專利名稱：：用于擴頻無線通信的分數(shù)間隔均衡器的制作方法
技術領域：
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背景技術：
：已開發(fā)出大量擴頻無線通信技術。例如，無線通信中使用的一個共用擴頻技術是碼分多址(CDMA)信號調(diào)制。在CDMA信號調(diào)制中，數(shù)個發(fā)送裝置可以通過共用擴頻射頻(RF)信道同時傳輸多個通信；不同的接收裝置可以使用CDMA代碼從擴頻RF信道抽取所述不同信號。對于CDMA信號調(diào)制來說，每一發(fā)送裝置均利用唯一的正交碼來將信息的每一位擴展成稱為"碼片"的二進制單位流。碼片通常被轉換成模擬基帶信號，隨后將其通過(例如)基帶信號在載波波形上的調(diào)制及可能上變頻到傳輸頻率來無線傳輸。在常規(guī)的CDMA擴展技術中，所述碼片通常是使用正交"沃爾什碼(WalshCode)"和偽噪聲(PN)碼來產(chǎn)生的。其他擴展技術可以使用正交可變擴展因數(shù)(OVSF)碼以促進將位擴展到碼片中。接收裝置從(例如)其他傳輸裝置或非CDMA發(fā)射器接收包含所傳輸碼片但還包含信道噪聲的載波波形。接收裝置將所接收的信號下變頻到基帶頻率，從載波波形抽取基帶信號并將基帶信號轉換成代表所述碼片的數(shù)字樣本。然后，接收裝置使用己知碼從所述碼片抽取信息位。例如，接收裝置可以實施解擴展及解覆蓋技術以將所述碼片解擴展為包括已編碼信息的位。然后，使用解調(diào)技術從所述位抽取已編碼信息。為處理多路徑現(xiàn)象，CDMA接收器構架通常實施所謂的"RAKE"接收器。RAKE接收器可被視為包含多個"查找器"的接收器，所述多個查找器以大量不同的時間延遲來抽取同一信號。所傳輸?shù)男盘?例如)可以沿循多個路徑到達接收裝置，且所述不同路徑可以引入不同的時間延遲。此外，多路徑信號的不同路徑會相對于多路徑信號的其他路徑創(chuàng)建噪聲。通過在不同時間延遲處界定RAKE查找器，RAKE接收器可以抽取同一信號的多個示例，且選擇最強路徑以供解調(diào)，或組合多個路徑以界定用于解調(diào)的信號。為處理多路徑噪聲和其他系統(tǒng)噪聲，已開發(fā)出均衡技術。均衡器通常在接收裝置處實施以過濾來自所接收信號的系統(tǒng)噪聲。均衡器大致為可變及自適應性濾波器，其過濾所接收的信號以移除不需要的信道噪聲。發(fā)生在所述均衡器處的過濾通常隨時間而在信道噪聲改變時發(fā)生改變。另外，均衡器在所接收信號的解調(diào)中可以充當主要角色。己經(jīng)用于CDMA通信的一種均衡設計類型是迫零均衡器。迫零均衡器反轉所期望的信道噪聲以移除與發(fā)送裝置相關聯(lián)的信道響應。具體來說，迫零均衡器可以根據(jù)以下等式來界定自適應性濾波1/(信道頻率響應)。這一方法可以充分考慮到由多路徑現(xiàn)象導致的噪聲和干擾，但不能充分考慮到來自其他通過同一信道進行通信的裝置(例如基站)的系統(tǒng)噪聲。出于這一原因，迫零均衡技術可能是低效的，特別是在信道具有極低增益時。在這種情況下，來自其他基站的系統(tǒng)噪聲實際上可能被迫零均衡器放大，這是非常不合需要的。己用于CDMA接收器中的另一均衡器類型稱為最小均方誤差(MMSE)均衡器。類似于迫零均衡器，MMSE均衡器反轉信道以移除與發(fā)送基站相關聯(lián)的信道響應。然而，與迫零均衡器不同的是，MMSE均衡器還考慮到信道方差，以減少或避免來自通過無線信道進行通信的其他源的噪聲被不合需要地放大。MMSE均衡器通常估計信道脈沖響應并估計信道方差。然后，MMSE均衡器基于所估計的信道脈沖響應和信道方差來選擇用于均衡的濾波器系數(shù)(過濾抽頭)。常規(guī)的MMSE均衡器通常假定濾波器系數(shù)史RAKE接收器的時間延遲的整數(shù)倍。所述時間延遲被界定為碼片間隔，且因此，常規(guī)MMSE均衡器中的濾波器系數(shù)被界定為碼片的整數(shù)倍。
發(fā)明內(nèi)容一般來說，本揭示內(nèi)容描述用于擴頻無線通信的均衡技術。所述技術可以涉及估計信道脈沖響應、估計信道方差、及基于所估計的信道脈沖響應和所估計的信道方差來選擇均衡器的濾波器系數(shù)。根據(jù)本揭示內(nèi)容，信道方差估計涉及估計不同接收樣本的兩個或兩個以上協(xié)方差。應注意，所述均衡器是"分數(shù)間隔"的，意指均衡器界定分數(shù)濾波系數(shù)(濾波器抽頭)，而不同于常規(guī)均衡器假設將濾波系數(shù)界定為整數(shù)碼片間隔。所述技術也可以允許均衡器考慮到天線分集，例如接收分集、發(fā)射分集或可能二者。在一個實施例中，本揭示內(nèi)容描述在擴頻無線通信系統(tǒng)中進行均衡的方法，其包括估計信道脈沖響應、通過計算不同接收樣本的兩個或兩個以上協(xié)方差來估計信道方差、及基于所估計的信道脈沖響應和所估計的信道方差來選擇均衡器的濾波器系數(shù)。在另一實施例中，本揭示內(nèi)容描述用于擴頻無線通信的均衡方法，其包括基于所估計的信道脈沖響應和所估計的信道方差來選擇兩個或兩個以上均衡濾波器、及基于天線分集來組合所述兩個或兩個以上均衡濾波器的輸出。在另一實施例中，本揭示內(nèi)容描述擴頻無線通信裝置，其包括接收器，其接收無線信號；及均衡器，其估計信道脈沖響應、通過計算所述信號的不同接收樣本的兩個或兩個以上協(xié)方差來估計信道方差、及基于所估計的信道脈沖響應和所估計的信道方差來選擇均衡器的濾波器系數(shù)。在另一實施例中，本揭示內(nèi)容描述用于擴頻無線通信裝置的均衡器，所述均衡器經(jīng)配置以基于所估計的信道脈沖響應和所估計的信道方差來選擇兩個或兩個以上均衡濾波器的濾波系數(shù)，并基于天線分集來組合所述兩個或兩個以上均衡濾波器的輸出。本文所述技術可實施于硬件、軟件、固件、或其任一組合中。如果實施為軟件，則所述技術可實施于包括程序碼的計算機可讀媒體中，所述程序碼在執(zhí)行于擴頻無線通信裝置中時會導致裝置執(zhí)行根據(jù)本文所述一個或一個以上技術的均衡。這些及其它實施例的其他細節(jié)列舉于附圖及下文說明中。根據(jù)所述說明及圖示和根據(jù)權利要求書，其他特征、目的和優(yōu)勢將變得顯而易見。圖1是圖解說明包含接收裝置的無線通信系統(tǒng)的框圖，所述接收裝置實施本文所述的均衡技術。圖2是包含實施本文所述均衡技術的裝置的系統(tǒng)的更詳細框圖。圖3是描繪包含均衡器的無線通信裝置的實施例的框圖，所述均衡器根據(jù)本揭示內(nèi)容的技術來過濾所接收信號。圖4是描繪均衡器的各種例示性級的一個例示性框圖。圖5A和5B是分別圖解說明可用于實施向量內(nèi)外積技術的硬件的框圖。圖6A-6C是分別圖解說明根據(jù)本揭示內(nèi)容的實施例針對不同分集情形被寫入存儲器的均衡器輸出的框圖。圖7是圖解說明可用于產(chǎn)生不同的共用導頻信道(CPICH)信號的CPICH產(chǎn)生單元的框圖。圖8-13是圖解說明其中產(chǎn)生不同的CPICH信號的不同情形的框圖。圖14是圖解說明塊大小為16的快速哈達瑪變換(FHT)的框圖，其中所述FTH可用于從均衡器中存儲的位中抽取所關注的數(shù)據(jù)。圖15-22是各種圖解說明可用于在均衡器中實施"向量內(nèi)外積"操作的構架的實例性框圖。圖23是用于在均衡器中為高速物理數(shù)據(jù)共享信道(HS-PDSCH)產(chǎn)生符號的構架的框圖。圖24是用于在均衡器中為高速共享控制信道(HS-SCCH)產(chǎn)生符號的構架的框圖。圖25是圖解說明CPICH信號在均衡器中(特別是針對接收分集和閉合回路發(fā)射分集(CLTD)二者)的產(chǎn)生的框圖。圖26是圖解說明基于從圖25的圖解說明產(chǎn)生的相應CPICH信號在均衡器中產(chǎn)生cpichCLTD的框圖。所述cpichCLTD是閉合回路發(fā)射分集的控制信號。圖27是圖解說明在均衡器中(尤其針對接收分集和空時發(fā)射分集(STTD))產(chǎn)生CPICH信號的框圖。圖28是圖解說明可用于在均衡器中針對接收分集(RxD)和閉合回路發(fā)射分集(CLTD)實施"向量內(nèi)外積"操作的構架的例示性框圖。圖29是圖解說明可用于在均衡器中針對接收分集(RxD)和空時發(fā)射分集(STTD)實施"向量內(nèi)外積"操作的構架的例示性框圖。具體實施例方式一般來說，本揭示內(nèi)容描述用于擴頻無線通信的均衡技術。所描述的均衡技術可以相對于常規(guī)的最小均方誤差(MMSE)均衡技術來改進均衡濾波。所述技術涉及估計信道脈沖響應、估計信道方差和基于所估計的信道脈沖響應和所估計的信道方差來選擇均衡器的濾波器系數(shù)。根據(jù)本揭示內(nèi)容的教示，所述均衡器是"分數(shù)間隔"的，其意指均衡器界定分數(shù)濾波系數(shù)(濾波器抽頭)。這種分數(shù)間隔的均衡器與假設濾波器系數(shù)是多路徑信號的時間延遲的整數(shù)倍的常規(guī)均衡器形成對比。具體來說，常規(guī)MMSE均衡技術以對應于碼片整數(shù)倍的間距來界定濾波器系數(shù)。為計算分數(shù)間隔均衡的信道方差，可能需要來自不同接收樣本的兩個或兩個以上協(xié)方差。例如，協(xié)方差可針對接收信號的奇數(shù)和偶數(shù)樣本來確定。然后，可以基于所估計的信道脈沖響應和針對奇數(shù)和偶數(shù)樣本確定的協(xié)方差來界定均衡器的濾波器系數(shù)。本文所述技術可以允許均衡器考慮到天線分集，例如接收分集、發(fā)射分集或可能二者。天線分集涉及無線通信，其中發(fā)射或接收裝置針對無線信號的發(fā)射或接收實施多個天線。發(fā)射分集涉及來自多個發(fā)射天線的信號傳輸。接收分集涉及使用多個接收天線的信號接收。圖1是圖解說明包含發(fā)送裝置12的無線通信系統(tǒng)10的框圖，發(fā)送裝置12通過通信信道15向接收裝置14發(fā)送擴頻無線通信。發(fā)送裝置12可以包括基站，且接收裝置14可以包括移動手機。或者，發(fā)送裝置12可以包括移動手機，而接收裝置可以包括基站。在任一情形中，接收裝置14均包含執(zhí)行如本文所述的均衡技術的均衡器16。例如，如下文概述，將均衡器16分數(shù)間隔。因此，均衡器16界定分數(shù)濾波系數(shù)(濾波器抽頭)。均衡器16可以根據(jù)不同接收樣本確定兩個或兩個以上協(xié)方差以計算信道方差。協(xié)方差可針對所接收信號的奇數(shù)和偶數(shù)樣本來確定。然后，可以基于所估計的信道脈沖響應和針對奇數(shù)及偶數(shù)樣本確定的協(xié)方差來界定均衡器16的濾波器系數(shù)。圖2是可以對應于圖1的系統(tǒng)10的系統(tǒng)20的更詳細框圖。圖2的系統(tǒng)20包含通過通信信道25向接收裝置24發(fā)送擴頻無線通信的發(fā)送裝置22。如圖2中顯示，發(fā)送裝置22可以包含脈沖成形器31。脈沖成形器31—般代表各種根據(jù)擴頻無線通信標準執(zhí)行基帶碼片在載波波形上的調(diào)制的單元或組件。發(fā)送裝置22還包含發(fā)射濾波器32。經(jīng)由通信信道25將信息從發(fā)送裝置22發(fā)送到接收裝置24。接收裝置24包含各種RF處理組件，例如加法器35和接收濾波器36。所圖解說明的對加法器的輸入"A^(，^廣代表均值為0和方差為02的噪聲。均衡器38具有能夠以分段碼片值處理輸入的可編程抽頭。接收裝置24還包含解成形器39，其一般代表執(zhí)行降頻轉換以根據(jù)頻譜無線通信標準從載波波形移除基帶碼片的單元或組件。應注意，發(fā)送裝置22處的數(shù)字-模擬轉換和接收裝置24處的模擬-數(shù)字轉換并未顯示于圖2中。發(fā)送裝置22處的數(shù)字-模擬轉換通常發(fā)生在發(fā)射濾波器32的濾波之前，而模擬-數(shù)字轉換通常發(fā)生在接收濾波器36的濾波之前。圖2中的符號說明復值碼片。發(fā)射器和接收器處的濾波通常以碼片速率的M倍完成，其中M代表每碼片的樣本數(shù)。然而，也可以使用其他濾波速率。信道脈沖響應可以對應于M倍的碼片速率間距。均衡器38具有被7fc/5kf間隔開的抽頭，其中7;代表單位為秒的碼片周期，且M代表每碼片的樣本數(shù)。以下表1概述在這一揭示內(nèi)容中使用的各種符號，及這些符號的對應說明<table>tableseeoriginaldocumentpage9</column></row><table>均衡器濾波器的輸出。每碼片一個條目。在對均衡器的輸入和均衡器的輸出之間存在固有的二次采樣。輸入包含每碼片M個符號，而輸出是每碼片一個符號。我們希望使得z(^7;〗在MMSE方向上接近4玎J。在接收器濾波之后的經(jīng)采樣噪聲(與發(fā)射器脈沖匹配)。自然地，這一離散時間隨機過程是相關的。,周均衡器濾波器系數(shù)。抽頭間距為r/M。均衡器的長度。為便利起見，L被假設為偶數(shù)。在信道理想時，在發(fā)射器和接收器濾波后的所接收信號的脈沖響應。這是具有過剩帶寬0.22的升高余弦頻譜的反向傅立葉變換的采樣。這還是兩個噪聲樣本w被WVM分開的(正規(guī)化)相關。在接收器濾波之前的噪聲標準偏差。Z，2Z，2Z+1分別為整數(shù)組、偶數(shù)整數(shù)組、和奇數(shù)整數(shù)組。再次參照圖l，對均衡器16的輸入可由下列代表:，、7乂且一般可以由以下等式給出!c、,其中^e忠.等式l需要識別實現(xiàn)所傳輸碼片的線性表達式;c(^;〗的MMSE，其中f是基于所接收的y流的符號的有限數(shù)。這導致了以下等式s眠)s2>W&」^f，其中"Z等式2濾波器終端可以是時間示例"r,和M7M，其中兩端均包含在內(nèi)。對于跨越L個抽頭的濾波器，量fl和&可以是(例如)a=-Z/2+』和&=Z/2。量c(fcr/Af〗構成均衡器濾波器系數(shù)。根據(jù)本揭示內(nèi)容，一個目標是將由以下方程式代表的均值方差最小化為執(zhí)行這一最小化，均衡器的碼片間距輸出非常重要，且因此目標時間示例f^也非常重要，其中f是整數(shù)。由下式給出的誤差應該與產(chǎn)生估計值的觀測值正交。換句話說，對于固定的-0，其中/=",+1,,,6，寧式3參照所述輸入的所有組件的統(tǒng)計值(對/^產(chǎn)生影響)、加擾序列的統(tǒng)計值和噪聲的統(tǒng)計值來應用這一期望。/^代表總的基站功率。上述方程式組可以針對固定的Wz被重寫為:0,其中_/=",0+/,.",&.等式4互相關項可以使用方程式1確定，如下::五賦)'賦)A等式5在產(chǎn)生方程式5的上述等式鏈中，通過使用等式1且用fMj置換&來得出第一等式。由于所傳輸符號;c〖^)獨立于噪聲序列vv且在n不等于f時與;c(nrj不相關(因為加擾序列是具有零均值的i丄d(獨立且恒等分布)序列)來得出第二等式。由于所傳輸符號;^2;〗對不同的正交可變擴展因子(OVSF)碼包括獨立的零均值數(shù)據(jù)來得出第三等式。此外，自相關項可被估計如下<formula>formulaseeoriginaldocumentpage12</formula>等式6導出等式6的上述等式系列可以獲得如下。通過等式1的替換來得出第一等式，其中在第一y項中用fMJ置換/t，且在第二3^項中用fM:/'置換L由于相位成形濾波器輸入端處的信號；c^7;〗獨立于由信道添加的噪聲而得出第二等式。由于加擾序列是具有均值0的i.i.d，得出第三等式中的第一項且因此五(^(《)"*0《)]=^(-柳)，(即;^"7W與單元能量不相關)。因此，二重求和(對M和m)成為單次求和(對m)。由于這是經(jīng)接收器根升余弦波形過濾的白噪聲的結果而得出第二項。通過設定Z=f-m且通過觀察H可時通過整數(shù)(m也是如此)來獲得最后一等式。((fo-fl+"2元素的)方陣A和/可被界定為等式7粉S^-對咖-f及辨參一,(^^〕.等式4中的正交條件則可表達為,C^)+:CM;)〗《(爭)"〔，，其中/頃《這以矩陣形式等價表示為等式8等式9<formula>formulaseeoriginaldocumentpage13</formula>等式10為證明等式IO具有直觀意義，人們可考慮在M-7時(針對碼片間隔均衡器)噪聲占優(yōu)勢(即/+A蘭(72/)的特定情況。在這一情形中，明顯看出c與A，-w〗成比例，即匹配信道脈沖響應的分級濾波器。應注意，僅在將寫入濾波器時寫入向量c，伹以時間逆轉次序寫入等式10右側上含有/t的的向量。參照等式IO可以做出數(shù)個關鍵觀測。首先，A和/是埃爾米特矩陣(Hermitianmatrix)。這些可以從等式7和等式8輕松驗證，且r序列的特性是均衡且有效的。第二，A—般不是托布里茲矩陣(Toeplitzmatrix)。為證明這一點，僅令A/二2，并假設AWW和A(7,/〗。這些由下式給出<formula>formulaseeoriginaldocumentpage13</formula>第一個量是復合信道響應的準時組件的能量(其中復合信道是發(fā)射器、濾波器、信道和接收器濾波器合在一起)。第二個量是復合信道響應的早期組件的能量。這兩個元素不必相同。導致A的非Toeplitz特性的關鍵因素是碼片;c進入脈沖成形濾波器的M個輸入序列的非平穩(wěn)(更精確地說，非廣義平穩(wěn))特性。因此，對均衡器濾波器的所述輸入的M個階段中的每一者均具有不同統(tǒng)計值。針對其中M-2的情形，A(/，W可簡化如下。對于<formula>formulaseeoriginaldocumentpage13</formula>量A。(/'-W可被界定為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage13</formula>同樣，對于量A;(/'-W可被界定為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage13</formula>量^(/-^代表分開(/-^772秒的樣本相關性，其中開始地址對應于準時樣本。量A力-W代表以(Z-W7y2秒分開的樣本相關性，但開始地址對應于早期樣本。如果假設fl是奇數(shù)且假設辦是偶數(shù)，則矩陣A專用于以下形式上述矩陣的對角元素針對M=2的情形而交替。一般來說，對角元素以周期性M來重復。由于矩陣不再是Toeplitz，則在使用頻率域均衡時必須注意。為實現(xiàn)這一目的，可將所述矩陣分解為4個較小的Toeplitz矩陣，且所述4個較小的Toeplitz矩陣可用于執(zhí)行頻率域均衡。如S.U.HQureshi的"自適應性均衡(AdaptiveEqualization)"(Proceedingsofthe正EE，第73巻，第9號，1349-1387頁，1985年9月)中所述，在多余帶寬小于1的系統(tǒng)中(應注意，WCDMA系統(tǒng)中的脈沖寬度具有多余帶寬為0.22)，即使在不存在噪聲時，對應于有限數(shù)量個均衡器抽頭的相關矩陣也是滿秩的。因此，即使在高等幾何的條件下，最小均方(LMS)算法將會聚到唯一解決方案。再次參照圖1，在接收裝置14的均衡器16中，以7V2間距(即M=2)獲得相關性和信道脈沖響應，這會導致均衡器16的濾波具有分數(shù)抽頭間距。如上文列舉，在/t是整數(shù)時，W《一27《及—，).余，』是不同的。第一個量對應于準時開始地址，且第二個量對應于早期開始地址。因此，均衡器16非常需要能夠返回以下各量的估計值4)C/')+及c/)節(jié)d柳+及c;),for戶o，i，…這些值估計如下(其中八符號標識估計值而不是真實值)'U/)+勿)-i;載)V〔《-f)]，fW-0,1，.,，for/=0,1,...,6—仏如在上述這些等式中直接可以觀察到，開始地址針對所述兩個估計值偏移一個半<formula>formulaseeoriginaldocumentpage14</formula>碼片。此外，對S的積聚以碼片間距為單位。最后，積聚長度是可以被編程設定的參數(shù)。將這一積聚長度設定為256的倍數(shù)。這還可以提供矩陣4+7的對角元素的改進估計值。量2吖6-fl+^)描述對均衡器的輸入的相關矩陣。具體來說，這一量描述A+Z矩陣的下三角部分。所述矩陣的上三角部分可以自動確定，因為A和/二者都是Hermitian矩陣。在一個實施方案中，均衡器16的功能性實施于軟件和硬件中。軟件可以執(zhí)行于數(shù)字信號處理器(DSP)上(未圖解說明于圖1中)，所述數(shù)字信號處理器甚至將在地址r7;處開始的相關積聚編程。在這一情形中，均衡器16中的硬件可以返回對應于兩組估計值，所述兩組估計值對應于用于以下給出的第一子組相關性對開始地址^;的積聚及用于以下給出的第二子組相關性對開始地址r/2的積聚對于均衡器16的替代第二實施方案，在所述DSP上執(zhí)行的軟件可以通過對第一次的開始地址f7;和第二次的開始地址f7>7V2進行編程來兩次觸發(fā)相關性。均衡器16中的硬件可以相依于所編程的開始地址是對應于"準時"還是"早期"樣本而返回或在這一情形中，DSP將兩個任務編程以獲得與在上述第一實施方案中相同的信息。在任一情形中，硬件還可以用于根據(jù)常規(guī)信道脈沖響應估計技術來估計信道脈沖響應。在DSP上執(zhí)行的軟件還可以通過考慮相關矩陣不是To印litz矩陣而是可以被分成4個Toeplitz子矩陣的事實來利用相關矩陣。然后，如果需要，可以開發(fā)Toeplitz子矩陣以實施頻率域均衡。如上文提及，本文所述均衡技術能夠處理天線分集。此外，天線分集涉及無線通信，其中發(fā)射或接收裝置為無線信號的發(fā)射或接收實施多個天線。發(fā)射分集涉及來自多個發(fā)射天線的信號傳輸。接收分集涉及使用多個接收天線接收信號。對于發(fā)射分集，假設導頻和數(shù)據(jù)信道是碼分多址的(如在WCDMA系統(tǒng)中)。兩個不同天線上的導頻圖案可以允許搜索器在從發(fā)射器到接收器的路徑上識別信道的脈沖響應。確切地說，共用導頻信道(CPIGH)上的圖案可能如下<formula>formulaseeoriginaldocumentpage16</formula>上文代表的每一符號(1或-l)都是256碼片符號，其乘以(7+p以產(chǎn)生復值(隨后將其加擾)。在一個幀中可能存在150個符號。應注意，所述150個符號中的周期可能是4，且/56>^0￡)4=2。因此，上一圖案可能未完成，且上一圖案可以在幀的開始時重設。在閉合回路發(fā)射器分集中，第二天線(Am7)上的數(shù)據(jù)可以相對于第一天線(Anrt)上的數(shù)據(jù)具有恒定的相位偏移。這一相位偏移可以按每時槽一次的速率改變。以下表達式被標識為來自兩個不同天線的組合傳輸。然后，令諷,代表從發(fā)射器天線a到接收器(在這一實例中假設為單個天線接收器)的信道響應。然后，由下式給出所接收信號<formula>formulaseeoriginaldocumentpage16</formula>等式11所述兩個發(fā)射器天線上的數(shù)據(jù)信號的相位偏移可經(jīng)設定以排列數(shù)據(jù)來使接收器處的數(shù)據(jù)信號互相增強。因此，使一個均衡器經(jīng)配置以產(chǎn)生且另一均衡器經(jīng)配置以產(chǎn)生其在MMSE意義中不是正確的標準。這是因為，在執(zhí)行均衡時，指示在信道之間存在相位偏移的信息被丟失，且數(shù)據(jù)需要重新排列以作補償。令^ar/M^代表通過第o個天線傳輸?shù)陌氪a片數(shù)據(jù)組件，且令6v^drnyM^代表通過第i個天線傳輸?shù)陌氪a片數(shù)據(jù)組件。在這一情形中，目標是以碼片間距將最小化，其中^rc油等式2給出，c由Q置換，其中下標d代表經(jīng)配置以按MMSE意義產(chǎn)生實際數(shù)據(jù)的濾波器。等式3的正交原則可能需要以類似于等式5的方式對截項進行估計。這由下式給出<formula>formulaseeoriginaldocumentpage17</formula>在上述等式鏈中，通過使用等式11而用fM-_/置換A來得出第一等式。由于所傳輸符號浙rj獨立于噪聲序列w，且在n不等于t時與;cfl(Virj不相關(a=CU)而得出第二等式，因為加擾序列是具有零均值的i.i.d序列。由于所傳輸符號浙f7;j包括不同OVSF碼上的獨立零均值數(shù)據(jù)而得出第三等式。此外，這一數(shù)據(jù)在所述兩個天線上的權數(shù)是l和w;。所述自共變矩陣可被標識為A+i，恰如上文所概述。A和i相依于和w的方式將不同，但這并不重要，因為人們可以估計自共變并使用這一經(jīng)估計矩陣來獲得均衡器濾波器。所要解決的最終矩陣等式是<formula>formulaseeoriginaldocumentpage17</formula>應強調(diào)，等式12中的A矩陣可能不同于等式10中的A矩陣。在這一點處，需要在時間f處(即;^rj)均衡導頻碼片。需要這一點以補償任何接收器引起的相位偽影，且在均衡之后執(zhí)行?？墒褂妙愃朴谏衔母攀黾夹g的技術以將<formula>formulaseeoriginaldocumentpage17</formula>五最小化，其中^是經(jīng)均衡的導頻序列。獲得類似于等式12的以下等式:<formula>formulaseeoriginaldocumentpage18</formula>等式13其中MV是針對所關注碼片而相對于天線0在天線1上的導頻權數(shù)。這相依于10毫秒幀內(nèi)的256個碼片相位而是1或-1。根據(jù)這一權數(shù)，均衡器濾波器由c^,代表，其中使用/=0或7，其中c代表均衡濾波器權數(shù)(抽頭)，p代表導頻且Z代表發(fā)射天線數(shù)。應注意，使用兩組滿足以下等式(/=0,/)的均衡器組件濾波器?？梢酝瑫r實現(xiàn)數(shù)據(jù)和導頻均衡<formula>formulaseeoriginaldocumentpage18</formula>以下等式根據(jù)組件濾波器c。和。提供數(shù)據(jù)和導頻均衡器系數(shù)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage18</formula>及<formula>formulaseeoriginaldocumentpage18</formula>其中Wp，,是1或-1。為實現(xiàn)導頻和數(shù)據(jù)均衡器濾波器二者的輸出，均衡器16(圖l)可以調(diào)動經(jīng)編程的數(shù)字信號處理器(DSP)以實施組件濾波器Q)和q。同一數(shù)據(jù)可被過濾兩次(數(shù)據(jù)和導頻濾波器的每一者各一次)且可基于閉合回路傳輸分集(CLTD)權數(shù)而被放在一起。<formula>formulaseeoriginaldocumentpage18</formula>的縮放比例應該已經(jīng)包含。類似地，導頻將基于幀內(nèi)符號的導頻權數(shù)而被放在一起。向量內(nèi)外積塊在均衡后將具有對導頻能量范圍的額外業(yè)務。確切地說，替代<formula>formulaseeoriginaldocumentpage18</formula>向量內(nèi)外積塊在均衡之后具有比例縮放鄰摘卩J)，其可在向解調(diào)器后端發(fā)送信號之前補償所述比例縮放。圖3是描繪無線通信裝置50的一個實施例的框圖，其中無線通信裝置50包含對所接收信號進行過濾的均衡器60。無線通信裝置50可以包含一個或一個以上接收擴頻無線信號的天線52。如本文概述，所描述的均衡技術可經(jīng)實施以處理天線分集或無分集。無線通信裝置50可以特征化為具有前端51和后端61。前端51包含RF模擬處理組件54，以對所接收信號執(zhí)行任何必要或必需的模擬處理。前端51還包含模擬-數(shù)字轉換器56，以將所接收信號轉換為數(shù)字樣本。均衡器60實施本文所述的一個或一個以上均衡技術。確切地說，均衡器60可經(jīng)配置以估計信道脈沖響應，通過計算不同接收樣本的兩個或兩個以上協(xié)方差來估計信道方差，及基于所估計的信道脈沖響應和所估計的信道方差來選擇均衡器的濾波器系數(shù)。均衡器60可以被分數(shù)間隔，以按一個半碼片將濾波器抽頭分開。后端61包含各種可用于處理由前端51產(chǎn)生的符號的組件。在一個實例中，后端61包含用以移除施加到所述數(shù)據(jù)的任何交錯的解交錯器、用以執(zhí)行解速率匹配的解速率匹配單元和用以將數(shù)據(jù)解碼的解碼器。對于正交放大調(diào)制，最小似然比(LLR)抽取可以由后端61在解交錯之前執(zhí)行。在任一情形中，數(shù)字信號處理器(DSP)可以用于根據(jù)擴頻解調(diào)來實施后端61技術。在某些實施例中，在后端61中實施的DSP可由均衡器60調(diào)動以執(zhí)行均衡的各個方面。圖4是描繪均衡器70的各例示性級的一個例示性框圖。圖4中顯示的級通常跟隨有在后面的圖中顯示的其他級。因此，均衡器70—般可以對應于由均衡器60所執(zhí)行的均衡的早期級(圖3)。盡管在圖4上圖解說明例示性位長度，但可在需要時針對實施方案改變位長度。同樣地，下文所述的許多其他圖示圖解說明例示性位長度。然而，這些可能針對其他實施方案而改變。樣本服務器72—般代表在模擬-數(shù)字轉換之后存儲樣本的存儲器的一部分。旋轉器73取消所接收樣本中的頻率誤差并將其轉發(fā)到向量內(nèi)外積塊74。向量內(nèi)外積塊74和求和單元75可被一起視為均衡器70的濾波器。向量內(nèi)外積塊74執(zhí)行向量內(nèi)外積操作，其中圖5A和圖5B分別圖解說明可用于解決下式的硬件為硬件便利起見，可以使用對稱飽和，即范圍可以總是為H2A(X-7〗-"(^Y^-7〗-7)7，其中《代表在飽和之后使用的位數(shù)。如圖5A中顯示，乘積實數(shù)單元84包含兩個乘法器單元85、86，其接收相應的輸入(如顯示)并產(chǎn)生由加法器單元87將其彼此相減的輸出。如圖5B中顯示，乘積虛數(shù)單元94包含兩個乘法器單元95、96，其接收相應輸入(如顯示)并產(chǎn)生由加法器單元97將其彼此相加的輸出。再次參照圖4，求和單元將超過64個抽頭相加，盡管也可以界定更多或更少個抽頭。可編程舍入單元76根據(jù)實施方案來執(zhí)行舍入(在這一實例中，舍入位在[3...13]的范圍內(nèi))。飽和單元77對所述信號執(zhí)行飽和，且解加擾單元78使用已知碼將所述信號解加擾。均衡器輸出盒79—般代表均衡器70的輸出，其可以存儲在存儲器中?？梢葬槍εc不同分集情形相關聯(lián)的不同均衡器輸出來界定不同的存儲器地址。圖6A-6C是分別圖解說明根據(jù)這一揭示內(nèi)容的實施例針對不同分集情形寫入存儲器中的均衡器輸出的框圖。確切地說，圖6A圖解說明無分集的情形，即發(fā)送裝置和接收裝置各自具有單個(無區(qū)分)天線。圖6B圖解說明接收(Rx)分集的情形，即接收裝置具有兩個或兩個以上接收天線。圖6C圖解說明發(fā)射(Tx)分集的情形，即發(fā)射裝置具有兩個或兩個以上發(fā)射天線。對于移動單元，分集情形(Tx、Rx或無分集)可由通信基站識別給移動單元。然后，所述移動單元可以根據(jù)由基站識別的分集狀態(tài)來操作。如從圖6A-6C中可以了解，如本文所述的無線通信裝置可以包含均衡器，所述均衡器經(jīng)配置以針對無分集(圖6A)而以第一方式組合所述兩個或兩個以上均衡濾波器的輸出，針對其中向無線通信裝置發(fā)送信號的發(fā)送裝置包含多個發(fā)射天線的發(fā)射分集(圖6C)以第二方式組合所述兩個或兩個以上均衡濾波器的輸出，及針對其中無線通信裝置包含多個接收天線的接收分集(圖6B)以第三方式組合所述兩個或兩個以上均衡濾波器的輸出。對于無分集，如圖6A中顯示，標識為102的均衡器輸出0僅被寫入標識為104的存儲器位置(均衡器組合器RAM)。對于接收分集，如圖6B中顯示，再次標識為102的均衡器輸出0與標識為106的均衡器輸出1組合。確切地說，如圖6B中顯示，標識為102的均衡器輸出0存儲在標識為104的均衡器組合器RAM中。然后，加法器105將標識為106的均衡器輸出1與均衡器組合器RAM0的內(nèi)容求和，單元107在將其存儲回均衡器組合器RAM0之前將其飽和到8位。對于發(fā)射分集，如圖6C中顯示，標識為102的均衡器輸出0存儲在標識為104的均衡器組合器RAMO中，而標識為106的均衡器輸出1存儲在標識為108的均衡器組合器RAMO中。圖7是圖解說明用于產(chǎn)生不同共用導頻信道(CPICH)信號的CPICH產(chǎn)生單元120的框圖。CPICH產(chǎn)生單元可以形成均衡器60的一部分(圖3)。均衡器RAM110一般代表在圖6A-6C中標識為104的均衡器RAM0或在圖6C中標識為108的均衡器RAMl的任一者。如下文更詳細概述，不同的CPICH信號可以基于分集來產(chǎn)生。此外，在移動單元的范圍內(nèi)，分集已知為基站將這一信息連通到移動單元。cpichDMA、cpich256、cpichPri512和cpichDiv512各自涉及可由單元120產(chǎn)生的不同CPICH信號。不同的CPICH信號可用于不同的天線分集情形，如下文更詳細概述。cpichDMA以所有模式產(chǎn)生并發(fā)送到解調(diào)器，例如解調(diào)器65(圖3)。如果"分集導頻(diversityPilot)"符號不在則產(chǎn)生cpich256。如果"分集導頻"符號存在則產(chǎn)生cpichPri512和cpichDiv512。應注意，即使高速共享控制信道(HS-SCCH)或高速物理數(shù)據(jù)共享信道(HS-PDSCH)均不使用發(fā)射分集，也可能存在"分集導頻"符號。如圖7中顯示，均衡器RAM110向CPICH產(chǎn)生單元120提供輸入。CPICH產(chǎn)生單元120包含OVSF解擴展單元122，其應用正交可變擴展因子(OVSF)以將輸入乘以代碼來促進導頻信道的積聚。積聚器124對(例如)256個樣本進行積聚以恢復導頻信道。積聚器124的輸出對應于cpichDMA。為產(chǎn)生cpich256，旋轉器126將積聚器124的輸出旋轉45°。然后，舍入單元128對旋轉器126的輸出進行舍入以移除4位，并由飽和單元130將其飽和到10位。飽和單元130的10位輸出是cpich256。然而，以各種級產(chǎn)生CPICH信號的位長度再次可能不同于其他實施方案。cpichPri512和cpichDiv512信號用于發(fā)射分集狀態(tài)，如下文更詳細描述。為產(chǎn)生cpichPri512，將旋轉器126的輸出發(fā)送到蝶形加法器132，其添加一對連續(xù)CPICH信號以取消與第二發(fā)射天線相關聯(lián)的信號部分，藉此保留僅所述信號與第一發(fā)射天線相關聯(lián)的部分。然后，舍入單元134對蝶形加法單元132的輸出進行舍入以移除5位，并由飽和單元136將其飽和到10位。飽和單元136的所述10位輸出是cpichPri512。為產(chǎn)生cpichDiv512，向蝶形減法單元138發(fā)送旋轉器126的輸出，蝶形減法單元138減去一對連續(xù)CPICH信號以取消所述信號與第一發(fā)射天線相關聯(lián)的部分，藉此保留僅所述信號與第二發(fā)射天線相關聯(lián)的部分。然后，舍入單元140對蝶形減法單元138的輸出進行舍入以移除5位并由飽和單元142飽和到10位。飽和單元142的所述10位輸出是cpichDiv512。圖8-13是圖解說明其中產(chǎn)生不同CPICH信號的不同情形的框圖。圖8-13中描繪的某些或所有情形可由均衡器60來實施(圖3)。如圖8中顯示，當在移動單元處未檢測到發(fā)射(Tx)分集導頻符號時，均衡器組合器RAMO(104)向CPICH產(chǎn)生單元120提供輸入，CPICH產(chǎn)生單元120產(chǎn)生及輸出cpich256。如圖9中顯示，當存在發(fā)射(Tx)分集導頻符號但不存在用于用戶設備(UE)的空時發(fā)射分集(STTD)或閉合回路發(fā)射分集(CLTD)時，產(chǎn)生及使用cpichPri512。UE—般涉及移動裝置，即用戶設備。在這一情形中，組合器RAM0(104)向CPICH產(chǎn)生單元120提供輸入，CPICH產(chǎn)生單元120產(chǎn)生及輸出cpich512。如圖10中顯示，在使用空時發(fā)射分集(STTD)時，針對第0個發(fā)射天線產(chǎn)生cpichPri512且針對第一個發(fā)射天線產(chǎn)生cpichDiv512。如圖所示，在這一情形中，均衡器組合器RAM0(104)對應于針對發(fā)射天線0對CPICH產(chǎn)生單元120的輸入，且均衡器組合器RAM1(108)對應于針對發(fā)射天線1對CPICH產(chǎn)生單元120的輸入。CPICH產(chǎn)生單元120使用這些相應輸入為第0個發(fā)射天線產(chǎn)生cpichDiv512及為第1個發(fā)射天線產(chǎn)生cpichDiv512。如圖11中顯示，對于接收(Rx)分集，可以使用對圖7中所例示組件的輕微修改來組合兩個對應于兩個接收天線的輸入來產(chǎn)生單個cpich256。在這一情形中，均衡器輸出0(見圖6B，102)對應于接收(Rx)天線0，且均衡器輸出1(見圖6B，106)對應于接收(Rx)天線l。這些相應輸入各自被提供給CPICH產(chǎn)生單元120，CPICH產(chǎn)生單元120為每一輸入產(chǎn)生cpichDMA。然后，旋轉器141、143將每一相應cpichDMA旋轉45°，并由加法器144將旋轉器141、143的輸出加在一起。舍入單元146對加法器144的輸出進行舍入以移除4位，且隨后由飽和單元148將其飽和到10位。針對接收分集的情況，飽和單元148的輸出包括cpich256。圖12圖解說明具體針對閉合回路發(fā)射分集(CLTD)以2遍式模式產(chǎn)生CPICH信號。2遍式模式涉及其中你將數(shù)據(jù)均衡兩次的模式，每次針對兩個發(fā)射天線中的每一者。如上文顯示，針對CLTD,均衡器組合器RAM0(104)與發(fā)射(Tx)天線0相關聯(lián)，且均衡器組合器RAM1(108)與發(fā)射(Tx)天線1相關聯(lián)。CPICH產(chǎn)生單元120使用這些相應輸入來針對第0個發(fā)射天線產(chǎn)生cpichPri512和cpichDiv512，且針對第1個發(fā)射天線產(chǎn)生單獨的cpichPri512和cpichDiv512。圖13是基于從圖12的說明中產(chǎn)生的相應CPICH信號來圖解說明cpichCLTD的、產(chǎn)生的圖示，cpichCLTD是閉合回路發(fā)射分集的控制信號。應注意，圖13圖解說明針對"2遍式模式"的CPICH信號的產(chǎn)生。對于1遍式模式中的CLTD，圖13的分支對應于cpichPri512Txl，且cpichPri512Txl可被消除。如文中標記，圖13的輸入是圖12的輸出。如圖顯示，加法器160將cpichPri512Tx0和cpichDiv512Tx0相加，且使用乘法器162將總和乘以w0。變量w0涉及發(fā)射天線0的閉合回路發(fā)射分集權數(shù)。以類似方式，加法器164將cpichPri512Txl和cpichDiv512Txl相加，且使用乘法器166將總和乘以wl。變量wl涉及發(fā)射天線的閉合回路發(fā)射分集權數(shù)。使用加法器168將乘法器162和166的輸出加到一起。然后，將加法器168的輸出饋送到可編程舍入單元170，舍入單元170在這一實例中可在[8，9]的范圍內(nèi)編程以舍入8位或9位。然后，飽和單元172將單元170的輸出飽和到10位。飽和單元172的輸出包括用于閉合回路發(fā)射分集的CPICH信號，即cpichCLTD。圖14是圖解說明如何使用均衡器組合器RAM180的內(nèi)容來從所存儲位中抽取所關注數(shù)據(jù)的框圖。圖14中圖解說明的構架可以形成圖3的均衡器60的一部分。均衡器組合器RAM180可以對應于均衡器組合器RAM0(104)或均衡器組合器RAM0(108)中的任一者。同一硬件可以用于從存儲于兩個存儲器位置中的位中抽取數(shù)據(jù)。如圖顯示，均衡器組合器RAM180向FHT16(182)提供輸入，F(xiàn)HT16(182)執(zhí)行數(shù)據(jù)位的抽取。FHT16是塊大小為16的快速哈達瑪變換(FHT)單元。如圖顯示，F(xiàn)HT16(182)包含OVSF解擴展單元184、積聚超過16個循環(huán)的積聚器186、舍入1位的舍入單元188及飽和到9位的飽和單元190。FHT16(182)的輸出是數(shù)據(jù)16，其代表高速物理數(shù)據(jù)共享信道(HS-PDSCH)信道上的單個調(diào)制符號。"向量內(nèi)外積"操作通常執(zhí)行于這種數(shù)據(jù)上以取消由信道引入的隨機相位變化。圖15-22是圖解說明可用于實施"向量內(nèi)外積"操作的構架的各種例示性框圖。此外，這種向量內(nèi)外積操作在均衡期間用于數(shù)據(jù)以取消由信道引入的隨機相位變化。圖15-22中所描繪的某些或全部構架可以形成圖3的均衡器60的一部分。圖15是圖解說明可用于在信道上不存在分集導頻時實施"向量內(nèi)外積"操作的構架的例示性框圖。如圖15中顯示，均衡器組合器RAM180向FHT16(182)提供輸入，F(xiàn)HT16(182)執(zhí)行數(shù)據(jù)位的抽取，例如如參照上文圖14所解釋。向乘法器200提供FHT16(182)的輸出，乘法器將FHT16(182)的輸出乘以cpich256的共軛。舍入單元202對乘法器200的輸出進行舍入以移除7位，并由飽和單元204將其飽和到9位。飽和單元204的輸出是用于無分集情形的符號，其存儲于符號緩沖器206中。存儲在符號緩沖器206中的任何符號均可被轉發(fā)到后端(例如圖3中顯示的后端61)以供解交錯、解速率匹配和解碼。圖16是圖解說明可用于在存在分集導頻但不存在用于UE的空時發(fā)射分集(STTD)或閉合回路發(fā)射分集(CLTD)時實施"向量內(nèi)外積"操作的構架的例示性框圖。圖16非常類似于圖15，且在某些實施例中，可以使用相同組件來執(zhí)行乘法、舍入、飽和及符號緩沖。然而，這些組件會在圖15和16中以不同方式標記。如圖16中顯示，均衡器組合器RAM180向FHT16(182)提供輸入，F(xiàn)HT16(182)執(zhí)行數(shù)據(jù)位的抽取，例如如參照上文圖14來解釋。向乘法器210提供FHT16(182)的輸出，乘法器210將FHT16(182)的輸出乘以cpichPri512的共軛。舍入單元212對乘法器210的輸出進行舍入以移除7位，并由飽和單元214將其飽和到9位。當存在分集導頻但不存在用于UE的空時發(fā)射分集(STTD)或閉合回路發(fā)射分集(CLTD)時，將飽和單元214的輸出存儲在符號緩沖器216中作為用于所述情形的符號。存儲在符號緩沖器216中的任何符號都可以被轉發(fā)到后端(例如圖3中顯示的后端61)以供解交錯、解速率匹配和解碼。圖17是圖解說明可用于針對2遍式閉合回路發(fā)射分集(CLTD)實施"向量內(nèi)外積"操作的構架的例示性框圖。如圖16中顯示，均衡器組合器RAMO(104)和均衡器組合器RAM1(108)各自在不同時間向FHT16(182)提供輸入，或所述構架可以為來自兩個RAM輸入的數(shù)據(jù)同步產(chǎn)生而復制FHT16(如182A和182B所例示)。用于來自均衡器組合器RAMO(104)的輸入的FHT16(182A)輸出最初存儲在符號緩沖器220中。然后，加法器222把用于來自均衡器組合器RAM0(104)的輸入的FHT16(182A)輸出添加到符號緩沖器220的這一臨時內(nèi)容，并由飽和單元224將其飽和到9位。乘法器226將飽和單元224的輸出乘以cpichCLTD的共軛。舍入單元228對乘法器226的輸出進行舍入以移除7位，并由飽和單元229將其飽和到9位。然后，將飽和單元229的輸出存儲到符號緩沖器220中作為用于2遍式閉合回路發(fā)射分集(CLTD)的符號?？梢宰⒁獾剑糜趤碜跃馄鹘M合器RAMO(104)的輸入的FHT16(182A)輸出由符號緩沖器220中的單元229的輸出置換。然后，可以將存儲在符號緩沖器220中的任何符號轉發(fā)到后端(例如圖3中顯示的后端61)以供解交錯、解速率匹配和解碼。圖18是圖解說明可用于針對空時發(fā)射分集(STTD)實施"向量內(nèi)外積"操作的構架的例示性框圖。如圖18中顯示，均衡器組合器RAM0(104)和均衡器組合器RAM1(108)各自向FHT16(182A)和FHT16(182B)提供輸入，F(xiàn)HT16(182A)和FHT16(182B)可以是依序處理不同數(shù)據(jù)的相同組件，或如圖14中所例示的FHT16(182)的復制版本。將FHT16(182A)的輸出饋送到乘法器230，乘法器230將FHT16(182A)的輸出乘以cpichPri512Tx0的共軛。舍入單元232對乘法器230的輸出進行舍入以移除7位，并由飽和單元234將其飽和到9位。飽和單元234的輸出最初存儲在符號緩沖器220中。將FHT16(182B)的輸出饋送到乘法器238，乘法器238將FHT16(182B)的輸出乘以cpichDiv512Txl的共軛。舍入單元240對乘法器238的輸出進行舍入以移除7位，并由飽和單元242將其飽和到9位。共軛(Conj)單元244產(chǎn)生飽和單元242的輸出的共軛，其一般涉及對復數(shù)的虛數(shù)部分求反。然后，加法器/減法器246使最初存儲在符號緩沖器236中的數(shù)據(jù)(來自飽和單元234)與共軛單元244的輸出相組合。然后，在將加法器/減法器246的輸出存儲到符號緩沖器236中作為空時發(fā)射分集的符號之前，由飽和單元248將其飽和到9位。加法器/減法器246(即加法或減法)的功能是基于輸入的實數(shù)或虛數(shù)性質。減去實數(shù)組分，而增加虛數(shù)組分。這相對于圖18的界定復數(shù)乘法的構架。在任一情形中，然后可以將符號緩沖器236中的任何符號轉發(fā)到后端(例如圖3中顯示的后端61)以供解交錯、解速率匹配和解碼。圖19是圖解說明可用于針對1遍式閉合回路發(fā)射分集(CLTD)實施"向量內(nèi)外積"操作的構架的例示性框圖。如圖19中顯示，均衡器組合器RAM180向FHT16(182)提供輸入，F(xiàn)HT16(182)執(zhí)行數(shù)據(jù)位的抽取，例如如參照上文圖14所解釋。向乘法器260提供FHT16(182)的輸出，乘法器260將FHT16(182)的輸出乘以cpichCLTD的共軛。舍入單元262對乘法器260的輸出進行舍入以移除7位，并由飽和單元264將其飽和到9位。飽和單元264的輸出是用于1遍式閉合回路發(fā)射分集的符號r且存儲在符號緩沖器266中。被存儲在符號緩沖器266中的符號可以被轉發(fā)到后端(例如圖3中顯示的后端61)以供解交錯、解速率匹配和解碼。圖20-22是圖解說明可用于對數(shù)據(jù)實施"向量內(nèi)外積"操作以取消由信道引入的隨機相位變化的均衡器構架的其他框圖。圖20-22中圖解說明的SCCH寄存器一般是用于為共享控制信道存儲符號的存儲器。發(fā)生8次取樣以允許SCCH借助將SCCH產(chǎn)生分解為8個每塊具有16個位的單獨塊的實施方案來使用128個碼片的擴展因子。使用FHT16來處理每一個塊，且將結果一起相加或相減。在這一情形中，加法或加法相依于給定符號的HS-SCCHOFSF碼號。一般來說，術語SCCH和HS-SCCH在這一揭示內(nèi)容中同義使用。圖20是圖解說明涉及其中存在無分集導頻的情形的均衡器構架的框圖。如圖20中顯示，均衡器組合器RAM180向FHT16(182)提供輸入，F(xiàn)HT16(182)執(zhí)行數(shù)據(jù)位的抽取，例如如上文參照圖14所解釋。向乘法器300提供FHT16(182)的輸出，乘法器300將FHT16(182)的輸出乘以cpich256的共軛。舍入單元302對乘法器300的輸出進行舍入以移除7位，并由飽和單元304將其飽和到9位。使用加法器/減法器306將飽和單元304的輸出積聚8個循環(huán)，其中加法或減法相依于給定符號的HS-SCCHOFSF碼數(shù)。針對其中存在無分集導頻的情形，這一積聚的最終結果包括HS-SCCH共享控制信道符號，且存儲在共享控制信道(SCCH)寄存器308中。存儲在SCCH寄存器308中的任何符號可被轉發(fā)到后端(例如圖3中顯示的后端61)以供解交錯、解速率匹配和解碼。圖21是圖解說明涉及其中存在分集導頻但不存在用于UE的空時發(fā)射分集(STTD)或閉合回路發(fā)射分集(CLTD)的情形的構架的框圖。如圖21中顯示，均衡器組合器RAM180向FHT16(182)提供輸入，F(xiàn)HT16(182)執(zhí)行數(shù)據(jù)位的抽取，例如，如上文參照圖14所解釋。向乘法器310提供FHT16(182)的輸出，乘法器310將FHT16(182)的輸出乘以cpichPri512的共軛。舍入單元312對乘法器310的輸出進行舍入以移除7位，并由飽和單元314將其飽和到9位。使用加法器/減法器316將飽和單元314的輸出積聚8個循環(huán)，其中所述加法或減法相依于給定符號的HS-SCCHOFSF碼數(shù)。針對其中存在分集導頻但不存在用于UE的空時發(fā)射分集(STTD)或閉合回路發(fā)射分集(CLTD)的情形，這一積聚的最終結果包括HS-SCCH共享控制信道符號，且存儲在共享控制信道(SCCH)寄存器318中。存儲在SCCH寄存器318中的控制符號可被轉發(fā)到后端(例如圖3中顯示的后端61)以供解交錯、解速率匹配和解碼。圖22是圖解說明涉及空時發(fā)射分集(STTD)的情形的構架的框圖。如圖22中顯示，均衡器組合器RAMO(104)向FHT16(182A)提供輸入，F(xiàn)HT16(182A)執(zhí)行數(shù)據(jù)位抽取，例如，如上文參照圖14的FTH16(182)所解釋。向乘法器350提供FHT16(182A)的輸出，乘法器350將FHT16(182A)的輸出乘以cpichPri512Tx0的共軛。舍入單元352對乘法器350的輸出進行舍入以移除7位，并由飽和單元354飽和到9位。使用加法器/減法器356對飽和單元354的輸出積聚8個循環(huán)，其中所述加法或減法相依于給定符號的HS-SCCHOFSF碼數(shù)。這一積聚的最終結果包括用于發(fā)射天線0的HS-SCCH共享控制信道符號，且針對空時發(fā)射分集(STTD)的情形存儲在共享控制信道(SCCH)寄存器358中。存儲在SCCH寄存器358中的這種符號可被轉發(fā)到后端(例如圖3中顯示的后端61)以供解交錯、解速率匹配和解碼。另夕卜，對于發(fā)射天線l，均衡器組合器RAM1(108)向FHT16(182B)提供輸入，F(xiàn)HT16(182B)執(zhí)行數(shù)據(jù)位抽取。向乘法器362提供FHT16(182B)的輸出，乘法器362將FHT16(182B)的輸出乘以cpichDiv512Txt的共軛。舍入單元364對乘法器362的輸出進行舍入以移除7位，并由飽和單元366將其飽和到9位。共軛單元368產(chǎn)生飽和單元366的輸出的共軛，這一般涉及對復數(shù)的虛數(shù)部分求反。使用加法器/減法器369對共軛單元368的輸出積聚8個循環(huán)，其中所述加法或減法相依于給定符號的HS-SCCHOFSF碼數(shù)。這一積聚的最終結果包括用于發(fā)射天線1的HS-SCCH控制符號，且針對空時發(fā)射分集(STTD)的情形存儲在共享控制信道(SCCH)寄存器360中。圖23是圖解說明用于可形成圖3所示均衡器60的一部分的高速物理數(shù)據(jù)共享信道(HS-PDSCH)的構架的框圖。在圖23中，符號緩沖器380可以對應于上文針對不同分集情形論述的任一符號緩沖器。如圖顯示，使用乘法器382將符號緩沖器380的內(nèi)容乘以HS-PDSCH符號度量比例因子。HS-PDSCH符號量度比例因子是用于對HS-PDSCH進行比例縮放的比例因子，且一般是無正負之分的量。舍入單元384對乘法器382的輸出進行舍入以移除7位，并由飽和單元386將其飽和到9位。飽和單元354的輸出包括存儲在寫入控制緩沖器(WCB)388中的解調(diào)符號。存儲在WCB388中的解調(diào)符號可被轉發(fā)到后端(例如圖3中顯示的后端61)以供解交錯、解速率匹配和解碼。圖24是圖解說明可形成圖3所示均衡器60的一部分的高速共享控制信道(HS-SCCH)的構架的框圖。在圖24中，SCCH寄存器390可以對應于上文針對不同分集情形論述的任一SCCH寄存器。如圖顯示，舍入單元392對SCCH寄存器390的內(nèi)容進行舍入并由飽和單元394將其飽和到11位。乘法器396用于使飽和單元394的輸出與HS-SCCH符號度量比例因子相乘。HS-SCCH符號度量比例因子是用于對HS-SCCH符號進行比例縮放的比例因子，且一般是無正負之分的量。舍入單元398對乘法器396的輸出進行舍入以移除4位并由飽和單元400將其飽和到5位。飽和單元400的輸出包括被提供給HS-SCCH控制器406的HS-SCCH符號。HS-SCCH控制器406與寄存器相同之處在于其僅是用于存儲HS-SCCH符號的唯一存儲器位置。在任一情形中，可將存儲在HS-SCCH控制器406中的符號轉發(fā)到后端(例如圖3中顯示的后端61)以供解交錯、解速率匹配和解碼。圖25是圖解說明具體針對接收分集和閉合回路發(fā)射分集(CLTD)二者的CPICH信號的產(chǎn)生的框圖。圖25的構架可以形成圖3所示均衡器60的一部分。在這一情形中，均衡器組合器RAM0(104)向CPICH產(chǎn)生單元120提供輸入，且CPICH產(chǎn)生單元120使用所述輸入為第0個發(fā)射天線產(chǎn)生cpichPri512Tx0和cpichDiv512Tx0。圖26是基于從圖25的說明而產(chǎn)生的相應CPICH信號來圖解說明cpichCLTD的產(chǎn)生的框圖，cpichCLTD是用于閉合回路發(fā)射分集的控制信號。圖26的構架可以形成圖3所示均衡器60的一部分。確切地說，如文中標記，對圖26的輸入是圖25的輸出。如圖顯示，使用乘法器420將cpichPri512TxO乘以w0。此外，變量w0涉及發(fā)射天線0的閉合回路發(fā)射分集權數(shù)。以類似方式，使用乘法器422將cpichDW512Tx0乘以wl。變量wl涉及發(fā)射天線的閉合回路發(fā)射分集權數(shù)。加法器426對乘法器420和422的輸出求和，且舍入單元428對加法器426的輸出進行舍入以移除9位并由飽和單元430將其飽和到10位。針對接收分集和閉合回路發(fā)射分集(CLTD)的情形，飽和單元430的輸出包括cpiehCLTD。圖27是圖解說明具體針對接收分集和空時發(fā)射分集(STTD)二者產(chǎn)生CPICH信號的框圖。圖27的構架可以形成圖3所示均衡器60的一部分。在這一情形中，均衡器組合器RAM0(104)向CPICH產(chǎn)生單元120A和CPICH產(chǎn)生單元120B提供輸入。CPICH產(chǎn)生單元120A和120B—般符合CPICH產(chǎn)生單元120(圖7)，且可以包括接連使用的同一單元或可以包括復制的單元。在任一情形中，CPICH產(chǎn)生單元120A和120B使用所述輸入為第0個發(fā)射天線產(chǎn)生cpichPri512Tx0和cpichDiv512Tx0。圖28是圖解說明可用于針對接收分集(RxD)和閉合回路發(fā)射分集(CLTD)來實施"向量內(nèi)外積"操作的構架的例示性框圖。圖28的構架可以形成圖3中均衡器60的一部分。如圖28中顯示，均衡器組合器RAM0(104)向FHT16(182A)和FHT16(182B)提供輸入。FHT16(182A)和FHT16(182B)可以是連續(xù)處理數(shù)據(jù)的同一組件，或如圖14中例示的FHT16(182)的復制版本。將FHT16(182A)的輸入裝載到符號緩沖器450中。使用加法器452將FHT16(182B)的輸出與FHT16(182A)的輸出相加。然后，使用飽和單元454將加法器452的輸出飽和到9位。乘法器456將飽和單元454的輸出乘以cpichCLTD的共軛。舍入單元458對乘法器456的輸出進行舍入以移除7位，且然后使用飽和單元460將其飽和到9位。將飽和單元的輸出存儲在符號緩沖器450中作為用于接收分集和閉合回路發(fā)射分集的情形的符號。存儲在符號緩沖器450中的此類符號可被轉發(fā)到后端(例如圖3中顯示的后端61)以供解交錯、解速率匹配和解碼。圖29是圖解說明可用于針對接收分集(RxD)和空時發(fā)射分集(STTD)實施"向量內(nèi)外積"操作的構架的例示性框圖。圖29的構架可以形成圖3所示均衡器60的一部分。如圖29中顯示，均衡器組合器RAMO(104)向FHT16(182A)和FHT16(182B)提供輸入。此夕卜，F(xiàn)HT16(182A)和FHT16(182B)可以是連續(xù)處理所述數(shù)據(jù)的同一組件，或如圖14中例示的FHT16(182)的復制版本。乘法器470將FHT16(182A)的輸出乘以cpichPri512Tx0的共軛。舍入單元472對乘法器470的輸出進行舍入以移除7位，并由飽和單元474將其飽和到9位。飽和單元474的輸出最初存儲在符號緩沖器476中。將FHT16(182B)的輸出饋送到乘法器478，乘法器478將FHT16(182B)的輸出乘以cpichDiv512Tx0的共軛。舍入單元480對乘法器478的輸出進行舍入以移除7位，并由飽和單元482將其飽和到9位。共軛單元484產(chǎn)生飽和單元482的輸出的共軛，飽和單元482的輸出一般涉及對復數(shù)的虛數(shù)部分求反。然后，加法器/減法器486將起初存儲在符號緩沖器476中的數(shù)據(jù)(來自飽和單元474)與共軛單元484的輸出相組合。然后，在將加法器/減法器246的輸出存儲在符號緩沖器476中作為用于接收分集和空時發(fā)射分集的情形的符號之前，由飽和單元488將其飽和到9位。加法器/減法器488的功能(即加法或減法)是基于輸入的實數(shù)或虛數(shù)性質。實數(shù)組分相減，而虛數(shù)組分相加。這會考慮到圖29的界定復數(shù)乘法的構架。存儲在符號緩沖器476中的符號可被轉發(fā)到后端(例如圖3中顯示的后端61)以供解交錯、解速率匹配和解碼。本文已描述大量均衡技術。所述均衡技術利用分數(shù)間隔的均衡器構架，其能夠處理不同的天線分集情形。所述均衡器可以實施為硬件、軟件、固件或其任意組合。如果將所述均衡器實施為軟件，則執(zhí)行所述軟件的處理器可以采取微處理器或數(shù)字信號處理器(DSP)的形式，且可以與無線通信裝置或基站相整合，或形成無線通信裝置或基站的一部分。存儲器可以存儲所述軟件，且可以采取隨機存取存儲器(RAM)的形式，RAM存儲由處理器存取及執(zhí)行以實施上述各種技術的程序碼。例示性硬件實施方案可以包含DSP、應用專用集成電路(ASIC)、場可編程門陣列(FPGA)、可編程邏輯裝置、專用設計的硬件組件或其任一組合內(nèi)的實施方案。然而，也可作出各種其他修改，而不背離本發(fā)明的精神和范圍。例如，其他類型的組件可用于實施本文所述的技術。另外，盡管已針對上述各種實例給出例示性位長度，但其他位長度也可以用于其他實施方案。因此，這些和其他實施例均在下述權利要求書的范圍內(nèi)。權利要求1.一種在擴頻無線通信系統(tǒng)中的均衡方法，其包括估計信道脈沖響應；通過計算不同接收樣本的兩個或兩個以上協(xié)方差來估計信道方差；及基于所述估計的信道脈沖響應和所述估計的信道方差來選擇均衡器的濾波器系數(shù)。2、如權利要求1所述的方法，其中所述均衡器是分數(shù)間隔均衡器，其具有以幾分之一碼片間隔開的濾波器抽頭。3、如權利要求1所述的方法，其中所述均衡器包含兩個或兩個以上均衡濾波器，所述方法進一步包括基于天線分集來組合所述兩個或兩個以上均衡濾波器的輸出。4、如權利要求3所述的方法，其進一步包括-針對無分集以第一方式組合所述兩個或兩個以上均衡濾波器的所述輸出；以針對發(fā)射分集的第二方式組合所述兩個或兩個以上均衡濾波器的所述輸出；及以針對接收分集的第三方式組合所述兩個或兩個以上均衡濾波器的所述輸出。5、如權利要求4所述的方法，其進一步包括以針對發(fā)射和接收分集的第四方式組合所述兩個或兩個以上均衡濾波器的所述輸出。6、如權利要求1所述的方法，其中計算不同接收樣本的所述兩個或兩個以上協(xié)方差包括計算奇數(shù)和偶數(shù)樣本的協(xié)方差。7、如權利要求1所述的方法，其進一步包括-產(chǎn)生均衡器輸出；及基于所述均衡器輸出和天線分集來產(chǎn)生共用導頻信道(CPICH)。8、一種用于擴頻無線通信的均衡方法，其包括基于所估計的信道脈沖響應和所估計的信道方差來選擇兩個或兩個以上均衡濾波器的濾波系數(shù)；及基于天線分集來組合所述兩個或兩個以上均衡濾波器的輸出。9、如權利要求8所述的方法，其進一步包括-以針對無分集的第一方式組合所述兩個或兩個以上均衡濾波器的所述輸出；以針對發(fā)射分集的第二方式組合所述兩個或兩個以上均衡濾波器的所述輸出；及以針對接收分集的第三方式組合所述兩個或兩個以上均衡濾波器的所述輸出。10、如權利要求9所述的方法，其進一步包括以針對發(fā)射和接收分集的第四方式組合所述兩個或兩個以上均衡濾波器的所述輸出。11、如權利要求8所述的方法，其進一步包括估計所述信道脈沖響應；及通過計算不同接收樣本的兩個或兩個以上協(xié)方差來估計所述信道方差。12、如權利要求11所述的方法，其中所述均衡器是分數(shù)間隔均衡器，其具有以幾分之一碼片間隔開的濾波器抽頭。13、一種擴頻無線通信裝置，其包括接收器，其接收無線信號；及均衡器，其估計信道脈沖響應、通過計算所述信號的不同接收樣本的兩個或兩個以上協(xié)方差來估計信道方差、及基于所述估計的信道脈沖響應和所述估計的信道方差來選擇所述均衡器的濾波器系數(shù)。14、如權利要求13所述的無線通信裝置，其中所述均衡器是分數(shù)間隔均衡器，其具有以幾分之一碼片間隔開的濾波器抽頭。15、如權利要求13所述的無線通信裝置，其中所述均衡器包含兩個或兩個以上均衡濾波器，且其中所述均衡器經(jīng)配置以基于天線分集來組合所述兩個或兩個以上均衡濾波器的所述輸出。16、如權利要求15所述的無線通信裝置，其中所述均衡器經(jīng)配置以以針對無分集的第一方式組合所述兩個或兩個以上均衡濾波器的所述輸出；以針對發(fā)射分集的第二方式組合所述兩個或兩個以上均衡濾波器的所述輸出，在所述發(fā)射分集中向所述無線通信裝置發(fā)送所述信號的發(fā)送裝置包含多個發(fā)射天線；及以針對接收分集的第三方式組合所述兩個或兩個以上均衡濾波器的所述輸出，在所述接收分集中所述無線通信裝置包含多個接收天線。17、如權利要求16所述的無線通信裝置，其中所述均衡器經(jīng)配置以針對發(fā)射和接收分集的第四方式組合所述兩個或兩個以上均衡濾波器的所述輸出。18、如權利要求13所述的無線通信裝置，其中所述均衡器通過計算奇數(shù)和偶數(shù)樣本的協(xié)方差來計算不同接收樣本的所述兩個或兩個以上協(xié)方差。19、一種用于擴頻無線通信裝置的均衡器，所述均衡器經(jīng)配置以-基于所估計的信道脈沖響應和所估計的信道方差來選擇兩個或兩個以上均衡濾波器的濾波系數(shù)；及基于天線分集來組合所述兩個或兩個以上均衡濾波器的輸出。20、如權利要求19所述的均衡器，其中所述均衡器以針對無分集的第一方式組合所述兩個或兩個以上均衡濾波器的所述輸出；以針對發(fā)射分集的第二方式組合所述兩個或兩個以上均衡濾波器的所述輸出；及以針對接收分集的第三方式組合所述兩個或兩個以上均衡濾波器的所述輸出。21、如權利要求20所述的均衡器，其中所述均衡器以針對發(fā)射和接收分集的第四方式組合所述兩個或兩個以上均衡濾波器的所述輸出。22、如權利要求19所述的均衡器，其中所述均衡器估計所述信道脈沖響應；及通過計算不同接收樣本的兩個或兩個以上協(xié)方差來估計所述信道方差。23、如權利要求22所述的均衡器，其中所述均衡器是分數(shù)間隔均衡器，其具有以一半碼片間隔開的濾波器抽頭。24、一種計算機可讀媒體，其包括當在擴頻無線通信裝置中執(zhí)行時致使所述裝置通過以下步驟執(zhí)行均衡的程序碼估計信道脈沖響應；通過計算不同接收樣本的兩個或兩個以上協(xié)方差來估計信道方差；及基于所述估計的信道脈沖響應和所述估計的信道方差來選擇均衡器的濾波器系數(shù)。25、如權利要求24所述的計算機可讀媒體，其中所述均衡器是分數(shù)間隔均衡器，其具有以一半碼片間隔開的濾波器抽頭。26、如權利要求24所述的計算機可讀媒體，其中所述均衡器包含兩個或兩個以上均衡濾波器，所述方法進一步包括基于天線分集來組合所述兩個或兩個以上均衡濾波器的輸出。27、加權利要求24所述的計算機可讀媒體，其中計算不同接收樣本的所述兩個或兩個以上協(xié)方差包括計算奇數(shù)和偶數(shù)樣本的協(xié)方差。28、如權利要求24所述的計算機可讀媒體，其進一步包括當在執(zhí)行時致使所述裝置執(zhí)行以下步驟的程序碼產(chǎn)生均衡器輸出；及基于所述均衡器輸出和天線分集來產(chǎn)生共用導頻信道(CPICH)信號。29、一種計算機可讀媒體，其包括當在擴頻無線通信裝置中執(zhí)行時致使所述裝置通過以下步驟執(zhí)行均衡的程序碼基于所估計的信道脈沖響應和所估計的信道方差來選擇均衡器的兩個或兩個以上均衡濾波器的濾波系數(shù)；及基于天線分集來組合所述兩個或兩個以上均衡濾波器的輸出。30、如權利要求29所述的計算機可讀媒體，其進一步包括當在所述擴頻無線通信鏈中執(zhí)行時致使所述裝置執(zhí)行以下步驟的程序碼估計所述信道脈沖響應；及通過計算不同接收樣本的兩個或兩個以上協(xié)方差來估計所述信道方差。31、如權利要求29所述的計算機可讀媒體，其中所述均衡器是分數(shù)間隔均衡器，其具有以一半碼片間隔開的濾波器抽頭。全文摘要本揭示內(nèi)容描述用于擴頻無線通信的均衡技術。所述技術可包括估計信道脈沖響應、估計信道方差、及基于所估計的信道脈沖響應和所估計的信道方差來選擇均衡器的濾波器系數(shù)。此外，根據(jù)本揭示內(nèi)容，信道方差估計包括估計不同接收樣本的兩個或兩個以上協(xié)方差。重要的是，所述均衡器是“分數(shù)間隔”的，這意味著不同于假設濾波器系數(shù)是以整數(shù)碼片間隔界定的常規(guī)均衡器，所述均衡器界定分數(shù)濾波系數(shù)(濾波器抽頭)。所述技術可允許均衡器考慮到天線分集，例如接收分集、發(fā)射分集或可能兼考慮到二者。文檔編號H04L25/03GK101305523SQ200680041785公開日2008年11月12日申請日期2006年9月15日優(yōu)先權日2005年9月15日發(fā)明者帕瓦塔納坦·蘇布拉馬尼亞,康殷葉,拉杰什·森達雷桑,佳費申請人:高通股份有限公司