專利名稱：用于多個發(fā)送模式的信道估計優(yōu)化的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：

本發(fā)明一般涉及數(shù)據(jù)通信，尤其涉及在支持多個通信模式的正交頻分復(fù)用(OFDM)通信系統(tǒng)中優(yōu)化信道估計的技術(shù)。

背景技術(shù)：

OFDM是一種多載波調(diào)制技術(shù)，其將總系統(tǒng)帶寬有效地分成多個(N)正交子帶。還可以將這些子帶稱為音調(diào)、子載波、倉(bin)、頻率信道。利用OFDM，將每個子帶關(guān)聯(lián)于可以用數(shù)據(jù)調(diào)制的各個子載波。

在無線通信系統(tǒng)中，射頻(RF)調(diào)制信號可以經(jīng)由多個信號路徑從發(fā)射機(jī)向接收機(jī)傳播。如果這些信號路徑具有不同的延遲，那么接收機(jī)端的接收信號會包含發(fā)送信號的具有不同增益和延遲的多個樣本(instance)。這種無線信道中的時間擴(kuò)散導(dǎo)致頻率選擇性衰落，其特點是頻率響應(yīng)在系統(tǒng)帶寬中變化。對于OFDM系統(tǒng)，N個子帶因此會經(jīng)歷不同的有效信道，從而關(guān)聯(lián)于不同的復(fù)信道增益。

為了在可用子帶上有效地接收數(shù)據(jù)，通常需要發(fā)射機(jī)和接收機(jī)之間的無線信道的精確估計。通常，通過從發(fā)射機(jī)發(fā)送導(dǎo)頻并且在接收機(jī)測量該導(dǎo)頻，來執(zhí)行信道估計。導(dǎo)頻由接收機(jī)先驗已知的調(diào)制符號構(gòu)成。接收機(jī)可以將信道響應(yīng)估計為接收導(dǎo)頻符號與發(fā)送導(dǎo)頻符號的比率，并且可以對于用于導(dǎo)頻發(fā)送的每個子帶確定該比率。

導(dǎo)頻發(fā)送帶來了OFDM系統(tǒng)中的開銷。因此，希望盡可能最小化導(dǎo)頻發(fā)送。這可以通過在全部N個子帶的子集上發(fā)送導(dǎo)頻符號并且使用這些導(dǎo)頻符號導(dǎo)出所有關(guān)注子帶的信道估計來實現(xiàn)。如下所述，對于某些系統(tǒng)來說，例如(1)不在頻帶邊緣附近發(fā)送數(shù)據(jù)/導(dǎo)頻的頻譜整形系統(tǒng)和(2)不能在某些子帶(例如零或DC子帶)上發(fā)送數(shù)據(jù)/導(dǎo)頻的系統(tǒng)，用于導(dǎo)出信道估計的計算量是很大的。因此在本領(lǐng)域中需要對于這些系統(tǒng)高效估計信道響應(yīng)的技術(shù)。


發(fā)明內(nèi)容

這里描述了在具有不活動子帶的OFDM系統(tǒng)中，高效地導(dǎo)出多址無線信道的至少一個頻率響應(yīng)估計的技術(shù)。這些技術(shù)可以用于在全部N個子帶上不均勻分布的子帶上發(fā)送導(dǎo)頻的OFDM系統(tǒng)。這種系統(tǒng)的一個例子是頻譜整形OFDM系統(tǒng)，其中，只有居于全部N個子帶中部的M個子帶用于數(shù)據(jù)/導(dǎo)頻發(fā)送，在兩個頻帶邊緣的其余N-M個子帶未被使用并且作為保護(hù)子帶。這些不活動子帶可以是保護(hù)子帶、DC子帶等。

對于信道估計，例如，基于在用于導(dǎo)頻發(fā)送的第二組子帶上接收的導(dǎo)頻符號，為第一組P個均勻間隔子帶獲得初始頻率響應(yīng)估計，其中P是整數(shù)并且是2的冪。第一組包含至少一個不包含在第二組中的子帶(例如，保護(hù)子帶之間的導(dǎo)頻子帶)。而且，第一組中的子帶均勻間隔開N/P個子帶。可以根據(jù)需要使用外插和/或內(nèi)插，以獲得初始頻率響應(yīng)估計。

然后，例如通過執(zhí)行P點快速傅里葉逆變換(IFFT)，根據(jù)初始頻率響應(yīng)估計導(dǎo)出無線信道的時域信道脈沖響應(yīng)估計。對于每個OFDM符號中的每個模式，然后基于信道脈沖響應(yīng)估計導(dǎo)出全部N個子帶的最終頻率響應(yīng)估計。這可以通過以下步驟實現(xiàn)，例如，(1)將信道脈沖響應(yīng)估計中的低質(zhì)量抽頭設(shè)置為零并保持其余抽頭，(2)用零填充信道脈沖響應(yīng)估計至長度N，(3)將信道脈沖響應(yīng)中具有大于預(yù)定延遲擴(kuò)展的時間延遲的抽頭設(shè)置為零，(4)對已處理的信道脈沖響應(yīng)估計進(jìn)行N點快速傅里葉變換(FFT)，以獲得最終的頻率響應(yīng)估計。

信道脈沖響應(yīng)的閾值處理和截取可以根據(jù)數(shù)據(jù)子帶的模式而變化，其中對該數(shù)據(jù)子帶生成信道估計。因此，同一信道脈沖響應(yīng)可以生成不同的最終頻率響應(yīng)估計，它們根據(jù)數(shù)據(jù)子帶的模式而變化?？梢葬槍γ糠N模式對多個OFDM符號的信道脈沖響應(yīng)估計或頻率響應(yīng)估計進(jìn)行濾波，以獲得無線信道的更高質(zhì)量的信道估計。

在下面更詳細(xì)地描述本發(fā)明的各個實施例和方面。




通過下面結(jié)合附圖的詳細(xì)描述，本發(fā)明的特征、本質(zhì)、優(yōu)點將變得更加明顯，相同的參考符號通篇一致，其中
圖1示出了OFDM系統(tǒng)的示例性子帶結(jié)構(gòu)；
圖2示出了可以用于獲得無線信道的頻率響應(yīng)估計的導(dǎo)頻發(fā)送方案；
圖3示出了均勻?qū)ьl發(fā)送方案，其可以簡化最小平方信道脈沖響應(yīng)估計的計算；
圖4示出了用于頻譜整形OFDM系統(tǒng)的均勻?qū)ьl發(fā)送方案；
圖5和6示出了用于在頻譜整形OFDM系統(tǒng)中獲得無線信道的每個OFDM符號中的每個模式的頻率響應(yīng)估計的過程；
圖7示出了OFDM系統(tǒng)中的接入點和終端的簡化功能框圖；
圖8示出了具有優(yōu)化信道估計處理的OFDM接收機(jī)的一個實施例的簡化功能框圖；
圖9示出了優(yōu)化信道估計過程的簡化流程圖。

具體實施例方式
這里使用的詞語“示例性”表示“用作例子、示例或例證”。這里表述為“示例性”的任何實施例或設(shè)計不必被解釋為比其他實施例或設(shè)計優(yōu)選或更佳。

圖1示出了可以用于OFDM系統(tǒng)的示例性子帶結(jié)構(gòu)100。該OFDM系統(tǒng)具有總系統(tǒng)帶寬BW MHz，使用OFDM將其分成N個正交子帶。每個子帶具有帶寬BW/N MHz。在頻譜整形OFDM系統(tǒng)中，全部N個子帶中只有M個子帶用于數(shù)據(jù)/導(dǎo)頻發(fā)送，其中M＜N。其余N-M個子帶不用于數(shù)據(jù)/導(dǎo)頻發(fā)送，而用作保護(hù)子帶，以允許OFDM系統(tǒng)滿足頻譜屏蔽要求。這M個可用子帶包括子帶F到F+M-1，通常位于全部N個子帶的中部。

OFDM系統(tǒng)的N個子帶可以經(jīng)歷不同的信道條件(例如，不同的衰落和多徑效應(yīng))，并且可以關(guān)聯(lián)于不同的復(fù)信道增益。接收機(jī)端通常需要信道響應(yīng)的精確估計來處理(例如，解調(diào)和解碼)數(shù)據(jù)。

OFDM系統(tǒng)的無線信道可以用時域信道脈沖響應(yīng)hNx1或相應(yīng)的頻域信道頻率響應(yīng)HN×1來表征。這里的用法與常規(guī)術(shù)語一致，“信道脈沖響應(yīng)”是信道的時域響應(yīng)，“信道頻率響應(yīng)”是信道的頻域響應(yīng)。信道頻率響應(yīng)HN×1是信道脈沖響應(yīng)hN×1的離散傅里葉變換(DFT)。這個關(guān)系可以用矩陣形式表示，如下 HN×1＝WN×NhN×1式(1) 其中，hN×1是OFDM系統(tǒng)中發(fā)射機(jī)和接收機(jī)之間的無線信道的脈沖響應(yīng)的N×1向量； HN×1是該無線信道的頻率響應(yīng)的N×1向量； WN×N N×N DFT矩陣，用于對hN×1執(zhí)行DFT，以獲得HN×1。
定義DFT矩陣WN×N，如下給出第(n，m)項wn，m 式(2) 其中，n是行標(biāo)號，m是列標(biāo)號。

無線信道的脈沖響應(yīng)可以用L個抽頭表征，其中L通常小于全部子帶數(shù)(即，L＜N)。也就是，如果發(fā)射機(jī)將一個脈沖施加到無線信道，那么基于該脈沖激勵，L個時域采樣(采樣率BW MHz)足以表征無線信道的響應(yīng)。信道脈沖響應(yīng)的抽頭數(shù)(L)取決于系統(tǒng)的延遲擴(kuò)展，該延遲擴(kuò)展為接收機(jī)端具有充足能量的最早和最晚到達(dá)信號樣本之間的時間差。更長的延遲擴(kuò)展對應(yīng)于更大的L值，反之亦然。向量hN×1對于信道脈沖響應(yīng)的每個抽頭包含一項。對于延遲擴(kuò)展L，向量hN×1的前L項可以包含非零值，其余的N-L項全為零或者可忽略值。

因為只需要L個抽頭來精確估計信道脈沖響應(yīng)，所以信道頻率響應(yīng)HN×1處于維數(shù)L(而不是N)的子空間中。因此基于僅僅L個適當(dāng)選擇的子帶而不是所有N個子帶的信道增益估計，可以完全表征無線信道的頻率響應(yīng)。即使多于L個子帶的信道增益估計是可用的，通過抑制這個子空間之外的噪聲分量，可以獲得無線信道的頻率響應(yīng)的改進(jìn)估計。

在一個實施例中，可以從N抽頭信道脈沖響應(yīng)中截去與最長延遲對應(yīng)的N-L個抽頭，而信道脈沖響應(yīng)幾乎沒有降級。通過將N-L個信道抽頭設(shè)置為零或其他基本上可忽略的值，可以將信道脈沖響應(yīng)的維數(shù)保持為N。因此，在信道脈沖響應(yīng)的上下文中，術(shù)語“截去”指將超過預(yù)定延遲擴(kuò)展的信道抽頭設(shè)置為可忽略值。

圖2示出了可以用于在OFDM系統(tǒng)中獲得無線信道的頻率響應(yīng)估計的導(dǎo)頻發(fā)送方案200。在P個導(dǎo)頻子帶上各發(fā)送一個導(dǎo)頻符號，通常L≤P≤M。這些導(dǎo)頻子帶分布在M個可用子帶之中，具有標(biāo)號s1到sP。通常，導(dǎo)頻子帶數(shù)比可用子帶數(shù)小得多(即，P＜M)。其余M-P個可用子帶可以用于發(fā)送用戶專用數(shù)據(jù)、開銷數(shù)據(jù)等。

M-P個子帶可以用于支持與單個用戶對應(yīng)的通信鏈路或者與多個用戶對應(yīng)的多個通信鏈路。另外，可以復(fù)用這些子帶中的每一個，以支持多個用戶或多個數(shù)據(jù)鏈路。在一個實施例中，可以將M-P個子帶中的一個子集分配給一個獨立的通信鏈路。

可以將M-P個子帶分配在基本相等的子帶組中，一個子帶組中的子帶按照同一模式操作。例如，可以將M-P個子帶分配到Q個預(yù)定子帶組的任意一組中，這Q個子帶組中的每一組具有基本相同的子帶數(shù)。

分配到Q個子帶組的一個特定子帶組中的子帶可以都按照同一模式操作。例如，與該子帶組中的子帶對應(yīng)的每個子載波可以用同一調(diào)制類型進(jìn)行調(diào)制，具有基本一樣的數(shù)據(jù)速率，具有用相同的編碼器類型、編碼率、分層調(diào)制類型進(jìn)行編碼的數(shù)據(jù)，或者共享一些其他信令參數(shù)或參數(shù)的組合。

在一個實施例中，每種模式可以指編碼率和調(diào)制類型的特定組合。例如，可以根據(jù)包括調(diào)制類型、編碼器類型和編碼率的特定組合的十一種不同的模式之一來配置每個子帶組。這些模式包括正交相移鍵控(QPSK)，1/3碼率turbo碼；QPSK，1/2碼率turbo碼；16正交幅度調(diào)制(QAM)，1/3碼率turbo碼；16 QAM，1/2碼率turbo碼；16 QAM，2/3碼率turbo碼；QPSK，1/5碼率turbo碼；分層QPSK，能量比4，1/3碼率turbo碼；分層QPSK，能量比4，1/2碼率turbo碼；分層QPSK，能量比4，2/3碼率turbo碼；分層QPSK，能量比6.25，1/3碼率turbo碼；分層QPSK，能量比6.25，1/2碼率turbo碼；分層QPSK，能量比6.25，2/3碼率turbo碼。術(shù)語“能量比”通常指通過基本層維數(shù)相對于增強(qiáng)層維數(shù)所確定的比率。例如，可以將能量比確定為基本層星座距離平方與增強(qiáng)層星座距離平方的比率。當(dāng)然，該系統(tǒng)不限于具有十一種操作模式，其它系統(tǒng)可以具有更多或更少的操作模式。

該用于OFDM系統(tǒng)的模型可以表示為 rN×1＝HN×1οxN×1+nN×1式(3) 其中，xN×1是N×1向量，具有發(fā)射機(jī)在N個子帶上發(fā)送的N個“發(fā)送”符號，在未用子帶上發(fā)送零； rN×1是N×1向量，具有接收機(jī)對于N個子帶所獲得的N個“接收”符號； nN×1是N個子帶的N×1噪聲向量；以及 “ο”表示Hadamard積，其為元素點積，其中rN×1的第i個元素是xN×1和HN×1的第i個元素的積。
噪聲nN×1假定為具有零均值和方差σ2的加性高斯白噪聲(AWGN)。

無線信道的頻率響應(yīng)的初始估計

可以如下獲得 式(4) 其中，xP×1P是P×1向量，具有在P個導(dǎo)頻子帶上發(fā)送的P個導(dǎo)頻符號；rP×1P是P×1向量，具有P個導(dǎo)頻子帶上的P個接收導(dǎo)頻符號； HP×1P是P個導(dǎo)頻子帶的實際頻率響應(yīng)的P×1向量；

是初始頻率響應(yīng)估計的P×1向量； nP×1P是P個導(dǎo)頻子帶的P×1噪聲向量；以及 其中

和P(si)分別是導(dǎo)頻子帶si的接收導(dǎo)頻符號和發(fā)送導(dǎo)頻符號。
P×1向量xP×1P、rP×1P、nP×1P分別只包括N×1向量xN×1、rN×1、nN×1的P項。
如式(4)所示，接收機(jī)可以基于P個導(dǎo)頻子帶的接收導(dǎo)頻符號與發(fā)送導(dǎo)頻符號之間的P個元素間比率，獲得初始頻率響應(yīng)估計

即，其中是子帶si的信道增益估計。向量

表示P個導(dǎo)頻子帶的無線信道的頻率響應(yīng)。

可以使用各種技術(shù)，基于初始頻率響應(yīng)估計

獲得全部N個子帶的頻率響應(yīng)估計。對于直接的最小平方估計技術(shù)，基于以下優(yōu)化首先獲得無線信道的脈沖響應(yīng)的最小平方估計 式(5) 其中，hL×1是無線信道的假設(shè)的脈沖響應(yīng)的L×1向量； WP×L是WM×N的P×L子矩陣；

是最小平方信道脈沖響應(yīng)估計的L×1向量。

矩陣WP×L包含矩陣WM×N中的P行，對應(yīng)于P個導(dǎo)頻子帶。WP×L中的每行包含L個元素，為WM×N的對應(yīng)行的前L個元素。式(5)中的優(yōu)化覆蓋所有可能的信道脈沖響應(yīng)hL×1。最小平方信道脈沖響應(yīng)估計

等于一個假設(shè)的信道脈沖響應(yīng)hL×1，其導(dǎo)致初始頻率響應(yīng)估計

和對應(yīng)于hL×1的由WP×LhL×1給出的頻率響應(yīng)之間的最小均方誤差。

對式(5)中舉出的優(yōu)化問題的解可以表示如下 式(6)
然后，可以根據(jù)最小平方信道脈沖響應(yīng)估計導(dǎo)出無線信道的頻率響應(yīng)估計，如下 式(7) 其中，WN×L是N×L矩陣，具有WN×N的前L列；

是所有N個子帶的頻率響應(yīng)估計的N×1向量。

有幾種方式計算向量

例如，首先如式(6)所示計算向量

然后用

如式(7)所示計算向量

對于式(6)，(WP×LHWP×L)-1WP×LH是可以預(yù)先計算的L×P矩陣。然后可以用L·P個復(fù)數(shù)運算(或乘法)獲得脈沖響應(yīng)估計

對于式(7)，通過(1)擴(kuò)展L×1向量

(用零填充)而獲得N×1向量

(2)對

進(jìn)行N點FFT(需要0.5N·logN個復(fù)數(shù)運算)，可以更高效率地計算頻率響應(yīng)估計

因此，對于式(6)和(7)，總共用(L·P+0.5N·logN)個復(fù)數(shù)運算來獲得頻率響應(yīng)估計

或者，可以通過組合式(6)和(7)，根據(jù)向量

直接計算向量

如下 式(8) 其中WN×L(WP×LHWP×L)-1WP×LH是可以預(yù)先計算的N×P矩陣。然后可以用總共N·P個復(fù)數(shù)運算來獲得頻率響應(yīng)估計

對于上述兩種計算方法，對于一個OFDM符號獲得

所需要的最小復(fù)數(shù)運算次數(shù)是Nop＝min{(L·P+0.5N·logN)，N·P}。如果在每個OFDM符號中發(fā)送導(dǎo)頻符號，那么計算速率是Nop/Tsym兆運算每秒(Mops)，其為Nop·BW/n Mops，其中Tsym是一個OFDM符號的持續(xù)時間，在沒有循環(huán)前綴時等于N/BW微秒(以下描述)。對于具有很大子帶數(shù)的OFDM系統(tǒng)，復(fù)數(shù)運算次數(shù)Nop會很高。例如，具有總帶寬BW＝6MHz、全部N＝4096個子帶、P＝512個導(dǎo)頻子帶和L＝512個抽頭的OFDM系統(tǒng)，使用式(6)和(7)計算

需要420Mops。因為式(6)需要384Mops，式(7)需要36Mops，所以式(6)中最小平方信道脈沖響應(yīng)估計的計算量比式(7)中N點FFT的計算量負(fù)擔(dān)大得多。

圖2中的導(dǎo)頻發(fā)送方案200沒有約束導(dǎo)頻子帶的位置。矩陣WP×L包含矩陣WN×N的P行，對應(yīng)于P個導(dǎo)頻子帶。這導(dǎo)致對于向量

中的L項各需要P個復(fù)數(shù)運算。

圖3示出了均勻?qū)ьl發(fā)送方案300，其可以簡化最小平方信道脈沖響應(yīng)估計

的計算。對于方案300，P個導(dǎo)頻子帶均勻分布在全部N個子帶中，使得相繼的導(dǎo)頻子帶間隔N/P個子帶。另外，假設(shè)抽頭數(shù)等于導(dǎo)頻子帶數(shù)(即，L＝P)。

圖3中所示的均勻發(fā)送方案可以配置為有Q＝N/P個子帶組，一個子帶組配置為導(dǎo)頻信號，N/P-1個子帶組可以分配給數(shù)據(jù)。每個數(shù)據(jù)子帶組還可以配置為在全部N個子帶上均勻分布的P個數(shù)據(jù)子帶。

在一個例子中，子帶總數(shù)N可以是4096，子帶組數(shù)Q可以是8。因此，每個子帶組中有P＝512個子帶，這些子帶在頻帶上周期性出現(xiàn)，每八個子帶出現(xiàn)一次。

在這種情況下，WP×P是P×P DFT矩陣，其中I是單位矩陣，式(6)簡化為 式(9) 式(9)表示可以通過對初始頻率響應(yīng)估計

執(zhí)行P點IFFT來獲得信道脈沖響應(yīng)估計

。可以將該向量

用零填充到長度N。然后可以對零填充后的向量

進(jìn)行N點FFT變換，獲得向量

，如下 式(10) 基于向量

還可以獲得S個關(guān)注子帶的頻率響應(yīng)估計的S×1向量

通常N≥S≥P。如果S是2的冪，那么可以執(zhí)行S點FFT來獲得

利用導(dǎo)頻發(fā)送方案300，對于一個OFDM符號獲得

所需要的復(fù)數(shù)運算數(shù)是Nop＝0.5·(P·logP+N·logN)，計算速率是0.5·BW·(P·logP+N·logN)/N Mops。對于上述示例性O(shè)FDM系統(tǒng)，利用導(dǎo)頻發(fā)送方案300，可以通過39.38 Mops來計算

這比導(dǎo)頻發(fā)送方案200所需的420Mops少得多。

上述式(9)和(10)中的復(fù)雜度降低的最小平方信道脈沖響應(yīng)估計依賴于兩個關(guān)鍵假設(shè) 1、P個導(dǎo)頻子帶周期性分布在全部N個子帶上， 2、抽頭數(shù)等于導(dǎo)頻子帶數(shù)(即，L＝P)。
這兩個假設(shè)在實際OFDM系統(tǒng)中施加了重要的約束/限制。第一，對于一些OFDM系統(tǒng)，不可能在全部N個子帶上均勻分布的P個子帶上發(fā)送導(dǎo)頻符號。例如，在頻譜整形OFDM系統(tǒng)中，為了滿足頻譜屏蔽要求，不在保護(hù)子帶上發(fā)送符號。另外例如，OFDM系統(tǒng)不允許在某些子帶上發(fā)送導(dǎo)頻/數(shù)據(jù)(例如，零或DC子帶)。再另外例如，由于接收機(jī)濾波器實現(xiàn)和/或其他原因，導(dǎo)頻在某些子帶上不可用。對于這些系統(tǒng)，P個導(dǎo)頻子帶在全部N個子帶上的嚴(yán)格周期性通常是不可能的。第二，L＝P的假設(shè)(與第一個假設(shè)相比嚴(yán)重性較低)會降低最終信道頻率響應(yīng)估計

的質(zhì)量。可以看到，如果(1)假設(shè)L等于P，(2)導(dǎo)頻符號能量等于數(shù)據(jù)符號能量，(3)沒有對

或

進(jìn)行時域濾波以捕獲額外能量，那么信道估計質(zhì)量與最佳信道估計相比會降低3dB那么多。信道估計質(zhì)量的降低量是一些系統(tǒng)不能接受的。

可以使用各種技術(shù)來克服上述兩個約束。第一，可以根據(jù)需要使用外插和/或內(nèi)插，以基于接收導(dǎo)頻符號，獲得P個均勻間隔子帶的信道增益估計。這允許用P點IFFT導(dǎo)出信道脈沖響應(yīng)估計

第二，可以對

的P個元素執(zhí)行抽頭選擇，以獲得更高質(zhì)量的信道估計。下面詳細(xì)描述外插/內(nèi)插和抽頭選擇。

圖4示出了用于頻譜整形OFDM系統(tǒng)的均勻?qū)ьl發(fā)送方案400。對于方案400，與方案300類似，P個導(dǎo)頻子帶均勻分布在全部N個子帶中，使得相繼的導(dǎo)頻子帶間隔N/P個子帶。而且，可以將跨越每個導(dǎo)頻子帶的子帶分配到數(shù)據(jù)子帶組中。然而，只在M個可用子帶中的導(dǎo)頻子帶上(簡言之，“活動導(dǎo)頻子帶”)發(fā)送導(dǎo)頻符號。在N-M個保護(hù)子帶中的導(dǎo)頻子帶上(簡言之，“不活動導(dǎo)頻子帶”)不發(fā)送導(dǎo)頻符號或數(shù)據(jù)符號。因此接收機(jī)對于活動導(dǎo)頻子帶獲得導(dǎo)頻符號，對于不活動導(dǎo)頻子帶不獲得導(dǎo)頻符號。

圖5示出了在頻譜整形OFDM系統(tǒng)中用于獲得多址無線信道的每個OFDM符號中的、或與每個OFDM符號相關(guān)聯(lián)的每種模式的頻率響應(yīng)估計

的過程500。OFDM符號可以用包括調(diào)制方案、碼率、調(diào)制層等的一個或多個模式來表征。對于分層調(diào)制方案，可以用基本頻率響應(yīng)估計和增強(qiáng)頻率響應(yīng)估計

來表征符號。例如，根據(jù)在用于導(dǎo)頻發(fā)送的第二組子帶上接收的導(dǎo)頻符號，獲得第一組P個均勻間隔子帶的初始頻率響應(yīng)估計(框512)。第一組包括至少一個第二組中不包括的子帶(例如，保護(hù)子帶中的導(dǎo)頻子帶)。接下來基于初始頻率響應(yīng)估計導(dǎo)出無線信道的脈沖響應(yīng)估計(框514)。可以對多個OFDM符號的信道脈沖響應(yīng)估計進(jìn)行濾波，以獲得更高質(zhì)量的信道估計(框516)。然后基于(已濾波或未濾波的)信道脈沖響應(yīng)估計導(dǎo)出OFDM無線信道的每個OFDM符號中每個模式的最終頻率響應(yīng)估計(框518)。還可以對初始或最終頻率響應(yīng)估計(而不是信道脈沖響應(yīng)估計)進(jìn)行濾波，以獲得更高質(zhì)量的信道估計。

圖6示出了在頻譜整形OFDM系統(tǒng)中用于獲得頻率響應(yīng)估計

的具體過程600。最初，對于具有導(dǎo)頻發(fā)送的Pact個活動導(dǎo)頻子帶獲得接收導(dǎo)頻符號(框610)。然后基于接收導(dǎo)頻符號導(dǎo)出Pact個活動導(dǎo)頻子帶的信道增益估計

(框612)。框612的輸出是Pact個活動導(dǎo)頻子帶的初始頻率響應(yīng)估計的Pact×1向量

。如下所述，根據(jù)需要執(zhí)行外插和/或內(nèi)插，以獲得沒有導(dǎo)頻發(fā)送的Pext個子帶的信道增益估計(框614)?？?14的輸出是Pext個沒有導(dǎo)頻發(fā)送的子帶的初始頻率響應(yīng)估計的Pext×1向量

。然后，基于來自向量

和

的信道增益估計，形成P個均勻間隔子帶的初始頻率響應(yīng)估計的P×1向量

，例如，(框616)?？梢曰诮邮諏?dǎo)頻符號或外插/內(nèi)插，導(dǎo)出P個子帶中每一個子帶的信道增益估計。

然后，如式(9)所示，對向量

執(zhí)行P點IFFT，以獲得最小平方信道脈沖響應(yīng)估計的P×1向量

(框618)?？梢詫Χ鄠€OFDM符號的信道脈沖響應(yīng)估計

進(jìn)行時域濾波，以獲得更高質(zhì)量的信道估計(框620)。可以對頻率響應(yīng)估計而不是脈沖響應(yīng)估計執(zhí)行或省略時域濾波。(已濾波或未濾波的)向量

包括用于L個抽頭的P項，其中L通常小于P。然后處理向量

以選擇“良好”抽頭，并丟棄或置零其余抽頭，如下所述(框622)。對于每種模式，還執(zhí)行零填充來獲得信道脈沖響應(yīng)估計的對應(yīng)N×1向量

(框624)。然后對每個向量

執(zhí)行N點FFT，以獲得全部N個子帶的每種模式的最終頻率響應(yīng)估計的向量

(框626)。
外插/內(nèi)插
對于圖6中的框614，可以使用外插獲得位于保護(hù)子帶中的不活動導(dǎo)頻子帶的信道增益估計。對于函數(shù)y＝f(x)，其中對于已知區(qū)間中的一組x值可獲得一組y值，可以使用外插來估計該已知區(qū)間之外的x值所對應(yīng)的y值。為了進(jìn)行信道估計，x對應(yīng)于導(dǎo)頻子帶，y對應(yīng)于信道增益估計?？梢愿鞣N方式執(zhí)行外插。

在一個外插方案中，將每個不活動導(dǎo)頻子帶的信道增益估計設(shè)置為等于最接近的活動導(dǎo)頻子帶的信道增益估計，如下 式(11) 其中

是子帶si的信道增益估計，sb是第一個活動導(dǎo)頻子帶，se是最后一個活動導(dǎo)頻子帶，如圖4所示。

在另一個外插方案中，基于活動導(dǎo)頻子帶的信道增益估計的加權(quán)和，獲得每個不活動導(dǎo)頻子帶的信道增益估計。如果抽頭數(shù)L小于或等于活動導(dǎo)頻子帶數(shù)(即，L≤Pact)，那么(在無噪聲的情況下)可以由活動導(dǎo)頻子帶的信道增益估計完全表征無線信道。對于外插，每個不活動導(dǎo)頻子帶關(guān)聯(lián)于相應(yīng)一組外插系數(shù)，其中每個活動導(dǎo)頻子帶對應(yīng)一個系數(shù)，每個系數(shù)可以是零值或非零值?？梢杂镁仃囆问奖硎静换顒訉?dǎo)頻子帶的外插/內(nèi)插，如下 式(12) 其中，CPext×Pact是Pext×Pact外插系數(shù)矩陣。

式(12)中的外插所需的復(fù)數(shù)運算次數(shù)是Pext·Pact。不活動導(dǎo)頻子帶數(shù)是

其中G是保護(hù)子帶數(shù)，

是上舍入運算符(ceiling operator)，其提供x的相鄰較高整數(shù)。如果保護(hù)子帶數(shù)小，系統(tǒng)中的不活動導(dǎo)頻子帶數(shù)通常小。例如，如果有80個保護(hù)子帶(即，G＝80)，那么上述OFDM系統(tǒng)在512個導(dǎo)頻子帶(即，P＝512)中只有10個不活動導(dǎo)頻子帶(即，Pext＝10)。這種情況下，外插所需的計算不會顯著增加計算復(fù)雜度。還可以通過限制外插使用活動導(dǎo)頻的子集，來明確地減小計算復(fù)雜度。

外插系數(shù)可以是固定的，基于諸如最小平方、最小均方誤差(MMSE)等準(zhǔn)則離線確定(即，預(yù)先計算)。對于最小平方外插，系數(shù)矩陣CPext×Pactls可以定義如下 式(13) 其中，WPext×L是WN×N的Pact×L子矩陣。在實際系統(tǒng)中，矩陣WPact×LHWPact×L可能是“情況不好”的，這表示計算該矩陣的逆可能面臨數(shù)值穩(wěn)定性問題。這種情況下，可以使用一個校正項來規(guī)避該情況不好問題，改進(jìn)的最小平方外插矩陣CPext×Pactmls可以定義如下 式(14) 其中，δ是小的校正因子。

對于MMSE外插，系數(shù)矩陣CPext×Pactmmse可以定義如下 式(15) 其中，γ是接收導(dǎo)頻符號的信噪比(SNR)； η是用于導(dǎo)出無偏估計的因子。
在沒有SNR信息的情況下，可以認(rèn)為γ是能被選來優(yōu)選性能的參數(shù)。
因子η是標(biāo)量，也可以用于優(yōu)化性能。用CPext×Pactmmse獲得的向量

是在時域中的抽頭是不相關(guān)的并且具有相等能量這樣的假設(shè)下、信道的MMSE估計。式(15)假設(shè)Pact個活動導(dǎo)頻子帶的噪聲向量nPact×1P的自協(xié)方差矩陣是單位矩陣。如果該自協(xié)方差矩陣是接收機(jī)已知的，那么可以修改式(15)來考慮該自協(xié)方差矩陣。

在另一個外插方案中，將每個不活動導(dǎo)頻子帶的信道增益估計設(shè)置為等于零，即，si＜sb且si＞se。還可以通過其他方式執(zhí)行該外插，而在本發(fā)明的范圍之內(nèi)。例如，可以使用諸如線性外插或二次外插的功能外插技術(shù)。還可以使用非線性外插技術(shù)，這落在式(12)的一般框架之內(nèi)。

導(dǎo)頻發(fā)送方案可能不會將活動導(dǎo)頻子帶均勻分布在M個可用子代中。這種情況下，還可以使用內(nèi)插來獲得M個可用子帶中的均勻分布子帶的信道增益估計。可以通過各種方式執(zhí)行內(nèi)插，這與上述外插類似。通常，基于可獲得的接收導(dǎo)頻符號根據(jù)需要執(zhí)行外插和/或內(nèi)插，以得到全部N個子帶中P個均勻間隔子帶的信道增益估計。抽頭處理
對于圖6中的框622，對向量

執(zhí)行抽頭處理，來選擇或確定信道脈沖響應(yīng)估計的良好抽頭。“良好”抽頭指這樣的抽頭，其值對信道脈沖響應(yīng)估計有貢獻(xiàn)，而不會帶來過多噪聲。帶來過多噪聲取決于多種因素，包括但不限于，與最終信道估計相關(guān)聯(lián)的數(shù)據(jù)子帶的操作模式、信道模型、其他系統(tǒng)參數(shù)、或各種因素或參數(shù)的組合。可以通過各種方式執(zhí)行抽頭處理。信道脈沖響應(yīng)估計中的抽頭值的處理可以基于抽頭延遲、抽頭能量、幅度或振幅、或者延遲、能量、幅度或振幅的某種組合。
抽頭截取
在一個抽頭處理方案中，將信道脈沖響應(yīng)估計

截取無線信道的L個抽頭的L個值。向量

包含P個元素，其中P≥L。該P(yáng)個元素跨越由抽頭數(shù)P和用于提取采樣的初始時間間隔所確定延遲擴(kuò)展。然而，可以將信道脈沖響應(yīng)的延遲擴(kuò)展截取更短的延遲擴(kuò)展，而不顯著影響信道脈沖響應(yīng)估計和所得到的最終信道頻率響應(yīng)。

對于這種確定性抽頭選擇方案，認(rèn)為

的前L個元素是良好抽頭并保留，將后P-L個元素用零代替。當(dāng)L＜P時，通過假設(shè)信道具有P個抽頭，執(zhí)行P點IFFT，并截去后P-L個抽頭，可以獲得具有L個抽頭的最小平方信道脈沖響應(yīng)估計(無性能損失)。這在某些情況下具有好處。例如，如果L＜P/2，那么利用FFT的計算優(yōu)勢并且不計算后P/2個抽頭，可以導(dǎo)出最小平方信道脈沖響應(yīng)估計。

截取長度L可以預(yù)先確定，并且可以至少部分地基于操作模式。每種可能的操作模式可以有一個獨立的截取長度L。在這種實施例中，接收機(jī)可以確定數(shù)據(jù)子帶正運行于哪種模式，并且從存儲器中存儲的多個截取長度值中選擇截取長度。
抽頭幅度閾值處理
在另一個抽頭選擇方案中，

中具有低能量的元素用零代替?；蛘撸?

中具有低能量的元素可以被代替或被處理，以得到這些抽頭的實質(zhì)上可忽略的值。

中的這些元素對應(yīng)于具有低能量的抽頭，其中低能量很可能是由于噪聲而不是信號能量導(dǎo)致的。使用閾值確定一個給定元素/抽頭是具有足夠能量并應(yīng)該被保留，還是應(yīng)該被清零。這個處理可以稱為“閾值處理”。

可以基于各種因素和以各種方式計算閾值。閾值可以是相對值(即，取決于測量到的信道響應(yīng))或絕對值(即，不取決于測量到的信道響應(yīng))。可以基于信道脈沖響應(yīng)估計的(例如，總或平均)能量計算相對閾值。使用相對閾值確保了(1)閾值處理不取決于接收能量的變化，(2)存在的但具有低信號能量的元素/抽頭不會被清零?？梢曰诮邮諜C(jī)端的噪聲方差/噪聲層、接收導(dǎo)頻符號所期望的最低能量等計算絕對閾值。使用絕對閾值強(qiáng)迫

中的元素達(dá)到某個最小值才能被保留。還可以基于用于相對閾值和絕對閾值的因素的組合來結(jié)算閾值。例如，可以基于信道脈沖響應(yīng)估計的能量來計算閾值，并將其進(jìn)一步約束為等于或大于預(yù)定最小值。

可以通過各種方式執(zhí)行閾值處理。在一個閾值處理方案中，在截取之后執(zhí)行閾值處理，表示如下

式(16) 其中，其中通過截取用零代替后P-L個元素；

是第n個抽頭的能量；

是L個抽頭的信道脈沖響應(yīng)估計的能量；

是用于對低能量元素/抽頭進(jìn)行清零的閾值。
‖x‖2是向量x的范，等于向量x中的所有元素的平方和。

在式(16)中，根據(jù)L個抽頭的平均能量定義閾值。基于噪聲抑制和信號刪除之間的折中，選擇系數(shù)α。更高的α值提供更強(qiáng)的噪聲抑制，但是也增加了低信號能量元素/抽頭被清零的可能性。系數(shù)α可以是0到1范圍內(nèi)的值(例如，α＝0.1)。還可以基于信道脈沖響應(yīng)估計

的總能量(而不是平均能量)來定義閾值。

基于將要被應(yīng)用信道估計的數(shù)據(jù)子帶的操作模式，閾值可以是固定的或自適應(yīng)的。例如，閾值可以基于(1)特定編碼和調(diào)制方案或被解調(diào)的數(shù)據(jù)流速率，(2)比特差錯率(BER)、分組差錯率(PER)、塊差錯率(BLER)、或一些其它的差錯率性能要求，和/或(3)一些其他參數(shù)或考慮因素。

配置為支持一種或多種模式的接收機(jī)可以對于每種模式存儲至少一個預(yù)定閾值。該接收機(jī)可以確定數(shù)據(jù)子帶正運行于哪種模式，并可以從存儲器中存儲的多個閾值中選擇適當(dāng)?shù)拈撝?。可以將脈沖響應(yīng)的抽頭值或從抽頭值導(dǎo)出的值與閾值或基于閾值確定的值進(jìn)行比較。例如，接收機(jī)可以存儲多個α值，每個α值對應(yīng)于一個單獨模式。接收機(jī)可以確定操作模式，并且可以基于對應(yīng)的α值確定閾值?？梢詫⒏鱾€抽頭能量值與閾值進(jìn)行比較，并且將能量值小于閾值的抽頭設(shè)置為零。

在另一個閾值處理方案中，與式(16)中所示類似，使用單個閾值對

的所有P個元素(即，沒有截取)進(jìn)行閾值處理。在另一個閾值處理方案中，使用多個閾值對

的所有P個元素進(jìn)行閾值處理。例如，第一閾值可以用于

的前L個元素，第二閾值可以用于

的后P-L個元素?？梢詫⒌诙撝翟O(shè)置為低于第一閾值。在另一個閾值處理方案中，只對

的后P-L個元素執(zhí)行閾值處理，不對前L元素執(zhí)行閾值處理?？梢酝ㄟ^其它方式執(zhí)行閾值處理。

閾值處理很適合于“稀疏”的無線信道，諸如宏蜂窩廣播系統(tǒng)中的無線信道。稀疏無線信道具有集中在很少抽頭上的大量信道能量。每個抽頭對應(yīng)于具有不同時間延遲的可分辨信號路徑。稀疏信道包括很少信號路徑，即使這些信號路徑之間的延遲擴(kuò)展(即，時間差)很大?？梢詫⑴c弱信號路徑或不存在信號路徑對應(yīng)的抽頭清零或使它們變得可忽略。
信道估計濾波
對于圖5中的框518和圖6中的框620，可以使用諸如無限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器、有限脈沖響應(yīng)(IIR)濾波器、或其它類型濾波器的低通濾波器，在時域?qū)π诺烂}沖響應(yīng)估計進(jìn)行濾波。低通濾波器可以是因果濾波器(其對過去和當(dāng)前的采樣進(jìn)行濾波)或非因果濾波器(其對過去、當(dāng)前和通過緩沖獲得的未來的采樣進(jìn)行濾波)。例如，對于非因果濾波器類型，接收機(jī)可以緩沖或存儲多個信道估計，并使用后來出現(xiàn)的信道估計來確定給定信道估計的非因果濾波器輸出。以給定信道估計為參考點，基于后來接收符號的信道估計是未來的采樣。

可以基于無線信道的特性選擇濾波器的特性(例如，帶寬)。對于多個OFDM符號上的信道脈沖響應(yīng)估計的每個抽頭，可以分別地執(zhí)行時域濾波。對于信道脈沖響應(yīng)估計的各個抽頭，可以使用相同或不同的濾波器。每個濾波器的系數(shù)可以是固定的，或可以是根據(jù)檢測到的信道條件可調(diào)節(jié)的。在時域執(zhí)行濾波的好處是，導(dǎo)頻子帶在頻域可以交錯(即，可以將不同的導(dǎo)頻子帶組用于不同的OFDM符號)。當(dāng)信道具有過度延遲擴(kuò)展時(即，信道脈沖響應(yīng)具有大于P個抽頭的長度)，導(dǎo)頻子帶的交錯是有用的。利用通過交錯提供的額外不同的導(dǎo)頻子帶，可以獲得具有大于P個抽頭的信道脈沖響應(yīng)估計。也可以對初始或最終頻率響應(yīng)估計執(zhí)行濾波。
OFDM系統(tǒng)
圖7示出了在頻譜整形OFDM系統(tǒng)中接入點700和終端750的框圖。在下行鏈路上，在接入點700中，發(fā)送數(shù)據(jù)處理器710對業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)進(jìn)行接收、格式化、編碼、交織和調(diào)制(即，符號映射)，并提供調(diào)制符號(或簡稱“數(shù)據(jù)符號”)。OFDM調(diào)制器720接收和處理該數(shù)據(jù)符號和導(dǎo)頻符號，并提供OFDM符號流。OFDM調(diào)制器720將數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻符號復(fù)用到適當(dāng)?shù)淖訋希瑸槊總€未用子帶提供零信號值，并獲得每個OFDM符號周期的N個子帶的一組N個發(fā)送符號。每個發(fā)送符號可以是數(shù)據(jù)符號、導(dǎo)頻符號或零信號值。如圖4所示，可以在活動導(dǎo)頻子帶上發(fā)送導(dǎo)頻符號?？梢栽诿總€OFDM符號周期中連續(xù)發(fā)送導(dǎo)頻符號?；蛘?，可以將導(dǎo)頻符號和數(shù)據(jù)符號時分復(fù)用(TDM)在同一子帶上。

OFDM調(diào)制器720還使用N點IFFT將每組N個發(fā)送符號變換到時域，得到包含N個時域碼片的“變換”符號。OFDM調(diào)制器720通常重復(fù)每個變換符號的一部分，獲得對應(yīng)的OFDM符號。該重復(fù)部分已知為循環(huán)前綴，用于對抗無線信道中的延遲擴(kuò)展。

發(fā)射機(jī)單元(TMTR)722接收OFDM符號流，將其變換為一個或多個模擬信號，并進(jìn)一步調(diào)節(jié)(例如，放大、濾波、上變頻)該模擬信號，以生成適合于在無線信道上發(fā)送的下行鏈路信號。然后經(jīng)由天線724將下行鏈路信號發(fā)送到終端。

在終端750，天線752接收下行鏈路信號，并將接收信號提供到接收機(jī)單元(RCVR)754。接收機(jī)單元754調(diào)節(jié)(例如，濾波、放大、下變頻)該接收信號，并對調(diào)節(jié)后的信號進(jìn)行數(shù)字化，以獲得采樣。OFDM解調(diào)器756去除每個OFDM符號上附加的循環(huán)前綴，使用N點FFT將每個接收調(diào)節(jié)后的符號變換到頻域，獲得每個OFDM符號周期的N個子帶的N個接收符號，并將接收導(dǎo)頻符號

提供給處理器770，用于進(jìn)行信道估計。

OFDM解調(diào)器756還從處理器770接收下行鏈路的頻率響應(yīng)估計

對接收數(shù)據(jù)符號進(jìn)行數(shù)據(jù)解調(diào)以獲得數(shù)據(jù)符號估計(其為發(fā)送數(shù)據(jù)符號的估計)，并將數(shù)據(jù)符號估計提供到接收數(shù)據(jù)處理器758。接收數(shù)據(jù)處理器758對數(shù)據(jù)符號估計進(jìn)行解調(diào)(即，符號解映射)、解交織和解碼，以恢復(fù)發(fā)送的業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)。OFDM解調(diào)器756和接收數(shù)據(jù)處理器758的處理分別與接入點700中的OFDM調(diào)制器720和發(fā)送數(shù)據(jù)處理器710的處理互補(bǔ)。

處理器770獲得活動導(dǎo)頻子帶的接收導(dǎo)頻符號，如圖5和6所示執(zhí)行信道估計。處理器770根據(jù)需要執(zhí)行外插和/或內(nèi)插以獲得Pdn個均勻間隔子帶的信道增益估計(這里，Pdn是下行鏈路的導(dǎo)頻子帶數(shù))，導(dǎo)出下行鏈路的最小平方脈沖響應(yīng)估計

對

的P個元素/抽頭執(zhí)行抽頭處理，并導(dǎo)出下行鏈路的N個子帶的最終頻率響應(yīng)估計

在上行鏈路上，發(fā)送數(shù)據(jù)處理器782對業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)進(jìn)行處理，并提供數(shù)據(jù)符號。OFDM調(diào)制器784接收和復(fù)用數(shù)據(jù)符號和導(dǎo)頻符號，進(jìn)行OFDM調(diào)制，并提供OFDM符號流。可以在分配給終端750用于導(dǎo)頻發(fā)送的Pup個子帶上發(fā)送導(dǎo)頻符號，其中，上行鏈路的導(dǎo)頻子帶數(shù)(Pup)可以等于或不同于下行鏈路的導(dǎo)頻子帶數(shù)(Pdn)。還可以使用TDM將導(dǎo)頻符號和數(shù)據(jù)符號進(jìn)行復(fù)用。然后發(fā)射機(jī)單元786接收和處理OFDM符號流以生成上行鏈路信號，經(jīng)由天線752將上行鏈路信號發(fā)送到接入點。

在接入點700，天線724接收來自終端150的上行鏈路信號，接收機(jī)單元742處理該上行鏈路信號以獲得采樣。然后OFDM解調(diào)器744處理采樣，并提供上行鏈路的接收導(dǎo)頻符號

和數(shù)據(jù)符號估計。接收數(shù)據(jù)處理器746處理該數(shù)據(jù)符號估計，以恢復(fù)終端750發(fā)送的業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)。

處理器730為在上行鏈路上進(jìn)行發(fā)送的每個活動終端執(zhí)行如圖5和6所示的信道估計。多個終端可以在它們各自分配的導(dǎo)頻子帶組上、在上行鏈路上同時發(fā)送導(dǎo)頻，其中各個導(dǎo)頻子帶組可以交錯。對于每個終端m，處理器730根據(jù)該終端的需要執(zhí)行外插和/或內(nèi)插，獲得該終端的上行鏈路的初始頻率響應(yīng)估計

基于

導(dǎo)出該終端的最小平方信道脈沖響應(yīng)估計

進(jìn)行抽頭選擇，然后獲得該終端的最終頻率響應(yīng)估計

將每個終端的頻率響應(yīng)估計

提供給OFDM解調(diào)器744，用于該終端的數(shù)據(jù)解調(diào)。

處理器730和770分別控制接入點700和終端750的操作。存儲器單元732和772分別存儲處理器730和770使用的程序代碼和數(shù)據(jù)。處理器730和770還執(zhí)行上述計算，以分別導(dǎo)出上行鏈路和下行鏈路的頻率和脈沖響應(yīng)估計。

對于多址OFDM系統(tǒng)(例如，正交頻分多址(OFDMA)系統(tǒng))，多個終端可以在上行鏈路上同時發(fā)送。對于這樣的系統(tǒng)，可以在不同終端之間共享導(dǎo)頻子帶。在每個終端的導(dǎo)頻子帶跨越整個工作頻帶(有可能頻帶邊緣除外)的情況下，可以使用該信道估計技術(shù)。這種導(dǎo)頻子帶結(jié)構(gòu)對于獲得每個終端的頻率分集是很理想的。
OFDM接收機(jī)
圖8是OFDM接收機(jī)800的簡化功能框圖，OFDM接收機(jī)800可以支持多個數(shù)據(jù)通信模式，并可以基于模式優(yōu)化信道估計處理。為了簡單，接收機(jī)800中沒有示出RF處理前端。接收機(jī)800可以包括RF前端，其將接收的RF信號下變換到基帶表示，如圖7的功能框圖所示。

可以將接收機(jī)800實現(xiàn)在例如只支持下行鏈路的OFDM系統(tǒng)中的移動站終端中。在另一個實施例中，可以將接收機(jī)800實現(xiàn)在OFDMA系統(tǒng)的一個或多個接入點或終端中，其中使用OFDM符號發(fā)送前向鏈路下行鏈路信號和反向鏈路上行鏈路信號。

接收機(jī)800包括模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)802，用于采樣接收到的OFDM符號，并將采樣轉(zhuǎn)換成數(shù)字表示。例如，ADC 802的轉(zhuǎn)換速率可以表示采樣速率。

ADC 802的輸出連接到緩沖器804，緩沖器804也可以執(zhí)行串并轉(zhuǎn)換。ADC 802生成的接收OFDM符號的數(shù)字采樣表現(xiàn)為一串采樣數(shù)據(jù)流。緩沖器804可以存儲預(yù)定采樣數(shù)用于并行處理。該預(yù)定采樣數(shù)可以等于或大于OFDM系統(tǒng)中的子帶數(shù)。在一些實施例中，緩沖器804可以存儲多個符號的采樣。例如，在具有4096個子帶的OFDM系統(tǒng)中，緩沖器804可以存儲接收OFDM符號的4096個或更多個數(shù)字采樣，用于后續(xù)處理。

緩沖器804連接到FFT模塊806的輸入，F(xiàn)FT模塊806將緩沖器804中存儲的采樣變換成頻域表示。在緩沖器804存儲了4096個采樣的上述例子中，F(xiàn)FT模塊806可以對這些采樣執(zhí)行4096點FFT，以生成4096個頻域采樣。

如上所述，OFDM符號可以包含多個子帶組，一個或多個子帶組分配給導(dǎo)頻，一個或多個不同的子帶組分配給數(shù)據(jù)。接收機(jī)800可以具有分配給導(dǎo)頻的子帶組的知識。另外，接收機(jī)800可以確定或被分配一個或多個數(shù)據(jù)子帶組。數(shù)據(jù)提取模塊808對FFT模塊806的輸出進(jìn)行操作，以提取出分配給接收機(jī)800的數(shù)據(jù)子帶。數(shù)據(jù)提取模塊808將提取的數(shù)據(jù)子帶提供給解調(diào)器810，解調(diào)器810使用信道估計解調(diào)這些子帶以恢復(fù)數(shù)據(jù)。

解調(diào)器810或某個其它功能塊可以通過各種方式確定分配給接收機(jī)800的子帶組的操作模式。例如，接收機(jī)800可以解調(diào)開銷消息，該開銷消息指定一個或多個OFDM符號幀的模式，OFDM符號中的信息包括用于指定一個或多個后續(xù)OFDM符號幀的模式的消息，或者可以使用將模式通知給接收機(jī)800的其他方式。

FFT模塊806的輸出還連接到導(dǎo)頻提取模塊820。導(dǎo)頻提取模塊820例如通過跟蹤分配給導(dǎo)頻的子帶，提取導(dǎo)頻子帶采樣。如前所述，在具有4096個子帶的OFDM系統(tǒng)中，可以將512個子帶分配給每個符號的導(dǎo)頻。導(dǎo)頻提取模塊820可以確定將哪些子帶分配給導(dǎo)頻，并可以將那些采樣提取到存儲器中。例如，導(dǎo)頻提取模塊820可以從輸出自FFT模塊806的4096個采樣中，提取對應(yīng)于導(dǎo)頻子帶的512個采樣。

導(dǎo)頻提取模塊820將導(dǎo)頻采樣提供到解擾器824。可以根據(jù)預(yù)定加擾方案來加擾對應(yīng)于導(dǎo)頻子帶的每個導(dǎo)頻信號。例如，可以使用加擾方案來隨機(jī)化導(dǎo)頻信號的特性，使得它們不會重復(fù)生成相同的噪聲和干擾，而是，如加性低電平噪聲源那樣出現(xiàn)。預(yù)先確定導(dǎo)頻加擾方案，解擾器824可以執(zhí)行發(fā)射機(jī)中使用的導(dǎo)頻加擾方案的互補(bǔ)操作。

解擾后的導(dǎo)頻采樣代表初始信道頻率響應(yīng)估計。然而，基于有待于使用信道估計進(jìn)行處理的數(shù)據(jù)子帶的模式，通過進(jìn)一步處理初始信道頻率響應(yīng)估計，可以改進(jìn)信道頻率響應(yīng)估計。

從解擾器824將初始信道頻率響應(yīng)估計提供給逆FFT(IFFT)模塊830。IFFT模塊830可以具有小于初始FFT模塊806維數(shù)(dimension)的維數(shù)，這是因為導(dǎo)頻子帶只是OFDM系統(tǒng)中全部子帶數(shù)的一個子集。在上述例子中，有512個導(dǎo)頻子帶。因此，IFFT模塊830可以執(zhí)行512點IFFT。減小IFFT模塊830的維數(shù)可以大大減小IFFT模塊830執(zhí)行的操作數(shù)，以及生成最終信道頻率響應(yīng)估計所需的后續(xù)操作數(shù)。

IFFT模塊830對初始信道頻率響應(yīng)估計進(jìn)行操作，以生成信道脈沖響應(yīng)。IFFT模塊830的每個輸出代表一個不同的時間抽頭。因此信道脈沖響應(yīng)由跨越整個延遲擴(kuò)展的多個時間抽頭表征，該整個延遲擴(kuò)展是基于用于捕獲接收OFDM符號的初始采樣的采樣間隔持續(xù)時間確定的。

如前所述，與從IFFT模塊830輸出的采樣相比，信道脈沖響應(yīng)可以由較少的采樣精確地表征。IFFT模塊830的輸出連接到截取模塊840，截取模塊840至少部分地基于有待于使用信道估計進(jìn)行處理的數(shù)據(jù)子帶的模式，將信道脈沖響應(yīng)截取到預(yù)定延遲擴(kuò)展。

截取模塊840通過將大于預(yù)定延遲擴(kuò)展的抽頭設(shè)置為零或某個實質(zhì)上可忽略的值，截取信道脈沖響應(yīng)。截取模塊840可以接收指示預(yù)定延遲擴(kuò)展的控制信號，之后對抽頭進(jìn)行截取或置零。例如，控制信號可以是信道脈沖響應(yīng)向量的維數(shù)，對應(yīng)于信道脈沖響應(yīng)的抽頭數(shù)。

在圖8所示的實施例中，可以將多個預(yù)定延遲擴(kuò)展值存儲在截取存儲器844中。每個延遲擴(kuò)展值可以對應(yīng)于數(shù)據(jù)子帶可以操作的一個或多個模式。當(dāng)接收機(jī)800不肯定模式時，或不能確定模式時，還可以使用一個或多個默認(rèn)值。

第一復(fù)用器842可以連接到截取存儲器844，并可以根據(jù)模式控制模塊890提供的控制信號選擇一個存儲的延遲擴(kuò)展值，并將其提供到截取模塊840。模式控制模塊890基于有待于使用信道估計進(jìn)行處理的數(shù)據(jù)子帶的模式，控制第一復(fù)用器從多個存儲的值中選擇一個延遲擴(kuò)展值。

截取模塊840的輸出連接到閾值模塊850，閾值模塊850基于有待于使用信道估計進(jìn)行處理的數(shù)據(jù)子帶的模式，對信道脈沖響應(yīng)抽頭進(jìn)行閾值處理。截取模塊840可以接收模式相關(guān)閾值，并且將那些不超過根據(jù)模式相關(guān)閾值所確定的比較閾值的抽頭設(shè)置為零或某個其他實質(zhì)上可忽略的值。

在一個實施例中，閾值模塊850通過將所有抽頭值的平方求和并除以抽頭數(shù)，確定信道脈沖響應(yīng)的平均能量值。抽頭數(shù)可以是信道脈沖響應(yīng)中的抽頭總數(shù)，或者可以是截取后的信道響應(yīng)中的抽頭數(shù)。根據(jù)定義，超過截取長度的抽頭對于信道估計沒有貢獻(xiàn)。閾值模塊850通過接收一個上述式(16)中表示為α的分?jǐn)?shù)值并且確定該分?jǐn)?shù)值和平均能量值的積，確定比較閾值。閾值模塊將每個抽頭能量值與比較閾值進(jìn)行比較，將那些能量值低于比較閾值的抽頭置零或變?yōu)榭珊雎浴?br>
閾值模塊850可以從第二復(fù)用器852接收閾值，第二復(fù)用器852從閾值存儲器854中存儲的多個閾值中選擇一個。閾值存儲器854可以存儲多個閾值，每個閾值對應(yīng)于一個或多個不同的模式。一個或多個閾值可以表示默認(rèn)閾值。模式控制模塊890至少部分地基于有待于使用信道估計進(jìn)行處理的數(shù)據(jù)子帶的模式，控制第二復(fù)用器852選擇閾值。

閾值模塊850的輸出連接到時間濾波器860，時間濾波器860緩存多個處理過的信道脈沖響應(yīng)估計，并基于該多個處理過的信道脈沖響應(yīng)估計對當(dāng)前的信道脈沖響應(yīng)估計進(jìn)行濾波。該多個處理過的信道脈沖響應(yīng)估計可以包括來自過去OFDM符號的處理過的信道脈沖響應(yīng)估計以及來自當(dāng)前處理符號之后出現(xiàn)的OFDM符號的處理過的信道脈沖響應(yīng)估計。因此，時間濾波器860可以對信道脈沖響應(yīng)進(jìn)行因果濾波或非因果濾波。

時間濾波器860的輸出連接到相位旋轉(zhuǎn)器870，相位旋轉(zhuǎn)器870可以選轉(zhuǎn)脈沖響應(yīng)抽頭的相位，使得所得到的最終的信道頻率響應(yīng)估計對應(yīng)于待處理的數(shù)據(jù)子帶。在具有周期性導(dǎo)頻和數(shù)據(jù)子帶的OFDM系統(tǒng)中，其中子帶間的子帶間距是固定的，可以將信道脈沖響應(yīng)抽頭旋轉(zhuǎn)一個已知值，使得所得到的信道響應(yīng)與數(shù)據(jù)子帶一致。

相位旋轉(zhuǎn)器870的輸出連接到FFT模塊880，F(xiàn)FT模塊880將信道脈沖響應(yīng)變換成最終的信道頻率響應(yīng)估計。FFT模塊880具有等于導(dǎo)頻子帶數(shù)的維數(shù)。因此，在上述例子中，F(xiàn)FT模塊880可以執(zhí)行512點FFT。FFT模塊880的輸出代表部分地基于模式確定的最終信道頻率響應(yīng)估計。將最終信道頻率響應(yīng)提供給解調(diào)器810，用于解調(diào)數(shù)據(jù)子帶。

接收機(jī)800還可以同時處理多個子帶組，每個子帶組可以在多個模式的任意一個中操作。在這樣的實施例中，接收機(jī)800可以對同一初始信道脈沖響應(yīng)執(zhí)行基于并發(fā)模式的處理，以同時生成多個最終信道頻率響應(yīng)估計。

接收機(jī)800中執(zhí)行基于模式的信道處理的部分895可以復(fù)制多次，以使接收機(jī)800同時生成多個最終信道頻率響應(yīng)估計?；谀Ｊ降男诺捞幚聿糠?95的數(shù)目可以等于可分配給數(shù)據(jù)通信的可能子帶組的總數(shù)。因此，對于具有Q個子帶組的OFDM系統(tǒng)，其中一個子帶組分配給導(dǎo)頻信號，接收機(jī)可以具有多達(dá)Q-1個信道處理部分895，以同時生成多達(dá)Q-1個信道頻率響應(yīng)估計。

接收機(jī)800的實施例包括特定的模塊配置。然而，許多模塊可以用相似模塊或功能等價物代替。另外，可以修改模塊的次序和位置。

變換描述為通過FFT或IFFT模塊執(zhí)行。然而，不一定需要FFT實現(xiàn)，可以利用FFT、離散傅里葉變換(DFT)、Hadamard變換等、或用于將時間采樣變換成頻率表示的一些其他手段，來執(zhí)行變換。同樣，可以通過離散傅里葉逆變換、Hadamard逆變換等、或用于將頻域表示變換成時域表示的一些其他手段，來執(zhí)行IFFT。這樣，IFFT模塊830可以是用于生成信道脈沖響應(yīng)的任何裝置。同樣，F(xiàn)FT模塊880可以是用于生成最終信道頻率響應(yīng)估計的任何裝置。

同樣，可以通過濾波器、采樣器、抽取模塊等、或用于提取導(dǎo)頻采樣的一些其他裝置，執(zhí)行導(dǎo)頻提取模塊820。可以通過用于執(zhí)行發(fā)射機(jī)中實現(xiàn)的加擾處理的互補(bǔ)處理的元件或裝置的組合，執(zhí)行解擾器824。這樣，解擾器824可以實現(xiàn)為用于解擾導(dǎo)頻信號的任何合適裝置。

還可以使用各種不同的模塊實現(xiàn)截取模塊840。例如，截取模塊840可以包括抽取模塊、采樣器、存儲器、緩沖器、FIFO等、或用于截取信道脈沖響應(yīng)抽頭的任何其他裝置。

可以使用各種不同的模塊實現(xiàn)閾值模塊850。例如，閾值模塊850可以包括比較器、減法器、帶進(jìn)位的累加器、DAC等、或用于對信道脈沖響應(yīng)抽頭進(jìn)行閾值處理的一些其他裝置。

時間濾波器860可以是FIR、IIR、Kalmann濾波器、模擬濾波器、因果濾波器、非因果濾波器等、或用于對信道脈沖響應(yīng)進(jìn)行濾波的一些其他裝置。相位旋轉(zhuǎn)器870可以包括復(fù)數(shù)乘法器、CORDIC等、或用于旋轉(zhuǎn)采樣的一些裝置。

另外，各種模式相關(guān)處理的位置和次序可以修改，一個或多個模式相關(guān)處理模塊可以省略。例如，雖然一些模塊示出為在時域工作，但是也可以實現(xiàn)在頻域。另外，可以改變一些模塊的次序。例如，可以重排序截取和閾值模塊840和850。一些接收機(jī)800的實施例不能執(zhí)行圖8中所示的所有處理。例如，截取和閾值模塊840或850可以省略。時間濾波器860可以省略。接收機(jī)800可以不執(zhí)行多個并發(fā)的模式相關(guān)信道估計，但是可以限制于生成單個信道估計，或者可以串行地生成多個信道估計。

圖9是優(yōu)化信道估計的過程900(或稱為方法)的簡化流程圖。例如，可以通過圖8的接收機(jī)或圖7所示系統(tǒng)的接入點或終端的接收部分來實現(xiàn)過程900。

過程900在框902開始，其中接收機(jī)對接收OFDM符號進(jìn)行采樣。接收機(jī)前進(jìn)到框910，將OFDM符號的采樣轉(zhuǎn)換成多個頻域子帶。接收機(jī)可以對采樣執(zhí)行FFT操作，生成頻域響應(yīng)。如前所述，該OFDM符號可以包括全部子帶數(shù)內(nèi)的一個子帶組中的多個導(dǎo)頻子帶。

接收機(jī)前進(jìn)到框920，提取導(dǎo)頻子帶。在一個實施例中，接收機(jī)通過確定哪些子帶被分配給導(dǎo)頻信道并將對應(yīng)于那些子帶的FFT值存儲在存儲器中，可以提取導(dǎo)頻子帶。例如，在具有Q個不同子帶組的OFDM系統(tǒng)中，其中一個子帶組被分配給該導(dǎo)頻，接收機(jī)可以從每Q個FFT輸出值中提取對應(yīng)于導(dǎo)頻子帶的一個值，并將該值存儲在RAM中，用于進(jìn)一步的處理。

接收機(jī)前進(jìn)到框930，解擾每個導(dǎo)頻子帶。在發(fā)射機(jī)中可以根據(jù)預(yù)定算法對導(dǎo)頻子帶進(jìn)行加擾，接收機(jī)可以通過執(zhí)行加擾算法的互補(bǔ)操作對導(dǎo)頻子帶進(jìn)行解擾。

解擾后的頻域采樣表示初始信道頻域估計。接收機(jī)前進(jìn)到框940，對初始信道頻域估計執(zhí)行IFFF操作，以生成信道脈沖響應(yīng)。

接收機(jī)可以對初始信道頻域估計或信道脈沖響應(yīng)進(jìn)行基于模式的處理，然而時域處理的實現(xiàn)更簡單。接收機(jī)可以使用同一信道脈沖響應(yīng)來生成多個模式相關(guān)的最終信道頻率響應(yīng)估計，其中接收機(jī)同時支持同一OFDM符號中的多個模式。

接收機(jī)前進(jìn)到框950，執(zhí)行信道脈沖響應(yīng)的模式相關(guān)截取。接收機(jī)將信道脈沖響應(yīng)截取成比導(dǎo)頻子帶數(shù)定義的長度更短的長度。接收機(jī)可以對于每種模式將對應(yīng)于延遲擴(kuò)展的脈沖響應(yīng)長度存儲在存儲器中，并可以取回與分配或發(fā)送的模式對應(yīng)的脈沖響應(yīng)長度。至少兩個模式可以具有不同的脈沖響應(yīng)長度，使得脈沖響應(yīng)長度根據(jù)模式變化。

接收機(jī)通過將長于脈沖響應(yīng)長度的那些抽頭置零，截取脈沖響應(yīng)。即，從信道脈沖響應(yīng)中截去具有最長延遲的那些抽頭。

接收機(jī)前進(jìn)到框960，對截取后的信道脈沖響應(yīng)執(zhí)行模式相關(guān)閾值處理。接收機(jī)可以在存儲器中存儲一個或多個閾值，其中每個閾值對應(yīng)于一個或多個模式。接收機(jī)取回相關(guān)聯(lián)的閾值，并且至少部分地基于該閾值確定或生成比較閾值。

接收機(jī)將截取后的信道脈沖響應(yīng)中的每個抽頭值與比較閾值進(jìn)行比較。如果抽頭值或通過抽頭值生成的值等于或大于比較閾值，接收機(jī)不修改該抽頭值。如果抽頭值或通過抽頭值生成的值小于比較閾值，接收機(jī)將該抽頭值設(shè)置為零或某個可忽略值。如果一個值對信道脈沖響應(yīng)或相應(yīng)的信道頻率響應(yīng)估計基本上沒有貢獻(xiàn)，那么這個值是可忽略值。

在一個實施例中，模式相關(guān)閾值是一個相對值。例如，接收機(jī)可以確定截取后的信道脈沖響應(yīng)的平均能量值。模式相關(guān)閾值可以是一個分?jǐn)?shù)。接收機(jī)可以用模式相關(guān)閾值對平均能量值進(jìn)行縮放，以生成比較閾值。接收機(jī)將具有的抽頭能量值小于比較閾值的抽頭置零。

然后接收機(jī)前進(jìn)到框970，對已經(jīng)進(jìn)行過截取和閾值處理的信道脈沖響應(yīng)執(zhí)行時間濾波。時間濾波器可以使用跨越多個符號的信道脈沖響應(yīng)值。

時間濾波之后，接收機(jī)已經(jīng)生成了模式相關(guān)信道脈沖響應(yīng)。接收機(jī)可以生成與數(shù)據(jù)子帶對應(yīng)的子帶的最終信道頻率響應(yīng)估計。接收機(jī)前進(jìn)到框980，對抽頭值進(jìn)行相位旋轉(zhuǎn)。因為信道脈沖響應(yīng)是從導(dǎo)頻子帶的采樣生成的，所以接收機(jī)對抽頭值進(jìn)行旋轉(zhuǎn)。OFDM符號中的導(dǎo)頻子帶與數(shù)據(jù)子帶不同，但是通常偏移已知的固定頻率，諸如固定子帶數(shù)。這樣，通過對信道脈沖響應(yīng)抽頭值進(jìn)行相位旋轉(zhuǎn)，接收機(jī)可以生成與數(shù)據(jù)子帶一致的信道頻率響應(yīng)估計。接收機(jī)前進(jìn)到框990，通過對經(jīng)過截取、閾值處理、時間濾波、和相位旋轉(zhuǎn)后的信道脈沖響應(yīng)進(jìn)行FFT，生成最終信道頻率響應(yīng)估計。

可以通過各種方式實現(xiàn)這里描述的信道估計技術(shù)。例如，這些技術(shù)可以實現(xiàn)在硬件、軟件或軟硬件組合中。對于硬件實現(xiàn)，用于信道估計的處理單元可以實現(xiàn)在一個或多個專用集成電路(ASIC)、數(shù)字信號處理器(DSP)、數(shù)字信號處理器件(DSPD)、可編程邏輯器件(PLD)、場可編程門陣列(FPGA)、處理器、控制器、微控制器、微處理器、設(shè)計用于執(zhí)行這里描述功能的其它電子單元、或它們的組合。

對于軟件實現(xiàn)，信道估計技術(shù)可以實現(xiàn)為用于執(zhí)行這里所述功能的模塊(例如，過程、函數(shù)等)。軟件代碼可以存儲在存儲器單元(例如，圖7的存儲器單元732和772)中，并由處理器(例如，處理器730和770)執(zhí)行。存儲器單元可以實現(xiàn)在處理器內(nèi)部或外部，實現(xiàn)在處理器外部時，存儲器單元可以經(jīng)由各種本領(lǐng)域已知技術(shù)通信連接到處理器。

在方法或過程中的各個步驟或動作可以按所示的次序執(zhí)行，或按其它次序執(zhí)行。另外，可以省略一個或多個過程或方法步驟，或者可以將一個或多個過程或方法步驟加到方法或過程中。額外的步驟、塊、或動作可以添加在方法和過程的現(xiàn)有要素的開始、末尾或中間。

耦合或連接不需要是直接的連接。各種模塊可以通過直接連接、直接耦合、或通過間接耦合相互連接，在間接耦合中，可能使用一個或多個中間元件來連接各個模塊。

文中的小標(biāo)題用于參考以及幫助定位到特定小節(jié)。這些小標(biāo)題不是為了限制其下所描述概念的范圍，這些概念可以在整個說明書中應(yīng)用于其它小節(jié)。
提供了公開實施例的上面描述是為了使本領(lǐng)域技術(shù)人員能夠制造和使用本發(fā)明。對于本領(lǐng)域技術(shù)人員來說，對這些實施例進(jìn)行各種修改是顯而易見的，這里定義的一般原理可以應(yīng)用于其它實施例，而不脫離本發(fā)明的實質(zhì)和范圍。因此，本發(fā)明不限制于文中描述的實施例，而是要得到與文中公開的原理和新穎特征一致的最寬范圍。
權(quán)利要求
1.一種在多址無線通信系統(tǒng)中估計無線信道的至少一個頻率響應(yīng)的方法，包括
基于第二組非均勻間隔子帶的信道增益估計，獲得第一組P個均勻間隔子帶的初始頻率響應(yīng)估計，其中P是大于1的整數(shù)并且是2的冪，其中，所述第一組包含至少一個不包含在所述第二組中的子帶；
基于所述初始頻率響應(yīng)估計，導(dǎo)出所述無線信道的時域信道脈沖響應(yīng)估計；以及
基于所述信道脈沖響應(yīng)估計，導(dǎo)出所述無線信道的每個符號內(nèi)每種模式的最終頻率響應(yīng)估計。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述模式包括調(diào)制類型。
3.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述模式包括碼率。
4.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述模式包括調(diào)制層。
5.如權(quán)利要求2所述的方法，其中，對于分層調(diào)制方案，所述最終頻率響應(yīng)估計包括基本頻率響應(yīng)估計和增強(qiáng)頻率響應(yīng)估計。
6.一種在正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中的信道估計方法，包括
確定具有多個抽頭的信道脈沖響應(yīng)，該信道脈沖響應(yīng)部分地基于來自所接收OFDM符號的多個導(dǎo)頻信號；
基于所述OFDM符號中的數(shù)據(jù)模式，處理所述信道脈沖響應(yīng)中的所述多個抽頭，以生成多個已處理的抽頭；以及
基于所述多個已處理的抽頭生成信道頻率響應(yīng)估計。
7.如權(quán)利要求6所述的方法，還包括
對所接收的OFDM符號進(jìn)行采樣；
根據(jù)所述采樣生成頻域表示；以及
從所述頻域表示中提取所述多個導(dǎo)頻信號。
8.如權(quán)利要求6所述的方法，其中，處理所述信道脈沖響應(yīng)中的所述多個抽頭包括
使用根據(jù)所述OFDM符號中的數(shù)據(jù)模式的閾值，處理所述多個抽頭。
9.如權(quán)利要求8所述的方法，其中，處理所述多個抽頭包括
基于所述閾值生成比較閾值；
將根據(jù)所述多個抽頭中的每一個生成的值與所述比較閾值進(jìn)行比較；以及
將根據(jù)該抽頭生成的值小于所述比較閾值的那些抽頭設(shè)置為可忽略值。
10.如權(quán)利要求6所述的方法，其中，處理所述信道脈沖響應(yīng)中的所述多個抽頭包括
使用根據(jù)所述OFDM符號中的數(shù)據(jù)模式確定的截取長度，處理所述多個抽頭。
11.如權(quán)利要求6所述的方法，其中，處理所述信道脈沖響應(yīng)中的所述多個抽頭包括
根據(jù)所述數(shù)據(jù)模式將所述信道脈沖響應(yīng)截取到一個長度，以生成截取的信道脈沖響應(yīng)；以及
基于所述數(shù)據(jù)模式，對所述截取的信道脈沖響應(yīng)進(jìn)行閾值處理。
12.如權(quán)利要求6所述的方法，還包括
對所述多個已處理的抽頭進(jìn)行濾波，其中，基于濾波后的多個已處理的抽頭生成所述信道頻率響應(yīng)估計。
13.如權(quán)利要求6所述的方法，其中，所述數(shù)據(jù)模式包括編碼類型、碼率、調(diào)制類型或其組合中的至少一種。
14.如權(quán)利要求6所述的方法，其中，生成所述信道頻率響應(yīng)估計包括
對所述多個已處理的抽頭進(jìn)行相位旋轉(zhuǎn)，以生成多個相位旋轉(zhuǎn)后的抽頭；以及
將所述多個相位旋轉(zhuǎn)后的抽頭變換為在多個數(shù)據(jù)子帶頻率上的最終信道頻率響應(yīng)估計。
15.一種在正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中進(jìn)行信道估計的裝置，包括
變換模塊，用于基于OFDM符號生成信道脈沖響應(yīng)，該信道脈沖響應(yīng)包括多個抽頭；
連接到所述變換模塊的模式相關(guān)處理部分，用于基于所接收數(shù)據(jù)子帶的模式處理所述多個抽頭，以生成已處理的信道脈沖響應(yīng)；以及
連接到所述模式相關(guān)處理部分的頻率變換模塊，用于將所述已處理的信道脈沖響應(yīng)變換成最終的信道頻率響應(yīng)估計。
16.如權(quán)利要求15所述的裝置，其中，所述模式相關(guān)處理部分包括
截取模塊，用于將所述信道脈沖響應(yīng)截取為依賴于所述模式的長度。
17.如權(quán)利要求16所述的裝置，其中，所述截取模塊通過將與大于預(yù)定的模式相關(guān)信道延遲擴(kuò)展的延遲對應(yīng)的多個抽頭設(shè)置為零，截取所述信道脈沖響應(yīng)。
18.如權(quán)利要求15所述的裝置，其中，所述模式相關(guān)處理部分包括
截取模塊，用于基于與所述模式相關(guān)聯(lián)的閾值，對所述信道脈沖響應(yīng)的所述多個抽頭進(jìn)行閾值處理。
19.如權(quán)利要求18所述的裝置，其中，所述截取模塊確定所述多個抽頭的平均信道能量，并且進(jìn)一步將能量值小于所述平均信道能量的分?jǐn)?shù)比例的那些抽頭設(shè)置為可忽略值，所述分?jǐn)?shù)比例由模式相關(guān)閾值確定。
20.一種在正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中進(jìn)行信道估計的裝置，包括
用于確定具有多個抽頭的信道脈沖響應(yīng)的模塊，所述信道脈沖響應(yīng)部分地基于來自所接收OFDM符號的多個導(dǎo)頻信號；
用于基于所述OFDM符號中的數(shù)據(jù)模式，處理所述信道脈沖響應(yīng)中的所述多個抽頭，以生成多個已處理的抽頭的模塊；以及
用于基于所述多個已處理的抽頭生成信道頻率響應(yīng)估計的模塊。
21.如權(quán)利要求20所述的裝置，其中，用于處理所述多個抽頭的模塊包括
用于將所述多個抽頭截取為根據(jù)所述數(shù)據(jù)模式的預(yù)定長度的模塊。
22.如權(quán)利要求20所述的裝置，其中，用于處理所述多個抽頭的模塊包括
用于至少部分地基于依賴于所述數(shù)據(jù)模式的閾值，對所述多個抽頭進(jìn)行閾值處理的模塊。
23.如權(quán)利要求20所述的裝置，還包括
用于對所述多個已處理的抽頭進(jìn)行相位旋轉(zhuǎn)，以生成多個相位旋轉(zhuǎn)后的抽頭的模塊；以及
其中，所述用于生成所述信道頻率響應(yīng)估計的模塊包括對所述多個相位旋轉(zhuǎn)后的抽頭進(jìn)行頻率變換的模塊。
24.用計算機(jī)程序進(jìn)行編碼的計算機(jī)可讀介質(zhì)，控制處理器執(zhí)行以下步驟，包括
確定具有多個抽頭的信道脈沖響應(yīng)，該信道脈沖響應(yīng)部分地基于來自所接收OFDM符號的多個導(dǎo)頻信號；
基于所述OFDM符號中的數(shù)據(jù)模式，處理所述信道脈沖響應(yīng)中的所述多個抽頭，以生成多個已處理的抽頭；以及
基于所述多個已處理的抽頭生成信道頻率響應(yīng)估計。
25.如權(quán)利要求24所述的計算機(jī)可讀介質(zhì)，還控制處理器執(zhí)行以下步驟，包括
對所接收的OFDM符號進(jìn)行采樣；
根據(jù)所述采樣生成頻域表示；以及
從所述頻域表示中提取所述多個導(dǎo)頻信號。
26.一種正交頻分復(fù)用(OFDM)接收機(jī)，包括
模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)，用于對所接收的OFDM符號進(jìn)行采樣，并生成多個采樣；
變換模塊，用于將所述多個采樣變換到多個子帶；
導(dǎo)頻提取模塊，用于從所述多個子帶中提取多個導(dǎo)頻子帶；
模式相關(guān)處理部分，用于基于所接收數(shù)據(jù)子帶的模式處理所述多個子帶，以生成已處理的信道脈沖響應(yīng)；
連接到所述模式相關(guān)處理部分的頻率變換模塊，用于將所述已處理的信道脈沖響應(yīng)變換成最終信道頻率響應(yīng)估計；以及
解調(diào)器，用于基于所述最終信道頻率響應(yīng)估計，解調(diào)所接收的數(shù)據(jù)子帶。
全文摘要
頻譜整形無線通信系統(tǒng)中的信道估計，其中，(1)基于用于承載導(dǎo)頻的第二組非均勻間隔子帶以及(2)使用外插和/或內(nèi)插，獲得第一組P個均勻間隔子帶的初始頻率響應(yīng)估計。通過對初始頻率響應(yīng)估計進(jìn)行IFFT，獲得信道脈沖響應(yīng)估計?？梢詫⑿诺烂}沖響應(yīng)中的抽頭數(shù)截取為預(yù)定的抽頭數(shù)和/或進(jìn)行閾值處理?？梢曰诓僮髂Ｊ酱_定預(yù)定閾值。通過用零填充已處理的信道脈沖響應(yīng)并且對其進(jìn)行FFT變換，得到每個OFDM符號內(nèi)每種模式的最終頻率響應(yīng)估計。
文檔編號H04L25/02GK101171815SQ200680014836
公開日2008年4月30日 申請日期2006年3月1日 優(yōu)先權(quán)日2005年3月1日
發(fā)明者K·穆克維利, K·S·庫西諾, T·鄭 申請人:高通股份有限公司