專利名稱：多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器及決定其信號增益的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明是有關(guān)于多頻帶正交頻分復(fù)用(MultiBand-Orthogonal Frequency Division Multiplexing，MB-OFDM)系統(tǒng)，特別是有關(guān)于多頻帶正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的自動增益控制(Automatic Gain Control，AGC)。
背景技術(shù)：
正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，OFDM)系統(tǒng)已經(jīng)于業(yè)界使用40年之久，并已被多種現(xiàn)行的通信標(biāo)準(zhǔn)采用，以供基頻通信之用，例如IEEE802.11a/g/n、ADSL、WiMAx、DAB以及DVB等通信標(biāo)準(zhǔn)。多頻帶正交頻分復(fù)用(MB-OFDM)系統(tǒng)的頻帶范圍起自3.1GHz而終于10.6GHz，該頻帶范圍進(jìn)一步被分割為14個(gè)子頻帶(sub-band)，每一子頻帶的頻寬為528MHz。較小頻寬的子頻帶可降低基頻接收器的設(shè)計(jì)復(fù)雜度以降低系統(tǒng)的生產(chǎn)成本，并增進(jìn)整個(gè)系統(tǒng)的頻帶操作彈性。
圖1為正交頻分復(fù)用(OFDM)符元于一多頻帶正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中進(jìn)行傳輸?shù)氖疽鈭D。由于圖1中的時(shí)域頻域交錯(cuò)(time-frequency interleaving，TFI)預(yù)先假設(shè)僅于三個(gè)子頻帶上進(jìn)行，因此圖中只顯示出三個(gè)子頻帶，分別為頻道122、124與126，其中每一子頻帶的頻寬為528MHz。第一正交頻分復(fù)用符元104首先于頻道122上進(jìn)行傳輸，接著第二正交頻分復(fù)用符元108于頻道124上進(jìn)行傳輸，接著第三正交頻分復(fù)用符元112于頻道126上進(jìn)行傳輸，之后第四正交頻分復(fù)用符元再次于頻道122上進(jìn)行傳輸，如此持續(xù)進(jìn)行下去。每一符元持續(xù)242.42納秒(ns)，其中于528MHz的采樣頻率下每一符元包含了128個(gè)樣本。每一符元的尾端被插入補(bǔ)零字尾(zero-padding suffix)，例如補(bǔ)零字尾106、110與114。每一補(bǔ)零字尾持續(xù)70.08納秒且包含37個(gè)樣本。插入補(bǔ)零字尾的作用是為了確保傳輸端與接收端有足夠的時(shí)間以將目前的傳輸頻道(子頻帶)轉(zhuǎn)換至下一傳輸頻道。多頻帶正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中所進(jìn)行的傳輸頻道的轉(zhuǎn)換被稱為跳頻(frequency hopping)。
自動增益控制(AGC)為一控制基頻接收器的信號增益的機(jī)制。由于當(dāng)信號于傳輸端與接收端之間傳輸時(shí)會受到衰減，因此在信號被接收端進(jìn)一步處理前，接收端必須將信號的強(qiáng)度放大到適于處理的程度。因此，必須事先量測所接收的信號的前置信號(preamble)的強(qiáng)度，以便讓自動增益控制機(jī)制決定信號增益，以供放大信號之用。一般正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的短前置信號包括10個(gè)連續(xù)的短前置符元，而在量測正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的短前置符元的信號強(qiáng)度時(shí)并不會發(fā)生問題。
然而，在多頻帶正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中，前置信號包含了18個(gè)符元，并且于符元間穿插了補(bǔ)零字尾。圖2顯示多頻帶正交頻分復(fù)用接收器所收到的前置信號的信號強(qiáng)度。前置信號的符元212被夾擠于符元邊界204與206之間，而僅僅介于符元邊界間的信號樣本才能用以量測信號強(qiáng)度。這是因?yàn)樵诜吔缰饧礊檠a(bǔ)零字尾區(qū)域，在補(bǔ)零字尾中除了噪聲外并無信號存在，如補(bǔ)零字尾210。若自動增益控制機(jī)制在量測信號強(qiáng)度時(shí)量測到補(bǔ)零字尾，則信號強(qiáng)度會包含噪聲的信號強(qiáng)度在內(nèi)，而真實(shí)的信號強(qiáng)度會與量測到的值差異甚多。此信號強(qiáng)度的量測誤差會進(jìn)一步造成自動增益控制機(jī)制決定信號增益上的錯(cuò)誤。因此，若前置信號的補(bǔ)零字尾被量測，將造成接收器效能的下降。

發(fā)明內(nèi)容
有鑒于此，本發(fā)明的目的在于提供一種決定多頻帶正交頻分復(fù)用(MultiBand-Orthogonal Frequency Division Multiplexing，MB-OFDM)基頻接收器(baseband receiver)的信號增益的方法，以解決已知技術(shù)存在的問題。首先，偵測一信號的符元邊界(symbol boundary)，其中符元邊界標(biāo)示出信號的前置信號符元(preamble symbol)的起點(diǎn)。接著，根據(jù)符元邊界，量測信號的強(qiáng)度，使得信號的補(bǔ)零區(qū)域(zero-padding section)的信號強(qiáng)度不會被量測。接著，依據(jù)量測信號得到的強(qiáng)度，決定放大信號的增益值(gain magnitude)。最后，依據(jù)增益值放大信號。
本發(fā)明更提供一種多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器。多頻帶正交頻分復(fù)用(MultiBand-Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，MB-OFDM)基頻接收器(baseband receiver)包括射頻模塊(radio frequency module)、模擬至數(shù)字轉(zhuǎn)換器(analog to digital converter，ADC)、符元邊界偵測模塊、以及自動增益控制(automatic gain control，AGC)模塊。射頻模塊接收一射頻信號以產(chǎn)生一模擬信號，并依據(jù)一增益值放大模擬信號。模擬至數(shù)字轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換模擬信號為一數(shù)字信號。符元邊界偵測模塊偵測數(shù)字信號的符元邊界(symbol boundary)，以產(chǎn)生一符元邊界信號。自動增益控制模塊根據(jù)符元邊界信號量測信號的強(qiáng)度以使得信號的補(bǔ)零區(qū)域(zero-padding section)的信號強(qiáng)度不會被量測，并依據(jù)量測信號得到的強(qiáng)度決定放大信號的增益值(gainmagnitude)，且產(chǎn)生表示增益值的一增益信號。其中射頻模塊依據(jù)增益信號以調(diào)整模擬信號的增益值。
本發(fā)明所述的多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器及決定其信號增益的方法，信號強(qiáng)度可以得到精準(zhǔn)的量測，而自動增益模塊可以依據(jù)信號強(qiáng)度恰當(dāng)?shù)貨Q定信號的增益值，而信號也可依據(jù)增益值被精確地放大。


圖1為正交頻分復(fù)用符元于一多頻帶正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中進(jìn)行傳輸?shù)氖疽鈭D；圖2顯示多頻帶正交頻分復(fù)用接收器所收到的前置信號的信號強(qiáng)度；圖3為依據(jù)本發(fā)明的多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器的區(qū)塊圖；圖4為依據(jù)本發(fā)明的匹配濾波器(matched filter)的區(qū)塊圖；圖5為依據(jù)本發(fā)明的比較模塊的區(qū)塊圖；圖6為依據(jù)本發(fā)明的比較模塊另一實(shí)施例的區(qū)塊圖；圖7為依據(jù)本發(fā)明的決定多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器的信號增益的方法的流程圖；圖8為依據(jù)本發(fā)明的決定多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器的信號增益的方法另一實(shí)施例的流程圖。
具體實(shí)施例方式
為了讓本發(fā)明的上述和其他目的、特征和優(yōu)點(diǎn)能更明顯易懂，下文特舉數(shù)較佳實(shí)施例，并配合所附圖示，作詳細(xì)說明如下。
圖3為依據(jù)本發(fā)明的多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器300的區(qū)塊圖。多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器300包括天線302、射頻模塊304、模擬至數(shù)字轉(zhuǎn)換器(analog to digital converter，ADC)306、自動增益控制(automatic gain control，AGC)模塊308、符元邊界偵測模塊310以及基頻處理器320。多頻帶正交頻分復(fù)用發(fā)送器所發(fā)出的射頻信號首先被射頻模塊304經(jīng)由天線302接收，以得到一模擬信號。模擬至數(shù)字轉(zhuǎn)換器306接著將模擬信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號。符元邊界偵測模塊310接著偵測數(shù)字信號的符元邊界(symbol boundary)以產(chǎn)生一符元邊界信號。自動增益控制模塊308接著依據(jù)符元邊界信號，以對于夾擠于符元邊界中的數(shù)字信號的信號強(qiáng)度進(jìn)行量測，以使數(shù)字信號的補(bǔ)零區(qū)域(zero paddingsection)的信號強(qiáng)度不會被量測到。自動增益控制模塊308接著依據(jù)信號強(qiáng)度決定用以放大模擬信號的增益(gain)大小，并產(chǎn)生一增益信號以表示該增益值。當(dāng)射頻模塊304收到增益信號后，便可依據(jù)增益值放大該模擬信號。
舉例來說，若符元邊界偵測模塊310產(chǎn)生一符元邊界信號，標(biāo)示圖2中符元212的起始邊界204，則自動增益模塊308可對數(shù)字信號出現(xiàn)于起始邊界204之后的樣本進(jìn)行量測，以量測信號強(qiáng)度。如此，則補(bǔ)零字尾210的樣本不會被量測到，而由于補(bǔ)零字尾未被量測，量測后所得到的信號強(qiáng)度可以變得十分精確。若自動增益控制模塊308每次量測信號強(qiáng)度時(shí)均僅對符元邊界內(nèi)的信號樣本進(jìn)行量測，則可以借此精確地估測信號所需的增益值。因此，模擬信號將根據(jù)增益值而合適地被放大。
符元邊界偵測模塊310包括一匹配濾波器312及一比較模塊314。匹配濾波器312將該數(shù)字信號的前置符元的樣本與該前置符元的預(yù)設(shè)基底序列(predetermined base sequence)進(jìn)行相關(guān)性(correlating)運(yùn)算，以產(chǎn)生一匹配和(matched sum)。比較模塊314接著將該匹配和所導(dǎo)出的值與至少一門檻值(threshold value)進(jìn)行比較，以決定符元邊界的位置。舉例來說，匹配和所導(dǎo)出的值可以為該匹配和的絕對值。一旦偵測到符元邊界，比較模塊314便產(chǎn)生該符元邊界信號，以標(biāo)示出對應(yīng)于符元邊界的樣本。于是，自動增益控制模塊308可依據(jù)符元邊界信號找出符元邊界的位置。
圖4為依據(jù)本發(fā)明的匹配濾波器400的區(qū)塊圖，匹配濾波器400為圖3的匹配濾波器312的一實(shí)施例。匹配濾波器400包括第一延遲線(delay line)402、第二延遲線404以及基底序列暫存器(base sequence register)406。基底序列暫存器406用以儲存前置符元的預(yù)設(shè)基底序列的樣本，所述樣本被信號發(fā)送端重復(fù)傳送以作為該多頻帶正交頻分復(fù)用信號的前置符元。該預(yù)設(shè)基底序列的樣本數(shù)目假定為128個(gè)。同樣的，第一延遲線402與第二延遲線404亦包含128個(gè)延遲單元(delay cell)以同時(shí)儲存128個(gè)樣本。多頻帶正交頻分復(fù)用信號的前置符元假設(shè)包含一同相分量(in-phasecomponent)及一正交分量(quadrature component)。該同相分量被送至第一延遲線402，其中包含的每一延遲單元將該同相分量的樣本延遲一樣本區(qū)間(sampling period)。于是，第一延遲線402總共產(chǎn)生了128個(gè)延遲同相樣本，所述延遲同相樣本是由同相分量的樣本分別被延遲1至128個(gè)樣本區(qū)間而產(chǎn)生。舉例來說，自延遲單元412、414及416輸出的延遲同相樣本分別被延遲了1、2及128個(gè)樣本區(qū)間。另外，正交分量則被送至第二延遲線404，其中包含的每一延遲單元將該正交分量的樣本延遲一樣本區(qū)間。于是，第二延遲線404總共產(chǎn)生了128個(gè)延遲正交樣本，所述延遲正交樣本是由正交分量的樣本分別被延遲1至128個(gè)樣本區(qū)間而產(chǎn)生。舉例來說，自延遲單元422、424及426輸出的延遲正交樣本分別被延遲了1、2及128個(gè)樣本區(qū)間。
匹配濾波器400亦包括耦接于第一延遲線402與基底序列暫存器406的多個(gè)第一乘法器，例如乘法器442、444及446。每一第一乘法器耦接于第一延遲線402的一延遲單元與基底序列暫存器406對應(yīng)于該延遲單元的一暫存器之間，分別將一延遲同相樣本與一相對應(yīng)的基底序列樣本相乘以得到一同相相關(guān)性乘積(in-phasecorrelated product)。接著，自所述第一乘法器輸出的所述同相相關(guān)性乘積被第一加法器448加總以產(chǎn)生該同相匹配和。同樣的，匹配濾波器400亦包括耦接于第二延遲線404與基底序列暫存器406的多個(gè)第二乘法器，例如乘法器452、454及456。每一第二乘法器耦接于第二延遲線404的一延遲單元與基底序列暫存器406對應(yīng)于該延遲單元的一暫存器之間，分別將一延遲正交樣本與一相對應(yīng)的基底序列樣本相乘以得到一正交相關(guān)性乘積(quadraturecorrelated product)。接著，自所述第二乘法器輸出的所述正交相關(guān)性乘積被第二加法器458加總以產(chǎn)生該正交匹配和。同相匹配和與正交匹配和共同組成匹配濾波器400所輸出的匹配和。
圖5為依據(jù)本發(fā)明的比較模塊500的區(qū)塊圖。比較模塊500為圖3的比較模塊314的一實(shí)施例。比較模塊500包括一絕對值模塊502及一比較器(comparator)504。絕對值模塊502依據(jù)匹配濾波器輸出的同相匹配和及正交匹配和以計(jì)算匹配和的絕對值。比較器504接著將該絕對值與一門檻值比較以決定是否符元邊界于此點(diǎn)發(fā)生。舉例來說，若由一樣本計(jì)算出的匹配和的絕對值超過門檻值時(shí)，對應(yīng)于該匹配和的樣本即被認(rèn)為是符元邊界的對應(yīng)點(diǎn)，而符元邊界信號亦在此時(shí)被觸發(fā)，以指示符元邊界的發(fā)生。
圖6為依據(jù)本發(fā)明的比較模塊600的區(qū)塊圖。比較模塊600為圖3的比較模塊314的另一實(shí)施例。比較模塊600包括第一比較器602、第二比較器604、第三比較器606與第四比較器608。比較模塊600并不進(jìn)行絕對值的計(jì)算，而匹配濾波器輸出的同相匹配和及正交匹配和皆有可能為正值或負(fù)值。此時(shí)若同相匹配和及正交匹配和超過一正的高門檻值或低于一負(fù)的低門檻值，對應(yīng)于該同相匹配和或正交匹配和的樣本被判定為符元邊界。因此，第一比較器與第二比較器602及604將同相匹配和分別與高門檻值及低門檻值進(jìn)行比較，以分別產(chǎn)生第一比較結(jié)果、第二比較結(jié)果。第三比較器與第四比較器606及608將正交匹配和分別與高門檻值及低門檻值進(jìn)行比較，以分別產(chǎn)生第三比較結(jié)果、第四比較結(jié)果。比較模塊600更包括或門612、614及616?；蜷T612以第一比較結(jié)果及第二比較結(jié)果為輸入信號，而或門614以第三比較結(jié)果及第四比較結(jié)果為輸入信號?；蜷T616接著對或門612及614的輸出執(zhí)行或(OR)運(yùn)算，以得到該符元邊界信號。因此，若該第一比較結(jié)果、第二比較結(jié)果、第三比較結(jié)果、第四比較結(jié)果其中之一為真時(shí)，符元邊界信號便會被觸發(fā)。
圖7為依據(jù)本發(fā)明的決定多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器的信號增益的方法700的流程圖。多頻帶正交頻分復(fù)用信號的符元邊界首先于步驟702中進(jìn)行偵測。若于步驟704中偵測到符元邊界，則于步驟706中對于介于符元邊界之間的多頻帶正交頻分復(fù)用信號的信號強(qiáng)度進(jìn)行量測，以使多頻帶正交頻分復(fù)用信號的補(bǔ)零字尾不會被量測到。接著，于步驟708中依據(jù)多頻帶正交頻分復(fù)用信號的信號強(qiáng)度決定放大多頻帶正交頻分復(fù)用信號的增益值。最后，于步驟710中依據(jù)所決定的增益值放大多頻帶正交頻分復(fù)用信號。方法700可以以更詳細(xì)的步驟以實(shí)施多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器的自動增益控制機(jī)制。
圖8為依據(jù)本發(fā)明的決定多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器的信號增益的方法800的流程圖。方法800可被分割為4個(gè)階段，其中第一階段802與第二階段804用來對信號的增益值進(jìn)行粗調(diào)節(jié)，而第三階段806與第四階段808用來對信號的增益值進(jìn)行細(xì)調(diào)節(jié)。每一階段都可以運(yùn)用方法700以進(jìn)行增益的調(diào)節(jié)。假定自動增益控制模塊可控制一低噪聲放大器(low noise amplifier，LNA)以及一可變增益放大器(variable gain amplifier，VGA)。低噪聲放大器及可變增益放大器兩者均可依據(jù)自動增益控制模塊決定的增益值以對信號進(jìn)行放大，但低噪聲放大器的調(diào)節(jié)精細(xì)度(adjustingscale)較大而只能進(jìn)行粗調(diào)，而可變增益放大器的調(diào)節(jié)精細(xì)度較小而可進(jìn)行微調(diào)。因此，第一階段及第二階段同時(shí)采用低噪聲放大器及可變增益放大器兩者以放大信號至一大致可接受的程度，再于第三階段及第四階段僅運(yùn)用可變增益放大器以對信號強(qiáng)度進(jìn)行微調(diào)。
首先，自動增益控制模塊于步驟854中等待多頻帶正交頻分復(fù)用信號的包出現(xiàn)。當(dāng)偵測到包號，信號于步驟856中被以一預(yù)設(shè)增益值進(jìn)行放大。此信號放大的過程需時(shí)0.5ms，以使調(diào)整后的信號達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)。同樣地，后續(xù)每次信號放大時(shí)皆需等待此一時(shí)間，以使信號達(dá)到穩(wěn)定，才能對信號進(jìn)行后續(xù)處理。接著進(jìn)行第一階段。首先于步驟812中等待符元邊界的出現(xiàn)。接著，自動增益控制模塊便可于步驟814中依據(jù)符元邊界量測信號強(qiáng)度，以使信號的補(bǔ)零字尾不會被量測。接著于步驟816中衡量是否信號強(qiáng)度與一目標(biāo)信號強(qiáng)度大致相吻合。若大致吻合，信號僅需進(jìn)行微調(diào)，因此可直接進(jìn)行第三階段806。否則，信號需在步驟818中被放大。等到信號呈穩(wěn)定，再進(jìn)行第二階段804，其中的步驟822、824、826、828均分別與第一階段的步驟812、814、816、818相類似。
當(dāng)放大后的信號呈穩(wěn)定后，便進(jìn)行第三階段806。由于經(jīng)過第一階段或第二階段的放大后信號強(qiáng)度已達(dá)到一大致可接受的程度，第三階段及第四階段僅運(yùn)用可變增益放大器對信號強(qiáng)度進(jìn)行微調(diào)。首先于步驟832中等待符元邊界的出現(xiàn)。接著，自動增益控制模塊便可于步驟834中依據(jù)符元邊界量測信號強(qiáng)度，以使信號的補(bǔ)零字尾不會被量測。接著于步驟836中依據(jù)根據(jù)信號強(qiáng)度所決定的增益值運(yùn)用可變增益放大器放大該信號。等到信號呈穩(wěn)定，再進(jìn)行第四階段808，其中的步驟842、844、846均分別與第三階段的步驟832、834、836相類似。經(jīng)過該四個(gè)階段后，信號已被恰當(dāng)?shù)胤糯?，而自動增益控制模塊可閑置直到包結(jié)束為止，然后在步驟854中繼續(xù)等待下一包的出現(xiàn)，以進(jìn)行新一輪對信號的放大過程。
本發(fā)明提供一種決定多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器的信號增益的方法。多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器被加裝一符元邊界偵測模塊，其可偵測前置信號的符元邊界起點(diǎn)。信號強(qiáng)度將僅依據(jù)出現(xiàn)于符元邊界起點(diǎn)后的樣本進(jìn)行量測計(jì)算，因此補(bǔ)零字尾區(qū)域的信號不會被量測。于是，信號強(qiáng)度可以得到精準(zhǔn)的量測，而自動增益模塊可以依據(jù)信號強(qiáng)度恰當(dāng)?shù)貨Q定信號的增益值，而信號也可依據(jù)增益值被精確地放大。
以上所述僅為本發(fā)明較佳實(shí)施例，然其并非用以限定本發(fā)明的范圍，任何熟悉本項(xiàng)技術(shù)的人員，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，可在此基礎(chǔ)上做進(jìn)一步的改進(jìn)和變化，因此本發(fā)明的保護(hù)范圍當(dāng)以本申請的權(quán)利要求書所界定的范圍為準(zhǔn)。
附圖中符號的簡單說明如下300多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器302天線304射頻模塊306模擬至數(shù)字轉(zhuǎn)換器308自動增益控制模塊310符元邊界偵測模塊312匹配濾波器314比較模塊320基頻處理器400匹配濾波器402、404延遲線406基底序列暫存器442、444、446、452、454、456乘法器448、458加法器500、600比較模塊502絕對值模塊
504、602、604、606、608比較器612、614、616或門
權(quán)利要求
1.一種決定多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器的信號增益的方法，其特征在于，包括下列步驟偵測一信號的符元邊界，其中該符元邊界標(biāo)示出該信號的一前置信號符元的起點(diǎn)；根據(jù)該符元邊界，量測該信號的強(qiáng)度，使得該信號的一補(bǔ)零區(qū)域的信號強(qiáng)度不會被量測；依據(jù)量測該信號得到的該強(qiáng)度，決定放大該信號的增益值；以及依據(jù)該增益值放大該信號。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的決定多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器的信號增益的方法，其特征在于，該符元邊界標(biāo)示出該信號的該前置信號符元的開端，而該信號的強(qiáng)度是以該信號出現(xiàn)于該符元邊界之后的樣本進(jìn)行量測。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的決定多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器的信號增益的方法，其特征在于，該符元邊界的偵測包括下列步驟將該信號的該前置信號符元與該前置信號符元的預(yù)設(shè)基底序列進(jìn)行相關(guān)性運(yùn)算，以產(chǎn)生一匹配和；以及比較該匹配和所導(dǎo)出的值與至少一門檻值，以決定該符元邊界的位置。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的決定多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器的信號增益的方法，其特征在于，該信號包含一同相分量及一正交分量，而該匹配和包含分別對應(yīng)于該同相分量及該正交分量的同相匹配和及正交匹配和。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的決定多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器的信號增益的方法，其特征在于，該前置信號符元與該預(yù)設(shè)基底序列所進(jìn)行的相關(guān)性運(yùn)算包括下列步驟延遲該前置信號符元的該同相分量1至n個(gè)采樣周期以得到多個(gè)延遲同相樣本，其中n為該預(yù)設(shè)基底序列包含的樣本數(shù)目；延遲該前置信號符元的該正交分量1至n個(gè)采樣周期以得到多個(gè)延遲正交樣本；將所述延遲同相樣本分別與該預(yù)設(shè)基底序列中對應(yīng)的樣本相乘，以得到多個(gè)同相相關(guān)性乘積；將所述延遲正交樣本分別與該預(yù)設(shè)基底序列中對應(yīng)的樣本相乘，以得到多個(gè)正交相關(guān)性乘積；將所述同相相關(guān)性乘積加總以得到該同相匹配和；以及將所述正交相關(guān)性乘積加總以得到該正交匹配和。
6.根據(jù)權(quán)利要求4所述的決定多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器的信號增益的方法，其特征在于，該符元邊界的位置的決定更包括下列步驟根據(jù)該同相匹配和與該正交匹配和，計(jì)算該匹配和的絕對值；以及比較該匹配和的該絕對值與一門檻值，以決定該符元邊界。
7.根據(jù)權(quán)利要求4所述的決定多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器的信號增益的方法，其特征在于，該符元邊界的位置的決定更包括下列步驟比較該同相匹配和與一高門檻值，以得到第一比較結(jié)果；比較該同相匹配和與一低門檻值，以得到第二比較結(jié)果；比較該正交匹配和與該高門檻值，以得到第三比較結(jié)果；比較該正交匹配和與該低門檻值，以得到第四比較結(jié)果；以及若該第一比較結(jié)果、第二比較結(jié)果、第三比較結(jié)果或第四比較結(jié)果其中之一為真，便致能一符元邊界信號，其中該符元邊界信號表示該符元邊界的偵測結(jié)果。
8.一種多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器，包括一射頻模塊，接收一射頻信號以產(chǎn)生一模擬信號，并依據(jù)一增益值放大該模擬信號；一模擬至數(shù)字轉(zhuǎn)換器，耦接至該射頻模塊，轉(zhuǎn)換該模擬信號為一數(shù)字信號；其特征在于，一符元邊界偵測模塊，耦接至該模擬至數(shù)字轉(zhuǎn)換器，偵測該數(shù)字信號的符元邊界，以產(chǎn)生一符元邊界信號；以及一自動增益控制模塊，耦接至該射頻模塊、該模擬至數(shù)字轉(zhuǎn)換器及該符元邊界偵測模塊，根據(jù)該符元邊界信號量測該信號的強(qiáng)度以使得該信號的一補(bǔ)零區(qū)域的信號強(qiáng)度不會被量測，并依據(jù)量測該信號得到的該強(qiáng)度決定放大該信號的增益值，且產(chǎn)生表示該增益值的一增益信號；其中該射頻模塊依據(jù)該增益信號以調(diào)整該模擬信號的增益值。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器，其特征在于，該符元邊界標(biāo)示出該數(shù)字信號的前置信號符元的開端，而該自動增益控制模塊是以該數(shù)字信號出現(xiàn)于該符元邊界之后的樣本進(jìn)行量測該數(shù)字信號的強(qiáng)度。
10.根據(jù)權(quán)利要求8或9所述的多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器，其特征在于，該符元邊界偵測模塊包括一匹配濾波器，耦接至該模擬至數(shù)字轉(zhuǎn)換器，將該數(shù)字信號的前置信號符元與該前置信號符元的預(yù)設(shè)基底序列進(jìn)行相關(guān)性運(yùn)算，以產(chǎn)生一匹配和；以及一比較模塊，比較該匹配和所導(dǎo)出的值與至少一門檻值，以決定該符元邊界的位置，并據(jù)此產(chǎn)生該符元邊界信號。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器，其特征在于，該數(shù)字信號包含一同相分量及一正交分量，而該匹配和包含分別對應(yīng)于該同相分量及該正交分量的同相匹配和及正交匹配和。
12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器，其特征在于，該匹配濾波器包括一第一延遲線，延遲該前置信號符元的該同相分量1至n個(gè)采樣周期以得到多個(gè)延遲同相樣本，其中n為該預(yù)設(shè)基底序列包含的樣本數(shù)目；一第二延遲線，延遲該前置信號符元的該正交分量1至n個(gè)采樣周期以得到多個(gè)延遲正交樣本；一基底序列暫存器，儲存該預(yù)設(shè)基底序列的多個(gè)基底序列樣本；多個(gè)第一乘法器，耦接至該第一延遲線及該基底序列暫存器，將所述延遲同相樣本分別與對應(yīng)的所述基底序列樣本相乘，以得到多個(gè)同相相關(guān)性乘積；多個(gè)第二乘法器，耦接至該第二延遲線及該基底序列暫存器，將所述延遲正交樣本分別與對應(yīng)的所述基底序列樣本相乘，以得到多個(gè)正交相關(guān)性乘積；一第一加法器，耦接至所述第一乘法器，將所述同相相關(guān)性乘積加總以得到該同相匹配和；以及一第二加法器，耦接至所述第二乘法器，將所述正交相關(guān)性乘積加總以得到該正交匹配和。
13.根據(jù)權(quán)利要求11所述的多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器，其特征在于，該比較模塊包括一絕對值模塊，耦接至該匹配濾波器，根據(jù)該同相匹配和與該正交匹配和，計(jì)算該匹配和的絕對值；以及一比較器，耦接至該絕對值模塊，比較該匹配和的該絕對值與一門檻值，以決定該符元邊界。
14.根據(jù)權(quán)利要求11所述的多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器，其特征在于，該比較模塊包括一第一比較器，比較該同相匹配和與一高門檻值，以得到第一比較結(jié)果；一第二比較器，比較該同相匹配和與一低門檻值，以得到第二比較結(jié)果；一第三比較器，比較該正交匹配和與該高門檻值，以得到第三比較結(jié)果；一第四比較器，比較該正交匹配和與該低門檻值，以得到第四比較結(jié)果；以及一或門，耦接至該第一比較器、第二比較器、第三比較器、及第四比較器，于該第一比較結(jié)果、第二比較結(jié)果、第三比較結(jié)果或第四比較結(jié)果其中之一為真時(shí)致能該符元邊界信號，其中該符元邊界信號表示該符元邊界的偵測結(jié)果。
全文摘要
本發(fā)明提供一種多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器及決定其信號增益的方法。其信號增益方法首先偵測一信號的符元邊界，其中該符元邊界標(biāo)示出該信號的前置信號符元的起點(diǎn)。接著，根據(jù)該符元邊界，量測該信號的強(qiáng)度，使得該信號的補(bǔ)零區(qū)域的信號強(qiáng)度不會被量測。接著，依據(jù)量測該信號得到的該強(qiáng)度，決定放大該信號的增益值。最后，依據(jù)該增益值放大該信號。本發(fā)明所述的多頻帶正交頻分復(fù)用基頻接收器及決定其信號增益的方法，信號強(qiáng)度可以得到精準(zhǔn)的量測，而自動增益模塊可以依據(jù)信號強(qiáng)度恰當(dāng)?shù)貨Q定信號的增益值，而信號也可依據(jù)增益值被精確地放大。
文檔編號H04B7/04GK1984113SQ20071000369
公開日2007年6月20日 申請日期2007年1月26日 優(yōu)先權(quán)日2006年5月31日
發(fā)明者林秋培, 林振榮 申請人:威盛電子股份有限公司