專利名稱：Wcdma網(wǎng)絡(luò)中判斷同步狀態(tài)的方法和系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無線通信技術(shù)領(lǐng)域，更具體地說，涉及一種用于在寬帶CDMA(WCDMA)網(wǎng)絡(luò)中確定同步狀態(tài)的方法和系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
移動(dòng)通信已經(jīng)改變了人們的通信方式，而移動(dòng)電話也已經(jīng)從奢侈品變成了人們?nèi)粘Ｉ钪胁豢扇鄙俚囊徊糠?。今天，移?dòng)設(shè)備的使用由社會(huì)環(huán)境支配，而不受地域和技術(shù)的限制。雖然語音通信可滿足人們交流的基本要求，且移動(dòng)語音通信也已進(jìn)一步滲入了人們的日常生活，但移動(dòng)通信發(fā)展的下一階段是移動(dòng)互聯(lián)網(wǎng)。移動(dòng)互聯(lián)網(wǎng)將成為日常信息的共同來源，理所當(dāng)然應(yīng)實(shí)現(xiàn)對(duì)這些數(shù)據(jù)的簡(jiǎn)單通用的移動(dòng)式訪問。
第三代(3G)蜂窩網(wǎng)絡(luò)專門設(shè)計(jì)來滿足移動(dòng)互聯(lián)網(wǎng)的這些未來的需求。隨著這些服務(wù)的大量出現(xiàn)和使用，對(duì)于蜂窩網(wǎng)絡(luò)運(yùn)營(yíng)商而言，網(wǎng)絡(luò)容量和服務(wù)質(zhì)量(QoS)的成本效率優(yōu)化等因素將變得比現(xiàn)在更為重要。當(dāng)然，可以通過精細(xì)的網(wǎng)絡(luò)規(guī)劃和運(yùn)營(yíng)、傳輸方法的改進(jìn)以及接收機(jī)技術(shù)的提高來實(shí)現(xiàn)這些因素。因此，運(yùn)營(yíng)商需要新的技術(shù)，以便增大下行吞吐量，從而提供比那些線纜調(diào)制解調(diào)器和/或DSL服務(wù)提供商更好的QoS容量和速率。在這點(diǎn)上，對(duì)于今天的無線通信運(yùn)營(yíng)商而言，采用基于寬帶CDMA(WCDMA)技術(shù)的網(wǎng)絡(luò)將數(shù)據(jù)傳送到終端用戶是更為可行的選擇。
通用移動(dòng)通信系統(tǒng)(UMTS)是3G系統(tǒng)的一種實(shí)現(xiàn)方式，旨在為便攜式用戶設(shè)備提供包含語音、多媒體和互聯(lián)網(wǎng)接入在內(nèi)的綜合服務(wù)。UMTS采用寬帶CDMA(WCDMA)，用于提供高達(dá)2Mb/s的數(shù)據(jù)傳輸速率。WCDMA可以提供更高數(shù)據(jù)速率的其中一個(gè)原因是WCDMA信道帶寬為5MHz，而GSM的信道帶寬為20kHz。
在WCDMA下行鏈路中，小區(qū)內(nèi)干擾和小區(qū)間干擾可產(chǎn)生多址干擾(multiple access interference，簡(jiǎn)稱MAI)。來自相鄰基站的信號(hào)會(huì)形成小區(qū)間干擾，其特征表現(xiàn)為擾碼、信道和到達(dá)角度不同于期望的基站信號(hào)。采用空間均衡可抑制小區(qū)間干擾。在采用正交擴(kuò)頻碼的同步下行鏈路應(yīng)用中，多徑傳播會(huì)產(chǎn)生小區(qū)內(nèi)干擾。由于帶有任意時(shí)移的擴(kuò)頻碼之間的非零交叉相關(guān)性，解擴(kuò)頻之后的傳播路徑間存在干擾，從而產(chǎn)生多址干擾。小區(qū)內(nèi)干擾的水平對(duì)信道響應(yīng)的依賴性很強(qiáng)。在近似平坦衰落信道中，物理信道之間幾乎保持完全正交，小區(qū)內(nèi)干擾對(duì)接收機(jī)性能不會(huì)有任何嚴(yán)重的影響。頻率選擇性對(duì)于WCDMA網(wǎng)絡(luò)中的信道來說是很常見的。
移動(dòng)網(wǎng)絡(luò)允許用戶在移動(dòng)中獲取服務(wù)，因此在移動(dòng)性方面給用戶帶來了更大的自由。不過，該自由也給移動(dòng)系統(tǒng)帶來了不確定性。終端用戶的移動(dòng)性會(huì)給鏈路質(zhì)量和干擾強(qiáng)度帶來動(dòng)態(tài)變化，有時(shí)會(huì)要求特定用戶更改為其提供服務(wù)的基站。這一過程稱為切換(HO)。切換是處理終端用戶移動(dòng)性的基本部分。當(dāng)移動(dòng)用戶跨越蜂窩小區(qū)邊界時(shí)，切換可保證無線服務(wù)的連續(xù)性。
WCDMA網(wǎng)絡(luò)允許移動(dòng)手持機(jī)同時(shí)與多個(gè)小區(qū)站點(diǎn)通信。例如，在從一個(gè)小區(qū)切換到另一個(gè)小區(qū)的軟切換情況下，手持機(jī)即同時(shí)與多個(gè)小區(qū)站點(diǎn)通信。軟切換所涉及的小區(qū)站點(diǎn)使用相同的頻率帶寬。有時(shí)候，切換可能從一個(gè)小區(qū)站點(diǎn)切換到另一個(gè)小區(qū)站點(diǎn)，而這兩個(gè)小區(qū)站點(diǎn)使用不同的頻率。在這種情況下，移動(dòng)手持機(jī)可能需要調(diào)頻為新小區(qū)站點(diǎn)的頻率。這樣，就需要額外電路來處理通過第二頻率與第二小區(qū)站點(diǎn)進(jìn)行的通信，同時(shí)仍使用第一頻率與第一小區(qū)站點(diǎn)通信。該額外電路可能造成移動(dòng)手持機(jī)的非期望附加成本。
通過比較本申請(qǐng)后續(xù)部分結(jié)合附圖介紹的本發(fā)明的系統(tǒng)，常規(guī)和傳統(tǒng)方法的進(jìn)一步局限性和缺點(diǎn)對(duì)本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說變得很明顯。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的一種用于在WCDMA網(wǎng)絡(luò)中確定同步狀態(tài)的方法和/或系統(tǒng)，結(jié)合至少一副附圖給出了充分地顯示和/或描述，并更完整地在權(quán)利要求中闡明。
根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)方面，提供了一種信號(hào)處理方法，所述方法包括根據(jù)通過下行專用物理信道(dedicated physical channel，簡(jiǎn)稱DPCH)接收到的多個(gè)發(fā)射功率控制(transmit power control，簡(jiǎn)稱TPC)比特計(jì)算所述下行專用物理信道的信噪比(signal to noise ratio，簡(jiǎn)稱SNR)，其中所述多個(gè)TPC比特中的所述至少一個(gè)比特的值在接收到該比特時(shí)是未知的。
優(yōu)選地，所述方法進(jìn)一步包括根據(jù)所計(jì)算得到的信噪比控制發(fā)射電路。
優(yōu)選地，所述方法進(jìn)一步包括如果所述多個(gè)TPC比特的所述計(jì)算出的SNR低于第一信道閾值，則禁用發(fā)射電路。
優(yōu)選地，所述方法進(jìn)一步包括如果所述多個(gè)TPC比特的所述計(jì)算出的SNR高于第二信道閾值，則啟用發(fā)射電路。
優(yōu)選地，所述方法進(jìn)一步包括將通過所述下行專用物理信道上的多個(gè)多路徑接收得到的所述多個(gè)TPC比特的各部分相加，以生成同相(I)分量和正交(Q)分量。
優(yōu)選地，所述方法進(jìn)一步包括將所述生成的I分量和所述生成的Q分量相加，以確定所述DPCH的信號(hào)功率；和將所述生成的I分量和所述生成的Q分量之和進(jìn)行平方運(yùn)算，以確定所述DPCH的所述信號(hào)功率。
優(yōu)選地，所述方法進(jìn)一步包括將所述生成的I分量和所述生成的Q分量之和的平方除以所述DPCH每個(gè)時(shí)隙的所述多個(gè)TPC比特的數(shù)量，得到所述生成的I分量和所述生成的Q分量之和的平方值的平均數(shù)(norm)，從而確定所述DPCH的所述信號(hào)功率。優(yōu)選地，所述方法進(jìn)一步包括計(jì)算根據(jù)所述生成的I分量和所述已生成的Q分量求得的所述平均數(shù)在時(shí)間窗內(nèi)的平均值。
優(yōu)選地，所述方法進(jìn)一步包括將所述生成的I分量和所述生成的Q分量相減，以確定所述DPCH的噪聲功率。
優(yōu)選地，所述方法進(jìn)一步包括將所述I分量和所述Q分量之差進(jìn)行平方運(yùn)算，以確定所述DPCH的所述噪聲功率；和將多個(gè)TPC符號(hào)上的所述I分量和Q分量之差的平方值相加，以確定所述DPCH的所述噪聲功率。
優(yōu)選地，所述多個(gè)TPC符號(hào)的數(shù)量等于所述DPCH每個(gè)時(shí)隙中的所述TPC比特?cái)?shù)的一半。
優(yōu)選地，所述方法進(jìn)一步包括通過將所述I分量和所述Q分量差值的平方之和除以所述DPCH每個(gè)時(shí)隙中的TPC比特的數(shù)量，計(jì)算所述I分量和所述Q分量差值的平方之和的平均數(shù)，以確定所述DPCH的所述噪聲功率；和將所述I分量和Q分量差值的平方之和的平均數(shù)在時(shí)間窗內(nèi)取平均值，以確定所述DPCH的所述噪聲功率。
優(yōu)選地，所述方法進(jìn)一步包括通過對(duì)多個(gè)無線鏈路組中每個(gè)無線鏈路組的計(jì)算出的SNR求平均值，為多個(gè)多路徑計(jì)算所述DPCH的所述SNR。
優(yōu)選地，所述方法進(jìn)一步包括為所述多個(gè)無線鏈路組的每一個(gè)計(jì)算所述DPCH的所述SNR，以確定多個(gè)信噪比(SNR)。
優(yōu)選地，所述方法進(jìn)一步包括當(dāng)且僅當(dāng)所述多個(gè)SNR中的至少一個(gè)SNR高于第一信道閾值時(shí)，啟用發(fā)射電路。
根據(jù)本發(fā)明的一方面，提供了一種信號(hào)處理系統(tǒng)，所述系統(tǒng)包括用于根據(jù)通過下行專用物理信道(DPCH)接收到的多個(gè)發(fā)射功率控制(TPC)比特計(jì)算所述下行專用物理信道的信噪比(SNR)的電路，其中，所述多個(gè)TPC比特中的至少一個(gè)比特的值在接收到該比特時(shí)是未知的。
優(yōu)選地，所述電路根據(jù)所述計(jì)算出的信噪比控制發(fā)射電路。
優(yōu)選地，如果所述多個(gè)TPC比特的所述計(jì)算出的SNR低于第一信道閾值時(shí)，所述電路禁用發(fā)射電路。
優(yōu)選地，如果所述多個(gè)TPC比特的所述計(jì)算出的SNR高于第二信道閾值時(shí)，所述電路啟用發(fā)射電路。
優(yōu)選地，所述系統(tǒng)進(jìn)一步包括用于將通過所述下行專用物理信道上的多個(gè)多路徑接收到的所述多個(gè)TPC比特的各部分相加以生成同相(I)分量和正交(Q)分量的電路。
優(yōu)選地，所述系統(tǒng)進(jìn)一步包括
用于將所述生成的I分量和所述生成的Q分量相加以確定所述DPCH的信號(hào)功率的電路；用于將所述生成的I分量和所述生成的Q分量之和進(jìn)行平方運(yùn)算以確定所述DPCH的所述信號(hào)功率的電路。
優(yōu)選地，所述系統(tǒng)進(jìn)一步包括用于將所述I分量和所述Q分量之和的平方除以所述DPCH每個(gè)時(shí)隙的所述多個(gè)TPC比特的數(shù)量，得到所述I分量和所述Q分量之和的平方值的平均數(shù)，從而確定所述DPCH的所述信號(hào)功率的電路。
優(yōu)選地，所述系統(tǒng)進(jìn)一步包括用于計(jì)算求得的所述I分量和所述Q分量的所述平均數(shù)在時(shí)間窗內(nèi)的平均值的電路。
優(yōu)選地，所述系統(tǒng)進(jìn)一步包括將所述生成的I分量和所述生成的Q分量相減以確定所述DPCH的噪聲功率的電路；將所述I分量和所述Q分量之差進(jìn)行平方運(yùn)算以確定所述DPCH的所述噪聲功率的電路。
優(yōu)選地，所述系統(tǒng)進(jìn)一步包括將多個(gè)TPC符號(hào)上的所述I分量和Q分量的平方值相加以確定所述DPCH的所述噪聲功率的電路。
優(yōu)選地，所述多個(gè)TPC符號(hào)的數(shù)量等于所述DPCH每個(gè)時(shí)隙中的所述TPC比特?cái)?shù)的一半。
優(yōu)選地，所述系統(tǒng)進(jìn)一步包括通過將所述I分量和所述Q分量之和除以所述DPCH每個(gè)時(shí)隙中的所述多個(gè)TPC比特的數(shù)量，計(jì)算出所述I分量和所述Q分量之和的平均數(shù)，以確定所述DPCH的所述噪聲功率的電路；將求得的所述I分量和Q分量之和的平均數(shù)在時(shí)間窗內(nèi)取平均值的電路。
優(yōu)選地，所述系統(tǒng)進(jìn)一步包括通過對(duì)多個(gè)無線鏈路組中每個(gè)無線鏈路組的計(jì)算出的SNR求平均值，為多個(gè)多路徑計(jì)算所述DPCH的所述SNR的電路。
優(yōu)選地，所述系統(tǒng)進(jìn)一步包括為所述多個(gè)無線鏈路組的每一個(gè)計(jì)算所述DPCH的所述SNR以確定多個(gè)信噪比(SNR)的電路。
優(yōu)選地，所述系統(tǒng)進(jìn)一步包括當(dāng)且僅當(dāng)所述多個(gè)SNR中的至少一個(gè)SNR高于第一信道閾值時(shí)啟用發(fā)射電路的電路。
本發(fā)明的各種優(yōu)點(diǎn)、目的和創(chuàng)新特征，及其實(shí)施例的具體細(xì)節(jié)，將從下面的描述和附圖中得到更充分的理解。


下面將結(jié)合附圖及實(shí)施例對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步說明，附圖中圖1A是本發(fā)明實(shí)施例中WCDMA手持機(jī)與兩個(gè)WCDMA基站通信的示意圖；圖1B是本發(fā)明實(shí)施例中下行專用物理信道(DPCH)的典型無線幀格式的方框示意圖；圖2是本發(fā)明實(shí)施例在WCDMA網(wǎng)絡(luò)中確定同步狀態(tài)的方框示意圖；圖3是本發(fā)明實(shí)施例計(jì)算DPCH信號(hào)功率估值的步驟流程圖；圖4是本發(fā)明實(shí)施例計(jì)算DPCH噪聲功率估值的步驟流程圖；圖5是本發(fā)明實(shí)施例在WCDMA網(wǎng)絡(luò)中確定同步狀態(tài)的步驟流程圖。
具體實(shí)施例方式
本發(fā)明公開了一種用于在WCDMA網(wǎng)絡(luò)中確定同步狀態(tài)的方法和系統(tǒng)，其中所述方法包括根據(jù)通過下行專用物理信道(DPCH)接收到的多個(gè)發(fā)射功率控制(TPC)比特計(jì)算所述下行專用物理信道(DPCH)的信噪比(SNR)，其中所述多個(gè)TPC比特中的所述至少一個(gè)比特的值在接收到該比特時(shí)是未知的。上行發(fā)射電路可根據(jù)所計(jì)算得到的信噪比進(jìn)行控制。如果所述多個(gè)TPC比特的所述計(jì)算出的SNR低于第一信道閾值，則禁用所述發(fā)射電路。如果所述多個(gè)TPC比特的所述計(jì)算出的SNR高于第二信道閾值，則啟用所述發(fā)射電路。
由于將非線性信道均衡器應(yīng)用到WCDMA下行鏈路時(shí)要面臨諸多困難，檢測(cè)帶有非線性均衡器的期望物理信道可能需要使用干擾抵消器或最佳的多用戶接收機(jī)。對(duì)于移動(dòng)終端而言，這兩類接收機(jī)都是極其復(fù)雜的，且需要提供移動(dòng)終端不可能隨時(shí)獲得的信息?；蛘?，可將總基站信號(hào)認(rèn)為是期望信號(hào)。然而，非線性均衡器依賴于期望信號(hào)星座圖(constellation)的已知信息，且該信息在WCDMA終端不能隨時(shí)獲得?？偦拘盘?hào)的星座圖，即所有物理信道之和，是一個(gè)具有不均勻間距的高階正交幅度調(diào)制(QAM)星座圖。由于發(fā)射功率控制(TPC)和控制數(shù)據(jù)字段間的可能功率偏移量在專用物理信道上進(jìn)行時(shí)分復(fù)用，星座圖的間距不斷發(fā)生變化。星座圖的階次也由于非連續(xù)傳輸(DTX)而不斷變化。所以要精確估計(jì)星座圖是非常困難的。
對(duì)于基于CDMA的系統(tǒng)而言，上行功率控制(PC)是非常重要的，因?yàn)樵撓到y(tǒng)的容量是干擾水平的函數(shù)。應(yīng)控制網(wǎng)絡(luò)中所有活動(dòng)用戶設(shè)備(UE)發(fā)射的功率以限制干擾水平，進(jìn)而緩解一些眾所周知的問題，如“遠(yuǎn)近”效應(yīng)(near-far effect)等。如果有一個(gè)以上的活動(dòng)用戶，非相關(guān)用戶(non-referenceuser)的發(fā)射功率受到一些因素的限制，該因素依賴于相關(guān)用戶(reference user)編碼和非相關(guān)用戶編碼之間的部分互相關(guān)性(cross-correlation)。不過，當(dāng)非相關(guān)用戶與接收機(jī)之間的距離比相關(guān)用戶與接收機(jī)之間的距離更近時(shí)，該非相關(guān)用戶導(dǎo)致的干擾可能比相關(guān)用戶的功率更強(qiáng)，從而形成了“遠(yuǎn)近”效應(yīng)。
功率控制技術(shù)包括兩類。開環(huán)功率控制中，各用戶設(shè)備測(cè)量其接收到的信號(hào)功率并據(jù)此調(diào)整其發(fā)射功率；而在閉環(huán)功率控制中，由活動(dòng)無線鏈路(RL)測(cè)量來自所有用戶設(shè)備的接收信號(hào)功率，并同時(shí)指示各用戶設(shè)備提高或降低其上行發(fā)射功率，從而使從無線鏈路上所有用戶設(shè)備接收的信號(hào)的信噪比(SNR)均相同。
圖1A是本發(fā)明實(shí)施例中WCDMA手持機(jī)與兩個(gè)WCDMA基站通信的示意圖。在圖1A中示出了移動(dòng)手持機(jī)或用戶設(shè)備120，多個(gè)基站BS 122和BS 124，以及多條無線鏈路(RL)。RL1和RL2分別將用戶設(shè)備120與基站BS 122和基站BS 124連接在一起。用戶設(shè)備120可包括處理器142、存儲(chǔ)器144和無線收發(fā)器146。
處理器142可傳送和/或控制那些到達(dá)/來自基站BS 122和BS 124的多個(gè)比特。存儲(chǔ)器144包括合適的邏輯、電路和/或代碼，用于保存數(shù)據(jù)和/或控制信息。無線收發(fā)器146包括發(fā)射電路和/或接收電路，用于根據(jù)通過下行專用物理信道(DPCH)接收到的多個(gè)發(fā)射功率控制(TPC)比特計(jì)算下行專用物理信道(DPCH)的信噪比(SNR)，所接收的多個(gè)TPC比特在收到時(shí)是不可知的。屬于同一無線鏈路組的無線鏈路將廣播相同的發(fā)射功率控制(TPC)比特值。屬于不同無線鏈路組的無線鏈路將廣播不同的TPC比特值。用戶設(shè)備120可同時(shí)通過多條無線鏈路，如通過RL1和RL2接收TPC比特。在切換情況下，用戶設(shè)備120可同時(shí)從多個(gè)無線鏈路組接收信號(hào)。
WCDMA規(guī)范為移動(dòng)電話上行鏈路定義了物理隨機(jī)接入信道(physicalrandom access channel，簡(jiǎn)稱PRACH)，同時(shí)為BTS下行鏈路定義了捕獲指示信道(acquisition indicator channel，簡(jiǎn)稱AICH)。當(dāng)用戶設(shè)備120完成其基站的搜索，如BS 122，并將其PRACH上行信號(hào)與BTS AICH下行信號(hào)同步時(shí)，即建立了通信。正常操作時(shí)，基站識(shí)別用戶設(shè)備120的PRACH前導(dǎo)碼并利用AICH進(jìn)行響應(yīng)，進(jìn)而建立通信鏈路。用戶設(shè)備120使用PRACH向基站122發(fā)送其開環(huán)功率控制的設(shè)置。PRACH前導(dǎo)碼中的錯(cuò)誤數(shù)據(jù)或者信號(hào)質(zhì)量方面的問題可能導(dǎo)致連接斷開，從而破壞小區(qū)容量或阻止來自基站122的響應(yīng)。
圖1B是本發(fā)明實(shí)施例中下行專用物理信道(DPCH)的典型無線幀格式的方框示意圖。在圖1B中示出了無線幀格式102，其時(shí)間周期Tf為10ms。無線幀102包括多個(gè)時(shí)隙，如15個(gè)時(shí)隙。無線幀102中的每個(gè)時(shí)隙，如時(shí)隙#i 104包括多個(gè)專用物理數(shù)據(jù)信道(DPDCH)和多個(gè)專用物理控制信道(DPCCH)。例如，無線幀102中每個(gè)時(shí)隙如時(shí)隙#i的時(shí)間周期等于10*2k比特，其中k＝0…7。
DPDCH是一種下行信道，可表示為每個(gè)無線幀102中復(fù)用的I/Q代碼。下行DPDCH可用于承載數(shù)據(jù)，如，數(shù)據(jù)1 154包括Ndata1個(gè)比特，而數(shù)據(jù)2 160包括Ndata2個(gè)比特。每個(gè)無線鏈路中可包括零個(gè)、一個(gè)或多個(gè)下行專用物理數(shù)據(jù)信道。
DPCCH是一種下行信道，可表示為每個(gè)無線幀102中復(fù)用的I/Q代碼。下行DPCCH用于承載在物理層生成的控制信息。該控制信息包括發(fā)射功率控制(TPC)塊156、傳輸格式組合指示(TFCI)塊158和導(dǎo)頻塊162。在每個(gè)時(shí)隙中TPC塊156包括NTPC個(gè)比特，在每個(gè)時(shí)隙中TFCI塊158包括NTFCI個(gè)比特，而在每個(gè)時(shí)隙中導(dǎo)頻塊162包括Npilot個(gè)比特。
導(dǎo)頻比特162是推定已知(known a priori)的，即在接收機(jī)接收時(shí)即已經(jīng)知道該導(dǎo)頻比特。與此不同的是，TPC比特156在接收時(shí)可能是已知的也可能是未知的。術(shù)語“推定”(a priori)的意思是“預(yù)先形成或假定的”?！拔粗摹钡囊馑际钱?dāng)接收機(jī)接收到部分或全部TPC比特時(shí)，接收機(jī)無法確定其實(shí)際值，且為了確定該TPC比特是否有效，必須先確定信道的質(zhì)量。因此，本發(fā)明的各實(shí)施例利用信道質(zhì)量來確定TPC比特是有效的或無效的。
在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，可確定與下行專用物理信道(DPCH)一起傳輸?shù)南滦锌刂菩诺赖馁|(zhì)量。在一個(gè)下行DPCH中，專用數(shù)據(jù)可與控制信息一起以時(shí)分復(fù)用的方式傳輸。該控制信息包括導(dǎo)頻比特、傳輸格式組合指示(TFCI)和發(fā)射功率控制(TPC)比特。
用戶設(shè)備120可估計(jì)TPC比特的接收質(zhì)量。例如，用戶設(shè)備120為手持電話或膝上電腦中的無線網(wǎng)卡。如果TPC比特是在可靠信道條件下接收得到的，則用戶設(shè)備120可將其正確解調(diào)，從而正確檢測(cè)由在用無線鏈路(servingradio link)下發(fā)的功率控制命令并相應(yīng)調(diào)整其發(fā)射功率，進(jìn)而避免干擾。另一方面，如果TPC比特是在較差信道條件下接收得到的，則用戶設(shè)備120可能將TPC指令錯(cuò)誤解碼，從而按不適當(dāng)?shù)陌l(fā)射功率級(jí)別進(jìn)行傳輸，造成不希望有的干擾并限制系統(tǒng)容量。
為了確保系統(tǒng)功能的正確運(yùn)行，當(dāng)TPC比特的確定信道條件低于第一信道條件閾值時(shí)，將用戶設(shè)備120配置為關(guān)閉或禁用其無線收發(fā)器146中的發(fā)射電路；當(dāng)TPC比特的確定信道條件高于第二信道條件閾值時(shí)，重新打開用戶設(shè)備的無線收發(fā)器146中的發(fā)射電路或者啟用用戶設(shè)備的無線收發(fā)器146中的發(fā)射電路。與其它預(yù)先推定已知的控制信息不同，TPC比特在接收時(shí)是未知的。在此將不采用將接收的信號(hào)乘以已知序列以計(jì)算信噪比(SNR)的傳統(tǒng)方法。
圖2是本發(fā)明實(shí)施例在WCDMA網(wǎng)絡(luò)中判斷同步狀態(tài)的方框示意圖。圖2示出了給定無線鏈路(RL)的多個(gè)TPC提取耙指(extraction finger)，如TPC提取耙指i 202到TPC提取耙指j 204；多個(gè)加法器模塊206、208、210、214、216、226和234；多個(gè)求平方模塊212和228；乘法器218；多個(gè)除法器模塊220和230；多個(gè)求平均模塊222和232；以及閾值檢測(cè)器模塊224。
從給定無線鏈路組上接收得到的TPC指令的信噪比(SNR)或者類似的信號(hào)和噪聲功率分量可計(jì)算得到?？刹捎媚切├枚鄠€(gè)基帶相關(guān)器以單獨(dú)處理多個(gè)信道多徑分量的接收機(jī)技術(shù)，如瑞克接收機(jī)(rake receiver)。相關(guān)器輸出端也稱為耙指(finger)，可組合起來可獲得更佳的通信可靠度和性能。
2005年6月30日申請(qǐng)的美國(guó)專利申請(qǐng)No.11/173871(律師事務(wù)所案號(hào)16202US02)提供了一種瑞克接收機(jī)的詳細(xì)描述，并且在本申請(qǐng)中全文引用。
在多徑衰落環(huán)境下，接收機(jī)結(jié)構(gòu)可將各耙指分配給多個(gè)接收路徑，例如，TPC提取耙指i 202和TPC提取耙指j 204。屬于同一無線鏈路(RL)組的所有耙指都將在加法器模塊206中相加，進(jìn)而生成TPC_I_finger_sum(k)和TPC_Q_finger_sum(k)，其中k為RL組的索引。
對(duì)于信號(hào)功率而言，TPC比特值在它們被接收時(shí)可能是未知的，但是在同一時(shí)隙接收到的所有TPC比特具有相同的值。因此，通過將I和Q分量相加，信號(hào)部分可自己進(jìn)行相干自相加，而噪聲則進(jìn)行非相干自相加。這樣就使噪聲減小而信號(hào)功率被提取出來。給定時(shí)隙和耙指j上的第i個(gè)接收的TPC比特可表示為TPC_bitif=STPC2sbi|hj|2+realorimag(hj*nij)---(1)]]>其中STPC為信號(hào)功率，Sbi為TPC比特的值，其值為+1或-1，hj為耙指j的復(fù)合信道增益，而nij為復(fù)合隨機(jī)變量，它是Ioc+IorΣk≠j|hk|2]]>變量中的噪聲分量。其中Ior為基站天線連接器中下行信號(hào)的總發(fā)射功率譜密度，Ioc是UE天線連接器中測(cè)量得到的帶寬受限白噪聲源(來自小區(qū)的仿真干擾)的功率譜密度。屬于同一RL組的無線鏈路所對(duì)應(yīng)的各耙指可按下式相加TPC_biti=STPC2sbiΣj|hj|2+Σjrealorimag(hj*nij)---(2)]]>TPC指令即為在同一時(shí)隙中接收到的一組TPC比特的總和。根據(jù)時(shí)隙格式，每時(shí)隙中的TPC比特?cái)?shù)量num_tpc會(huì)發(fā)生變化。
TPC_cmd=num_tpcSTPC2sbiΣj|hj|2+Σinum_tpc/2Σjrealorimag(hj*nij)+imag(hj*nij)---(3)]]>
TPC_cmd2=num_tpc2STPC2(Σj|hj|2)2+(Σinum_tpc/2Σjreal(hj*nij)+imag(hj*nij))2---(4)]]>其中E[(Σinum_tpc/2Σjreal(hj*nij)+imag(hj*nij))2]=num_tpc2Σj|hj|2(Ioc+IorΣk≠j|hk|2).]]>需要估測(cè)的TPC指令的SNR為SNRTPC_cmd=num_tpcSTPC(Σj|hj|2)2Σj|hj|2(Ioc+IorΣk≠j|hk|2)---(5)]]>TPC比特可以在I和Q分量上接收得到的，組成符號(hào)。例如，如果一個(gè)時(shí)隙中的總比特?cái)?shù)等于2，則在I分量上接收到的TPC_bit1為TPCI1，而在Q分量上接收到的TPC_bit2為TPCQ1。如果一個(gè)時(shí)隙中的總比特?cái)?shù)等于num_tpc，則分別包括num_tpc/2個(gè)I分量和num_tpc/2個(gè)Q分量。
TPC比特(I和Q)通過加法器模塊210和226相加后生成TPC_sum(k)，其中num_tpc是每時(shí)隙中的TPC比特的數(shù)量，而k是給定無線鏈路組的索引。所生成的TPC_sum(k)經(jīng)過求平方模塊228進(jìn)行求平方之后生成TPC_sum_sqr(k)，這樣每時(shí)隙可得到一次新的估測(cè)值。所生成的TPC_sum_sqr(k)在除法器模塊230中除以TPC比特的數(shù)量，根據(jù)下式可得到TPC_sum_sqr_norm(k)TPC_sum_sqr_norm(k)＝TPC_sum_sqr(k)/num_tpc所得到的平均數(shù)TPC_sum_sqr_norm(k)由求平均模塊232在給定時(shí)間窗內(nèi)求平均值，從而生成TPC_sum_sqr_avg(k)。可采用積分陡落(integrate-and-dump)方法或IIR濾波器來完成該求平均操作。在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，信號(hào)功率 可根據(jù)下式進(jìn)行計(jì)算
TPC_sum_sqr_norm=1num_tpc(Σi=1num_tpc/2TPCIi+TPCQi)2---(6)]]>在加性高斯白噪聲(AWGN)中，S^tpc=E[TPc_sum_sqr_norm]=Stpc2num_tpc+Ioc2---(7)]]>在平坦衰落中，S^tpc=E[TPC_sum_sqr_norm]=Stpc2|h|4num_tpc+Ioc2|h|2---(8)]]>其中h是耙指上的復(fù)合信道增益。
在空時(shí)發(fā)射分集(STTD)平坦衰落中，S^tpc=E[TPC_sum_sqr_norm]=Stpc4(Σm=12|hm|2)2num_tpc+Ioc2(Σm=12|hm|2)---(9)]]>其中hm為對(duì)應(yīng)于基站中的發(fā)射天線m的復(fù)合信道增益。
在閉環(huán)1(CL 1)平坦衰落中，S^tpc=E[TPC_sum_sqr_norm]=Stpc4||h1+wh2||4num_tpc+Ioc2||h1+wh2||2---(10)]]>其中h1和h2是基站發(fā)射天線1和2的復(fù)合信道增益，而w是權(quán)重。
在閉環(huán)2(CL 2)平坦衰落中，S^tpc=E[TPC_sum_sqr_norm]=Stpc4||w1h1+w2h2||4num_tpc+Ioc2||w1h1+w2h2||2---(11)]]>其中h1和h2是基站發(fā)射天線1和2的復(fù)合信道增益，而w1和w2是權(quán)重。
在本發(fā)明的另一實(shí)施例中，可進(jìn)一步改進(jìn)信號(hào)功率估值，利用加法器模塊234根據(jù)下式計(jì)算Stpc_avg(k)Stpc_avg(k)＝TPC_sum_sqr_avg(k)-Ntpc_avg(k)其中Ntpc_avg(k)是噪聲功率估值。
在本發(fā)明的又一實(shí)施例中，可采用不同的計(jì)算信號(hào)功率的方法，即將所有TPC比特(I和Q)求平方。平方后的TPC比特相加以生成TPC_sum_sqr(k)，這樣每時(shí)隙可得到一次新的估測(cè)值。所生成的TPC_sum_sqr(k)除以TPC比特的數(shù)量，根據(jù)下式可得到TPC_sum_sqr_norm(k)TPC_sum_sqr_norm(k)＝TPC_sum_sqr(k)/num_tpc所生成的平均數(shù)TPC_sum_sqr_norm(k)在給定時(shí)間窗內(nèi)進(jìn)行平均以生成TPC_sum_sqr_avg(k)。
在本發(fā)明實(shí)施例中，可根據(jù)下式計(jì)算信號(hào)功率 TPC_sum_sqr_norm=1num_tpcΣi=1num_tpc/2TPCIi2+TPCQi2---(12)]]>S^tpc=E[TPC_sum_sqr_norm]=Stpc2+Ioc2---(13)]]>在本發(fā)明的另一實(shí)施例中，根據(jù)下式計(jì)算Stpc_avg(k)，可進(jìn)一步改進(jìn)信號(hào)功率估值Stpc_avg(k)＝TPC_sum_sqr_avg(k)-Ntpc_avg(k)還可利用平均時(shí)間周期內(nèi)的平均TPC比特?cái)?shù)量根據(jù)下式進(jìn)行調(diào)整Stpc_avg(k)＝Stpc_avg(k)*num_tpc_avg(k)其中各時(shí)隙中的num_tpc可能不一樣。
對(duì)于噪聲功率而言，TPC比特值在它們被接收時(shí)可能是未知的，但是在同一時(shí)隙接收到所有TPC比特具有相同的值。因此，通過在Q分量中減去I分量或反之亦然，信號(hào)部分就相互抵消而留下噪聲部分。
在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，噪聲功率可單獨(dú)從TPC比特中計(jì)算得到。TPC符號(hào)中I和Q分量的符號(hào)位(sign bit)相同。因此對(duì)于每一符號(hào)，TPCI-TPCQ＝nI-nQ(14)由于每時(shí)隙有 個(gè)符號(hào)，所以每時(shí)隙有 個(gè)噪聲樣本。在AWGN中，可根據(jù)下式生成噪聲功率估值N^tpc=E[Σi=1num_tpe/2(TPCIi-TPCQi)2]=E[Σi=1num_tpc/2(nIi-nQi)2]=num_tpc·Ioc2---(15)]]>在平坦衰落中，可根據(jù)下式計(jì)算噪聲功率估值
N^tpc=|h|2num_tpc·Ioc2---(16)]]>在STTD平坦衰落中，可根據(jù)下式計(jì)算噪聲功率估值N^tpc=(Σm=12|hm|2)num_tpc·Ioc2---(17)]]>在CL 1平坦衰落中，可根據(jù)下式計(jì)算噪聲功率估值N^tpc=||h1+wh2|2num_tpc·Ioc2---(18)]]>在CL 2平坦衰落中，可根據(jù)下式計(jì)算噪聲功率估值N^tpc=||w1h1+w2h2|2num_tpc·Ioc2---(19)]]>通過加法器模塊208可對(duì)TPC比特彼此相減(I-Q)。相減后的TPC比特由求平方模塊212進(jìn)行平方后生成TPC_sqr_diff(k)。多個(gè)TPC符號(hào)上的該平方差值在加法器模塊214中累加，進(jìn)而生成Ntpc(k)，其中每時(shí)隙的符號(hào)數(shù)量等于num_tpc/2，這樣每時(shí)隙即可得到一次新的估值。該和Ntpc(k)由除法器模塊220除以TPC比特?cái)?shù)，進(jìn)而根據(jù)下式生成Ntpc_norm(k)Ntpc_norm(k)＝Ntpc(k)/num_tpc所生成的平均數(shù)Ntpc_norm(k)由求平均模塊222在給定時(shí)間窗內(nèi)求平均值Ntpc_avg(k)。
本發(fā)明的另一實(shí)施例可提高噪聲功率估值的精確度。噪聲功率可根據(jù)在時(shí)隙內(nèi)接收得到的TPC比特來計(jì)算。對(duì)于每時(shí)隙帶有少量TPC比特的時(shí)隙格式，如每時(shí)隙帶有2個(gè)TPC比特，噪聲功率估值的偏差可能非常大。通過其它噪聲估值源對(duì)從TPC比特中估計(jì)得到的噪聲進(jìn)行補(bǔ)充，該實(shí)施例可改進(jìn)噪聲估值。在給定時(shí)隙中加上噪聲估值的附加樣本并求得可用噪聲樣本總數(shù)范圍內(nèi)的噪聲樣本平均值，這樣可減少估值偏差或得到更為精確的估值。
在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，可通過從接收專用導(dǎo)頻比特162(圖1B)或通用導(dǎo)頻比特(CPICH)中獲得的估值對(duì)該噪聲估值進(jìn)行補(bǔ)充。外包噪聲功率估值Nout和從TPC比特得到的噪聲功率估值之間可使用比例因子A，提高精度后的噪聲估值Ntpc_aug(k)可由乘法器218采用下式計(jì)算得到Ntpc_aug(k)＝(Ntpc(k)+A*Nout(k))/2A為比例因子，取決于每個(gè)時(shí)隙中的TPC比特?cái)?shù)。
在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，通過TPC比特和導(dǎo)頻比特的組合可計(jì)算得到噪聲功率。在非分集平坦衰落的情況下，可從硬件中得到各時(shí)隙中每個(gè)專用導(dǎo)頻比特的軟值(soft value)，而第i個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)可表示為下式zi=SDED2xi|h|2+nih*---(20)]]>每時(shí)隙中專用導(dǎo)頻比特的數(shù)量表示為num_ded，而所有num_ded/2個(gè)專用導(dǎo)頻符號(hào)可根據(jù)下式放入到一個(gè)向量中z‾=SDED2|h|2+x‾+n‾′---(21)]]>其中n′為預(yù)估功率的合成后噪聲。
導(dǎo)頻符號(hào)序列x‾T=[x0,x1,x2,...,xnum_ded2-1]]]>為預(yù)先已知的，且可能找到正交序列y‾T=[y0,y1,y2,...,ynum_ded2-1],]]>使得yHx＝0(22)由于導(dǎo)頻符號(hào)由-1和1組成，所以y內(nèi)的序列也由-1和1組成。將接收的符號(hào)z與yH相乘包括對(duì)接收的I和Q進(jìn)行符號(hào)變換操作，并得到下式y(tǒng)Hz＝y(tǒng)Hn′(23)n′的方差可由下式表示σn′2=|h|2Ioc=E[ni′ni′*],i=0,...,num_ded2-1---(24)]]>如果正交序列y可歸一化為
yHy＝1 (25)則yHn′的方差可表示為E[y‾Hn‾′n‾′Hy‾]=σn′2---(26)]]>從公式(16)可見，來自TPC比特的噪聲功率可表示為N^tpc=|h|2num_tpc·Ioc2---(27)]]>總噪聲估值可表示為N^=(N^tpc+num_tpc2·σn′2)/2---(28)]]>在平坦衰落、STTD且導(dǎo)頻數(shù)＞2的情況下，可從硬件中得到各時(shí)隙的每個(gè)專用導(dǎo)頻比特的軟值。天線1的第i個(gè)接收的專用導(dǎo)頻符號(hào)等于z1i=SDED4(x1ih1+x2ih2)h1*+nih1*---(29)]]>類似地，對(duì)于天線2而言，z2i=SDED4(x1ih1+x2ih2)h2*+nih2*---(30)]]>所有num_ded/2個(gè)專用導(dǎo)頻符號(hào)可根據(jù)下式放入到一個(gè)向量中z‾1=SDED4(x‾1h1+x‾2h2)h1*+n‾1′--(31)]]>z‾1=SDED4(x‾1|h1|2+x‾2h2h1*)+n‾1′---(32)]]> 和
z‾2=SDED4[x‾1x‾2]h1h2*|h2|2+n‾2′---(34)]]>導(dǎo)頻符號(hào)序列x1和x2在接收時(shí)是預(yù)先已知的，且有可能找到正交序列yT，使得yHx1＝0且yHx2＝0 (35)yHz1＝y(tǒng)Hn1′且yHz2＝y(tǒng)Hn2′(36)n′的方差為σn1′2=|h1|2Ioc=E[n1i′n1i′*],i=0,...,num_ded2-1---(37)]]>且σn2′2=|h2|2Ioc---(38)]]>如果正交序列y可歸一化為yHy＝1(39)則yHni′的方差為E[y‾Hn‾i′n‾i′Hy‾]=σn1′2,]]>i＝1，2(40)因此利用下式可得到來自專用導(dǎo)頻比特的噪聲功率|y‾Hz‾1|2+|y‾Hz‾2|2=σn1′2+σn2′2=(|h1|2+|h2|2)Ioc---(41)]]>從公式(17)可見，來自TPC比特的噪聲功率為N^tpc=(Σm=12|hm|2)num_tpc·Ioc2---(42)]]>總噪聲估值為N^=(N^tpc+num_tpc2·(σn1′2+σn2′2))/2---(43)]]>
當(dāng)導(dǎo)頻比特?cái)?shù)＝2，天線2廣播的2個(gè)導(dǎo)頻比特位于數(shù)據(jù)2字段的最后兩個(gè)比特之前。該導(dǎo)頻比特與數(shù)據(jù)一起進(jìn)行STTD編碼，因此需要進(jìn)行STTD解碼后才能獲得?？商峁┯布慕M合器的輸出處進(jìn)行STTD解碼后提取導(dǎo)頻比特。經(jīng)過STTD解碼后獲得的導(dǎo)頻符號(hào)為z=SDED2x1Σm=12|hm|2+Σm=12hm*nm---(44)]]>其中x1是天線1發(fā)送的已知導(dǎo)頻符號(hào)，且E[(Σm=12hm*nm)2]=(Σm=12|hm|2)Ioc.]]>pilotI=Re(z)=SDED4IseqΣm=12|hm|2+Re(Σm=12hm*nm)---(45)]]>pilotQ=Im(z)=SDED4QseqΣm=12|hm|2+Im(Σm=12hm*nm)---(46)]]>該硬件將導(dǎo)頻I和導(dǎo)頻Q分別乘以Iseq和Qseq，并生成上述2個(gè)比特。噪聲功率可根據(jù)下式計(jì)算σn2=(pilotI-PilotQ)2---(47)]]>σn2=(|h1|2+|h2|2)Ioc---(48)]]>因此總噪聲估值可表示為N^=(N^tpc+num_tpc2·σn2)/2---(49)]]>在CL1平坦衰落的情況下，基于每個(gè)耙指的各時(shí)隙中每個(gè)專用導(dǎo)頻比特的軟值可由硬件獲得。
z‾1=SDED4[x‾1x‾2]|h1|2wh1*h2+n‾1′---(50)]]>且
z‾2=SDED4[x‾1x‾2]h1h2*w|h2|2+n‾2′---(51)]]>權(quán)重w是固件中已知的，z‾=z‾1+w*z‾2=SDED4[x‾1x‾2]|h1|2+w*h1h2*wh1*h2+|w|2|h2|2+n‾1′+w*n‾2′--(52)]]>z乘以正交序列y，得到y(tǒng)Hz＝y(tǒng)H(n1′+w*n2′)(53)y‾Hz‾=y‾H(n0h1*...nnum_ded2-1h1*+w*n0h2*...nnum_ded2-1h2*)---(54)]]>y‾Hz‾=y‾H(n0(h1*+w*h2*)...xnum_ded2-1(h1*+w*h2*)=y‾Hc‾cl1--(55)]]>ncl1的方差為σn‾cl12=||h1+wh2||2Ioc=E(ncl1incl1i*),i=0,...,num_ded2-1---(56)]]>|y‾2z‾|2=σn‾cl12---(57)]]>從公式(18)可見，來自TPC比特的噪聲功率為N^tpc=||h1+wh2||2num_tpc·Ioc2---(58)]]>總噪聲估值為N^=(N^tpcnum_tpc2.σn‾cl12)/2---(59)]]>在CL 2衰落的情況下，在兩個(gè)天線上將使用相同的導(dǎo)頻形式。
z1i=SDED4(w1h1+w2h2)xih1*+nih1*---(60)]]>所有num_ded/2個(gè)專用導(dǎo)頻符號(hào)可根據(jù)下式放入到一個(gè)向量中z‾1=SDED4(w1h1+w2h2)x‾h1*+n‾1′---(61)]]>z‾2=SDED4(w1h1+w2h2)x‾h2*+n‾2′---(62)]]>權(quán)重w1和w2是固件中已知的，z‾=w1*z‾1+w2*z‾2---(63)]]>z‾=SDED4||w1h1+w2h2||2x‾+w1*n‾1′+w2*n‾2′---(64)]]>將z乘以正交序列y，|y‾Hz‾|2=σn‾cl22=||w1h1+w2h2||2Ioc---(65)]]>從公式(19)可見，來自TPC比特的噪聲功率為N^tpc=||w1h1+w2h2||2num_tpc·Ioc2---(66)]]>總噪聲估值為N^=(N^tpc+num_tpc2·σn‾cl22)/2---(67)]]>上述各實(shí)施例得到每個(gè)無線鏈路組的TPC指令信號(hào)和噪聲功率估值，并按例如每時(shí)隙一次的速率進(jìn)行周期性更新。閾值檢測(cè)器224將這些測(cè)量值與預(yù)定義的閾值進(jìn)行比較，以便在所確定的表示為Stpc_avg(k)和Ntpc_avg(k)的信道條件低于由Qout表示的第一信道條件閾值時(shí)，用戶設(shè)備120(圖1A)關(guān)閉或禁用其發(fā)射電路。當(dāng)檢測(cè)到這樣的狀態(tài)時(shí)，用戶設(shè)備120可稱為處于“不同步”狀態(tài)。當(dāng)所確定的表示為Stpc_avg(k)和Ntpc_avg(k)的信道條件高于由Qin表示的第二信道條件閾值時(shí)，用戶設(shè)備120打開其發(fā)射電路。當(dāng)檢測(cè)到這樣的狀態(tài)時(shí)，用戶設(shè)備120可稱為處于“同步”狀態(tài)。
在單個(gè)無線鏈路(RL)組的情況下，或者當(dāng)只有一個(gè)RL組處于活動(dòng)狀態(tài)時(shí)，可獲得兩個(gè)度量值Stpc_avg(k)和Ntpc_avg(k)。閾值處理操作過程如下初始化用戶設(shè)備120的同步狀態(tài)，如初始化為“同步狀態(tài)”，其Sync_status＝1。
If Stpc_avg＜Qout*Ntpc_avgSync_status＝0(檢測(cè)到“不同步”狀態(tài))Else if Stpc_avg＞Qout*Ntpc_avgSync_status＝1(檢測(cè)到“同步”狀態(tài))在多個(gè)RL組的情況下，或者當(dāng)K個(gè)RL組同時(shí)處于活動(dòng)狀態(tài)時(shí)，可得到總共K對(duì)Stpc_avg(k)和Ntpc_avg(k)，其中k＝1…K。從所有這些RL組中獲得的信息都可組合在一起，以確定用戶設(shè)備120的唯一一種“同步”或“不同步”狀態(tài)。不管處于活動(dòng)狀態(tài)的RL組的數(shù)量為多少，用戶設(shè)備120都只有一種同步狀態(tài)。
在本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例中，為了確定用戶設(shè)備的總體“同步”狀態(tài)或“不同步”狀態(tài)，將Stpc_avg(k)和Ntpc_avg(k)對(duì)單獨(dú)地與閾值Qin和Qout進(jìn)行比較，這樣便可得到每個(gè)RL組的Sync_status(k)變量。當(dāng)且僅當(dāng)K個(gè)Sync_status(k)中至少有一個(gè)為“同步”時(shí)，用戶設(shè)備120才為“同步”狀態(tài)。否則，用戶設(shè)備120為“不同步”狀態(tài)。
在另一實(shí)施例中，為了確定用戶設(shè)備120的總體“同步”狀態(tài)或“不同步”狀態(tài)，可計(jì)算每個(gè)RL組的Stpc_avg(k)/Ntpc_avg(k)比值，并針對(duì)RL組求平均值，根據(jù)下式得到RL組的平均SNRSNR=1KΣk=1KStpc_avg(k)Ntpc_avg(k)]]>然后將該SNR與閾值Qin和Qout進(jìn)行比較。
If SNR＜QoutSync_status＝0(檢測(cè)到“不同步”狀態(tài))Else if SNR＞QoutSync_status＝1(檢測(cè)到“同步”狀態(tài))
或者，還可通過其他規(guī)則獲得SNR，例如，SNR=maxkStpc_avg(k)Ntpc_avg(k)]]>或SNR=minkStpc_avg(k)Ntpc_avg(k)]]>或SNR=mediankStpc_avg(k)Ntpc_avg(k)]]>圖3是本發(fā)明實(shí)施例計(jì)算DPCH的信號(hào)功率估值的步驟流程圖。如圖3所示，該流程開始于步驟302。在步驟304中，從每個(gè)耙指接收得到的時(shí)隙中提取出發(fā)射功率控制(TPC)比特。在步驟306中，將從所有耙指中提取得到的TPC比特相加。在步驟308中，從所有耙指上的TPC比特之和中生成I分量和Q分量。對(duì)于信號(hào)功率而言，TPC比特值可能預(yù)先不知道，但同一時(shí)隙中接收到的所有TPC比特值相同。因此，通過將I分量和Q分量相加，信號(hào)部分就進(jìn)行相干自相加，而噪聲部分則進(jìn)行非相干自相加。這樣就能達(dá)到減小噪聲并將信號(hào)功率提取出來的效果。在步驟310中，TPC比特(I分量和Q分量)由加法器模塊210進(jìn)行相加并生成TPC_sum(k)，其中num_tpc是每時(shí)隙中的TPC比特?cái)?shù)。在步驟312中，生成的TPC_sum(k)由求平方模塊228進(jìn)行平方以生成TPC_sum_sqr(k)，這樣每時(shí)隙可獲得一次新估值。在步驟314中，生成的TPC_sum_sqr(k)由除法器模塊230除以每時(shí)隙中的TPC比特的數(shù)量num_tpc，根據(jù)下式生成TPC_sum_sqr_norm(k)TPC_sum_sqr_norm(k)＝TPC_sum_sqr(k)/num_tpc在步驟316中，由求平均模塊232在給定時(shí)間窗內(nèi)對(duì)所生成的平均數(shù)TPC_sum_sqr_norm(k)求平均值TPC_sum_sqr_avg(k)。在步驟318中，得到DPCH中的TPC比特的信號(hào)功率估值。接著，控制流程在步驟320結(jié)束。
圖4是本發(fā)明實(shí)施例計(jì)算DPCH的噪聲功率估值的步驟流程圖。如圖4所示，該流程開始于步驟402。在步驟404中，從每個(gè)耙指接收得到的時(shí)隙中提取出發(fā)射功率控制(TPC)比特。在步驟406中，將從所有耙指中提取得到的TPC比特相加。在步驟408中，從所有耙指的TPC比特之和中生成I分量和Q分量。對(duì)于噪聲功率而言，TPC比特值可能不是已知信息，但同一時(shí)隙中接收到的所有TPC比特值相同。因此，通過從Q分量中減去I分量或反之亦然，可去除信號(hào)部分并留下噪聲部分。
在步驟410中，通過加法器模塊208對(duì)TCP比特(I-Q)彼此相減。在步驟412中，由求平方模塊212對(duì)被減去后的TPC比特求平方，以生成TPC_sqr_diff(k)。在步驟414中，通過加法器模塊214將多個(gè)TPC符號(hào)上的該平方差TPC_sqr_diff(k)相加以得到Ntpc(k)，其中每時(shí)隙的符號(hào)數(shù)等于num_tpc/2，這樣每時(shí)隙就可得到一次新的估值。在步驟416中，通過除法器模塊220將Ntpc(k)除以TPC比特?cái)?shù)，并根據(jù)下式得到Ntpc_norm(k)Ntpc_norm(k)＝Ntpc(k)/num_tpc在步驟418中，由求平均模塊222在給定時(shí)間窗內(nèi)對(duì)生成的平均數(shù)Ntpc_norm(k)求平均值Ntpc_avg(k)。在步驟420中，得到DPCH中的TPC比特的噪聲功率估值。接著，控制流程在步驟320結(jié)束。
圖5是本發(fā)明實(shí)施例在WCDMA網(wǎng)絡(luò)中確定同步狀態(tài)的步驟流程圖。如圖5所示，該流程開始于步驟502。在步驟504中，將用戶設(shè)備120的同步狀態(tài)初始化為1，說明其處于“同步”狀態(tài)。在步驟506中，接收所計(jì)算得到的信號(hào)功率估值。在步驟508中，接收所計(jì)算得到的噪聲功率估值。在步驟510中，判斷估計(jì)的信噪比是否低于特定閾值Qout。如果估計(jì)的信噪比低于特定閾值Qout，則控制流程轉(zhuǎn)到步驟512。在步驟512中，用戶設(shè)備120的同步狀態(tài)被設(shè)為0。在步驟514中，指示用戶設(shè)備120處于“不同步”狀態(tài)。接著控制流程在步驟522結(jié)束。如果估計(jì)的信噪比沒有低于特定閾值Qout，則控制流程轉(zhuǎn)到步驟516。在步驟516中，判斷該估計(jì)的信噪比是否高于特定閾值Qin。如果該估計(jì)的信噪比沒有高出特定閾值Qin，則同步狀態(tài)保持不變。如果該估計(jì)的信噪比高于特定閾值Qin，則控制流程轉(zhuǎn)到步驟518。在步驟518中，用戶設(shè)備120的同步狀態(tài)被設(shè)為1。在步驟520中，指示用戶設(shè)備120處于“同步”狀態(tài)。接著控制流程轉(zhuǎn)到在步驟522結(jié)束。
根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例，用于在WCDMA網(wǎng)絡(luò)中判斷同步狀態(tài)的方法和系統(tǒng)包括用于根據(jù)通過下行專用物理信道(DPCH)接收得到的多個(gè)發(fā)射功率控制(TPC)比特156計(jì)算該DPCH的信噪比(SNR)的電路，并且該TPC比特在接收時(shí)是未知的。用戶設(shè)備120可根據(jù)所計(jì)算得到的SNR控制發(fā)射電路。如果計(jì)算出的多個(gè)TPC比特156的SNR低于第一信道閾值Qout，則用戶設(shè)備120禁用無線收發(fā)器146中的發(fā)射電路。如果計(jì)算出的多個(gè)TPC比特156的SNR高于第二信道閾值Qin，則用戶設(shè)備120啟用無線收發(fā)器146中的發(fā)射電路。用戶設(shè)備120可估計(jì)TPC比特的接收質(zhì)量。用戶設(shè)備120可以是例如手提電話或筆記本電腦中的無線網(wǎng)卡。如果TPC比特是在可靠信道條件下接收得到的，則可對(duì)之進(jìn)行正確解調(diào)，進(jìn)而用戶設(shè)備120可正確檢測(cè)提供服務(wù)的無線鏈路(serving radiolink)下發(fā)的命令，并適當(dāng)調(diào)整其發(fā)射功率，進(jìn)而避免干擾。另一方面，如果TPC比特是在較差信道條件下接收得到的，則可能將TPC指令錯(cuò)誤解碼，進(jìn)而用戶設(shè)備120可能按不適當(dāng)?shù)陌l(fā)射功率級(jí)別進(jìn)行傳輸，造成了不希望有的干擾并限制了系統(tǒng)容量。
用戶設(shè)備120中的加法器模塊206包括用于將通過下行專用物理信道上的多個(gè)多路徑接收得到的多個(gè)TPC比特的各部分相加以生成同相(I)分量和正交(Q)分量的電路。用戶設(shè)備120中的該電路用于將已生成的I分量和Q分量相加以確定DPCH 102的信號(hào)功率。用戶設(shè)備120中的求平方模塊228用于將上述I分量和Q分量之和進(jìn)行平方以確定DPCH 102的信號(hào)功率。用戶設(shè)備120中的除法器模塊230通過將I分量和Q分量之和的平方值除以DPCH 102中每時(shí)隙的TPC比特?cái)?shù)num_tpc，得到I分量和Q分量之和的平方值的平均數(shù)，以確定DPCH 102的信號(hào)功率。用戶設(shè)備120中的求平均模塊232用于求得I分量和Q分量之和的平方值的平均數(shù)在給定時(shí)間窗內(nèi)的平均值。
用戶設(shè)備120中的加法器模塊208用于將已生成的I分量和Q分量相減以確定DPCH 102的噪聲功率。用戶設(shè)備120中的求平方模塊212用于將上述I分量和Q分量之差進(jìn)行平方以確定DPCH 102的信號(hào)功率。用戶設(shè)備120中的加法器模塊214用于將多個(gè)TPC符號(hào)上的I分量和Q分量之差的平方相加，以確定DPCH 102的信號(hào)功率。該多個(gè)TPC符號(hào)的數(shù)量等于DPCH 102中每時(shí)隙的TPC比特?cái)?shù)的一半。用戶設(shè)備120中的除法器模塊220通過將I分量和Q分量之差的平方的和除以DPCH 102中每時(shí)隙的TPC比特?cái)?shù)num_tpc，得到I分量和Q分量之差的平方的和的平均數(shù)，以判斷DPCH 102的信號(hào)功率。用戶設(shè)備120中的求平均模塊222用于求得I分量和Q分量之差的平方的和的平均數(shù)在給定時(shí)間窗內(nèi)的平均值。
該系統(tǒng)包括有通過從DPCH 102的已計(jì)算得到的信號(hào)功率估值中減去DPCH 102的已計(jì)算得到的噪聲功率估值來得到DPCH 102的信號(hào)功率估值的電路，該計(jì)算如下式所示Stpc_avg(k)＝TPC_sum_sqr_avg(k)-Ntpc_avg(k)根據(jù)下式還可利用平均時(shí)間周期內(nèi)的平均TPC比特?cái)?shù)進(jìn)行調(diào)整Stpc_avg(k)＝Stpc_avg(k)*num_tpc_avg(k)其中每時(shí)隙的num_tpc可發(fā)生變化。
該系統(tǒng)包括有用于改進(jìn)DPCH 102的所確定的噪聲估值的電路，通過以下至少一項(xiàng)來補(bǔ)充所計(jì)算得到的噪聲估值接收到的專用導(dǎo)頻比特和接收到的通用導(dǎo)頻比特(CPICH)。通過對(duì)多個(gè)無線鏈路組中的每個(gè)無線鏈路組所計(jì)算出的SNR求平均值，可計(jì)算出多個(gè)多路徑的DPCH 102的SNR。該系統(tǒng)包括有用于計(jì)算多個(gè)無線鏈路組中的每一個(gè)的DPCH 102的SNR來確定多個(gè)信噪比(SNR)的電路。該系統(tǒng)包括有用于根據(jù)已確定的多個(gè)SNR控制發(fā)射電路的電路。該系統(tǒng)包括有用于在多個(gè)SNR中的至少一個(gè)SNR高于第二信道閾值時(shí)啟用發(fā)射電路的電路。該系統(tǒng)還包括有用于在多個(gè)SNR中的至少一個(gè)SNR未高出第一信道閾值時(shí)禁用發(fā)射電路的電路。
因此，本發(fā)明可用硬件、軟件或軟硬件結(jié)合來實(shí)現(xiàn)。本發(fā)明可在至少一臺(tái)計(jì)算機(jī)系統(tǒng)的集中式環(huán)境下實(shí)現(xiàn)，也可在各元件分布在不同相互連接的計(jì)算機(jī)系統(tǒng)的分布式環(huán)境下實(shí)現(xiàn)。任何種類的計(jì)算機(jī)系統(tǒng)或其它適合于執(zhí)行本發(fā)明所述方法的設(shè)備都適合使用本發(fā)明。軟硬件結(jié)合的范例可為帶有某計(jì)算機(jī)程序的通用計(jì)算機(jī)系統(tǒng)，但載入并運(yùn)行該計(jì)算機(jī)程序時(shí)，可控制計(jì)算機(jī)系統(tǒng)執(zhí)行本發(fā)明所述的方法。
本發(fā)明也可內(nèi)置在計(jì)算機(jī)程序產(chǎn)品中，其中包含可實(shí)現(xiàn)本發(fā)明所述方法的所有性能，且當(dāng)其載入到計(jì)算機(jī)系統(tǒng)時(shí)可執(zhí)行這些方法。本上下文中的計(jì)算機(jī)程序是指以任何語言、代碼或符號(hào)編寫的指令集的任何表達(dá)式，可使帶有信息處理功能的系統(tǒng)直接執(zhí)行特定功能或者在完成下列一項(xiàng)或兩項(xiàng)之后執(zhí)行特定功能a)轉(zhuǎn)換為其它語言、代碼或符號(hào)；b)以其它形式重新生成。
本發(fā)明是通過一些實(shí)施例進(jìn)行描述的，本領(lǐng)域技術(shù)人員知悉，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍的情況下，可以對(duì)這些特征和實(shí)施例進(jìn)行各種改變或等效替換。另外，在本發(fā)明的教導(dǎo)下，可以對(duì)這些特征和實(shí)施例進(jìn)行修改以適應(yīng)具體的情況及材料而不會(huì)脫離本發(fā)明的精神和范圍。因此，本發(fā)明不受此處所公開的具體實(shí)施例的限制，所有落入本申請(qǐng)的權(quán)利要求范圍內(nèi)的實(shí)施例都屬于本發(fā)明的保護(hù)范圍。
權(quán)利要求
1.一種信號(hào)處理方法，其特征在于，所述方法包括根據(jù)通過下行專用物理信道接收到的多個(gè)TPC比特計(jì)算所述下行專用物理信道的SNR，其中所述多個(gè)TPC比特中的所述至少一個(gè)比特的值在接收到該比特時(shí)是未知的。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法進(jìn)一步包括根據(jù)所計(jì)算得到的信噪比控制發(fā)射電路。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法進(jìn)一步包括如果所述多個(gè)TPC比特的所述計(jì)算出的SNR低于第一信道閾值，則禁用發(fā)射電路。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法進(jìn)一步包括如果所述多個(gè)TPC比特的所述計(jì)算出的SNR高于第二信道閾值，則啟用發(fā)射電路。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法進(jìn)一步包括將通過所述下行專用物理信道上的多個(gè)多路徑接收得到的所述多個(gè)TPC比特的各部分相加，以生成1分量和Q分量。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，所述方法進(jìn)一步包括將所述生成的1分量和所述生成的Q分量相加，以確定所述DPCH的信號(hào)功率；和將所述生成的1分量和所述生成的Q分量之和進(jìn)行平方運(yùn)算，以確定所述DPCH的所述信號(hào)功率。
7.一種信號(hào)處理系統(tǒng)，其特征在于，所述系統(tǒng)包括用于根據(jù)通過下行專用物理信道接收到的多個(gè)TPC比特計(jì)算所述下行專用物理信道的SNR的電路，其中，所述多個(gè)TPC比特中的至少一個(gè)比特的值在接收到該比特時(shí)是未知的。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的系統(tǒng)，其特征在于，所述電路根據(jù)所述計(jì)算出的信噪比控制發(fā)射電路。
9.根據(jù)權(quán)利要求7所述的系統(tǒng)，其特征在于，如果所述多個(gè)TPC比特的所述計(jì)算出的SNR低于第一信道閾值時(shí)，所述電路禁用發(fā)射電路。
10.根據(jù)權(quán)利要求7所述的系統(tǒng)，其特征在于，如果所述多個(gè)TPC比特的所述計(jì)算出的SNR高于第二信道閾值時(shí)，所述電路啟用發(fā)射電路。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種在寬帶CDMA(WCDMA)網(wǎng)絡(luò)中判斷同步狀態(tài)的方法和系統(tǒng)，所述方法包括根據(jù)通過下行專用物理信道(DPCH)接收到的多個(gè)發(fā)射功率控制(TPC)比特計(jì)算所述下行專用物理信道(DPCH)的信噪比(SNR)，其中所述多個(gè)TPC比特中的所述至少一個(gè)比特的值在接收到該比特時(shí)是未知的。本發(fā)明可根據(jù)所計(jì)算得到的信噪比控制發(fā)射電路。如果所述多個(gè)TPC比特的所述計(jì)算出的SNR低于第一信道閾值時(shí)則禁用發(fā)射電路。如果所述多個(gè)TPC比特的所述計(jì)算出的SNR高于第二信道閾值則啟用發(fā)射電路。
文檔編號(hào)H04B1/707GK101022308SQ20071000187
公開日2007年8月22日 申請(qǐng)日期2007年2月1日 優(yōu)先權(quán)日2006年2月15日
發(fā)明者塞韋林·卡特羅伊斯-厄斯戈, 馬克·肯特, 尤里·M·蘭道, 文科·厄斯戈 申請(qǐng)人:美國(guó)博通公司