非再生中繼處理單元IIO輸出的中繼碼元串與加權(quán)系數(shù)計算單元301所 計算出的加權(quán)系數(shù)相乘，并輸出到P/S單元111。
如上所述，根據(jù)本實施方式，對非再生中繼中的發(fā)送功率的放大率進行 控制，以使其與接收質(zhì)量成反比。也就是說，對接收質(zhì)量越差的副載波，將 發(fā)送功率的放大率設定得越高，對接收質(zhì)量越好的副載波，將發(fā)送功率的放 大率設定得越低。于是，對接收質(zhì)量在由通信中繼裝置接收的時刻較差的副 載波，以較高的發(fā)送功率進行中繼。因此，能夠相對地降低在接收站即基站 BS1的接收天線端所合成的干擾功率，也就是對接收站造成的干擾的影響。 (實施方式4)
根據(jù)本發(fā)明的實施方式4，基于分組的類別改變通信中繼方法。另外， 由于本實施方式的通信中繼裝置的基本結(jié)構(gòu)與實施方式1中所示的通信中繼 裝置100相同，所以，對相同的結(jié)構(gòu)省略說明，以下對與實施方式1不同的 結(jié)構(gòu)的中繼控制單元402(類似于實施方式1所示的中繼控制單元154的結(jié)構(gòu)) 相關的結(jié)構(gòu)進行說明。
圖21是表示中繼控制單元402相關的主要結(jié)構(gòu)的方框圖。對與實施方式 1所示的結(jié)構(gòu)相同的結(jié)構(gòu)部件賦予相同的標號。
分組類別判定單元401基于從未圖示的MAC(Media Access Control)單元 等的高層獲得的分組類別信息，對當前的分組進行分類，并將表示分類結(jié)果 的控制信息輸出到中繼控制單元402。
中繼控制單元402基于從比特差錯檢測單元153輸出的比特差錯檢測結(jié) 果以及從分組類別判定單元401輸出的分組分類結(jié)果對切換單元155進行控 制，以改變通信中繼方法。
圖22是表示本實施方式的通信中繼方法的步驟的流程圖。另外，由于本
實施方式的通信中繼方法的步驟基本上與實施方式1中所示的步驟(參見圖3) 相同，所以對相同的步驟賦予相同的標號，并省略其說明。
在ST1040中判定為有比特差錯時，分組類別判定單元401判定當前所 接收的、成為非再生中繼的對象的當前分組的類別是分類到后述的類別A還 是分類到其它的類別(以下稱為"類別B" )(ST4010)。在當前分組被分類到類 別A時(ST4020)，中繼控制單元402對切換單元155進行控制，以使從P / S 單元111輸出的非再生中繼信號輸出到S/P單元156，進行非再生中繼 (ST1100)。另一方面，在ST4020中當前分組^皮分類到類別B時，中繼控制單 元402對切換單元155輸出NULL,以中止中繼(ST4030)。
圖23是表示分類到上述的類別A的分組的性質(zhì)以及具體例子的圖。
類別A指的是屬于該圖中所示的分類似至#3的分組，具體而言為不適 用ARQ等的重發(fā)控制的分組、允許傳輸延遲時間較小的分組或者數(shù)據(jù)大小較 小的分組。本實施方式的通信中繼裝置將這些分組作為非再生中繼的對象。
相對于此，本實施方式的通信中繼裝置中止不屬于類別A的類別B的分 組，即將分組差錯通過基于ARQ等的重發(fā)控制而恢復的分組、所允許的傳輸 延遲時間較大的分組或者數(shù)據(jù)大小較大的分組的中繼中止。
如上所述，根據(jù)本實施方式，即使在如合作中繼那樣通過多個中繼站進 行通信的中繼的情況下，也只對特定的分組進行非再生中繼，從而能夠降低 對相鄰小區(qū)的干擾功率。這是因為，通過多個中繼站進行中繼時對相鄰小區(qū) 的干擾較大，但是通過上述的動作限定了非再生中繼的對象分組。
另外，上述的分組，具體而言為分組差錯通過重發(fā)也沒有恢復的可能性 的分組、延遲要求嚴格的分組或者數(shù)據(jù)大小較小的分組，它們?yōu)榭梢云诖?過改善分組差錯率，通信系統(tǒng)的吞吐量也大幅度地改善的分組。因此，根據(jù) 本實施方式，能夠進一步改善通信系統(tǒng)的吞吐量。
另外，在本實施方式中作為類別A的分類例示了分類#1至#3的情況。 但是，并不一定需要將分類#1至#3都視為類別A。例如，也可以只將分類#1 作為類別A,只將分類#2作為類別八，或者將分類#1和#2作為類別A，也可 以將其它各種各樣的組合作為類別A。
以上說明了本發(fā)明的各個實施方式。
而可以進行各種各樣的改變而實施。例如，各個實施方式可以適當?shù)亟M合而 實施。
本發(fā)明的通信中繼裝置可以配備在移動通信系統(tǒng)中的移動臺裝置和基站 裝置等，由此能夠提供具有與上述同樣的作用效果的移動臺裝置等。
另夕卜，這里以作為通信方式采用OFDM方式的情況為例進行了說明。但 是，所采用的通4言方式也可以是TDM(Time Division Multiplexing)、 FDM(Frequency Division Multiplexing) 、 CDM(Code Division Multiplexing)、 SDM(空分復用Space Division Multiplexing)等的多路訪問方式。
另外，這里以通過多個副載波進行通信的情況為例進行了說明。該副載 波，更一般而言，也可以是相當于稱為子信道(subchannel)的概念的副載波。 例如，在SDM(SDMA)方式的情況下，子4言道為子流，在CDM(CDMA)方式 的情況下，子信道為擴頻碼互不相同的各個信道，而在TDM(TDMA)方式的 情況下，子信道為時間幀或者時隙。
另外，這里以作為接收質(zhì)量使用SIR的情況為例進行了說明。但是，也 可以使用CIR(Carrier to Interference Ratio) 、 SINR(Signal to Interference and Noise Ratio)、以及CINR(Carrier to Interference and Noise Ratio)等4乍為才妄4史質(zhì) 量。另外，在不需要考慮干擾功率而只要考慮噪聲功率即可的通信系統(tǒng)中， 也可以4吏用SNR(Signal to Noise power Ratio) 、 CNR(Carrier to Noise Ratio)、 接收功率、RSSI(Received Signal Strength Indicator)以及接收信號的振幅等作 為接收質(zhì)量。進而，也可以使用BER(BitError Rate)和信道估計值等作為以接
收質(zhì)量為基準的參數(shù)。
另外，雖然這里以在移動臺中配備本發(fā)明的通信中繼裝置的情況為例進 行了說明，但是也可以在筆記本電腦等的移動通信終端中配備本發(fā)明的通信 中繼裝置。
另外，雖然這里以通過硬件來構(gòu)成本發(fā)明的情形為例進行了說明，但是 本發(fā)明還可以通過軟件來實現(xiàn)。例如，通過編程語言對本發(fā)明的通信中繼方 法的算法進行記述，并在內(nèi)存中保存該程序并通過信息處理單元來實行，從 而能夠?qū)崿F(xiàn)與本發(fā)明的通信中繼裝置相同的功能。
另外，在上述各個實施方式的說明中所使用的各功能塊典型地通過集成 電^各的LSI來實現(xiàn)。這些既可以單獨地實行單芯片化，也可以包含其中一部 分或者是全部而實行單芯片化。
另外，每個功能塊在此雖然稱作LSI,但根據(jù)集成度的不同，有時也稱
為IC、系統(tǒng)LSI、超級LSI(Super LSI)、或超大LSI(Ultra LSI)等。另外，集成電路化的方法不只限于LSI，也可以使用專用電路或通用處 理器來實現(xiàn)。也可以利用能夠在LSI制造后編程的FPGA( Field Programmable置的可重配置處理器(Reconfigurable Processor )。再者，如果由半導體技術(shù)的進步或者派生的其他技術(shù)，出現(xiàn)取代LSI的 集成電路化的技術(shù)，當然也可以利用該技術(shù)來實現(xiàn)功能塊的集成化。也有適 用生物技術(shù)等的可能性。本i兌明書基于2005年4月28日提交的日本專利申請?zhí)卦?005-133720 號。其內(nèi)容全部包含于此。工業(yè)實用性本發(fā)明的通信中繼裝置和通信中繼方法可以適用于移動通信系統(tǒng)中的移 動臺裝置等的用途。
權(quán)利要求
1、一種通信中繼裝置，包括第一判定單元，判定接收信號整體的接收質(zhì)量，所述接收信號由多個要素構(gòu)成；第一中繼單元，根據(jù)所述第一判定單元的判定結(jié)果，對所述接收信號整體進行中繼；第二判定單元，對每個要素判定所述接收信號的接收質(zhì)量；以及第二中繼單元，根據(jù)所述第二判定單元的判定結(jié)果，對所述接收信號的特定的要素進行中繼。
2、 如權(quán)利要求1所述的通信中繼裝置，其中所述第 一 中繼單元將接收信號整體的接收質(zhì)量為規(guī)定電平以上的所述接 收信號作為中繼對象，所述第二中繼單元在不成為所述第一中繼單元的中繼對象的接收信號中，將接收質(zhì)量為規(guī)定電平以上的所述要素作為中繼對象。
3、 如權(quán)利要求1所述的通信中繼裝置，其中所述第 一中繼單元進行對所述接收信號進行解碼后再編碼來進行中繼的 再生中繼，所述第二中繼單元進行對所述接收信號進行功率放大后中繼的非再生中繼。
4、 如權(quán)利要求2所述的通信中繼裝置，其中所述第一判定單元^f吏用比特差^l晉的有無或者分組差錯的有無作為所述接 收質(zhì)量，所述第一中繼單元將沒有比特差錯或者分組差錯的所述接收信號作為中 繼對象，所述第二判定單元使用SIR、 SINR、 CIR或者CINR作為所述接收質(zhì)量，所述第二中繼單元將接收質(zhì)量為閾值以上的所述要素作為中繼對象。
5、 如權(quán)利要求4所述的通信中繼裝置，其中基于在經(jīng)糾錯編碼且表示靜態(tài)特性時的所需比特差錯率或者所需分組差 ^"率而設定所述閾值。
6、 如權(quán)利要求5所述的通信中繼裝置，其中 所述閾值包括偏移，基于實際進行中繼的通信中繼裝置的數(shù)目而設定所述偏移。
7、 如權(quán)利要求4所述的通信中繼裝置，其中所述第二判定單元對接收質(zhì)量為閾值以上的所述要素，還進行與硬判定 閾值的比較，所述第二中繼單元在對硬判定閾值以上的所述要素進行硬判定之后進行 中繼。
8、 如權(quán)利要求7所述的通信中繼裝置，其中基于在未經(jīng)糾錯編碼且表示靜態(tài)特性時的所需比特差錯率或者所需分組 差錯率而設定所述硬判定閾值。
9、 如權(quán)利要求1所述的通信中繼裝置，其中所述特定的要素的接收質(zhì)量越差，所述第二中繼單元將該要素的發(fā)送功 率設定得越高。
10、 如權(quán)利要求1所述的通信中繼裝置，其中所述第二中繼單元在接收質(zhì)量為規(guī)定電平以上的所述要素中，基于疊加 于該要素上的數(shù)據(jù)的類別而限定中繼對象。
11、 如權(quán)利要求1所述的通信中繼裝置，其中使用子信道、副載波、子流、對應于各個擴頻碼的信道、時間幀或者時 隙作為所述要素。
12、 一種通信終端裝置，具有權(quán)利要求1所述的通信中繼裝置。
13、 一種基站裝置，具有權(quán)利要求1所述的通信中繼裝置。
14、 一種通信中繼方法，包括第一判定步驟，判定接收信號整體的接收質(zhì)量，所述接收信號由多個要 素構(gòu)成；第一中繼步驟，才艮據(jù)所述第一判定步驟的判定結(jié)果，對所述4矣收信號整 體進行中繼；第二判定步驟，對每個要素判定所述接收信號的接收質(zhì)量；以及 第二中繼步驟，根據(jù)所述第二判定步驟的判定結(jié)果，對所述接收信號的 特定的要素進行中繼。
全文摘要
公開了通信中繼裝置，能夠改善在中繼目的地的差錯率特性而提高吞吐量，同時減輕干擾功率而防止整個通信系統(tǒng)的吞吐量的降低。在該裝置中，接收發(fā)往基站的信號(ST1010)，并且進行解碼處理等(ST1020)。而且，進行比特差錯判定(ST1030)，在沒有比特差錯時進行再生中繼處理(ST1050)。有比特差錯時，對每個副載波的接收質(zhì)量進行閾值判定(ST1120至ST1130)。在接收質(zhì)量為閾值以上時，該副載波被輸出(ST1140)，而在接收質(zhì)量小于閾值時，不進行該副載波的中繼(ST1150)。發(fā)送進行了任一種處理后的信號(ST1060)。
文檔編號H04B7/26GK101167271SQ20068001457
公開日2008年4月23日 申請日期2006年4月26日 優(yōu)先權(quán)日2005年4月28日
發(fā)明者三好憲一, 今村大地, 堀內(nèi)綾子 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社