專利名稱：軟判量化器的步長決定方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種軟判量化器的步長決定方法，特別是一種在數(shù)字接受器 中，通過平均噪聲功率的估計(jì)進(jìn)行動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)軟判量化器的步長的方法。
背景技術(shù)：
現(xiàn)有的數(shù)字音訊廣播(DAB)使用編碼正交分頻多任務(wù)(Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing, COFDM)的調(diào)變方式進(jìn)行調(diào)變廣播，其主要 功能為消除收音機(jī)被多徑(multi-path)干擾時(shí)所產(chǎn)生的錯(cuò)誤。傳統(tǒng)的AM和 FM制式是采用一個(gè)載波(carrier)，假如用于傳送數(shù)字信息， 一旦頻帶內(nèi)某 個(gè)頻段被干擾，將會(huì)導(dǎo)致整個(gè)頻帶的信息出錯(cuò)，而編碼正交分頻多任務(wù) (COFDM)則把高速的數(shù)碼信息分散為五百至一千組慢速信息，因?yàn)槁賯?送而可加入冗余(redundancy)產(chǎn)生容錯(cuò)能力，并用相同數(shù)目的載波將它們傳 送，雖然同樣會(huì)受干擾，但由于信息經(jīng)過糾錯(cuò)編碼，且各載波是獨(dú)立的，因而 容許小量干擾和錯(cuò)誤，甚至可以訓(xùn)練收音機(jī)辨別錯(cuò)誤信息，及將部份的干擾化 成有用的信號，這樣即可以達(dá)到在數(shù)字音訊傳遞時(shí)有較好的糾錯(cuò)(error correction)能力。
其中，用于編碼正交分頻多任務(wù)的糾錯(cuò)機(jī)制使用巻積編碼(convdutional coding)手段將傳送的數(shù)字信號輸入至一個(gè)糾錯(cuò)編碼器(error correction encoder)，并在每一個(gè)位上加上冗余的容錯(cuò)能力，使接收端能針對每一個(gè)位 進(jìn)行糾錯(cuò)，接著，使用糾錯(cuò)譯碼器，如維特比(Viterbi)譯碼器，根據(jù)樣本值 (sampledvalue)進(jìn)行譯碼。
上述巻積編碼是通信系統(tǒng)中的一種重要信道編碼(channel coding)技術(shù)， 主要通過具記憶性質(zhì)的時(shí)序電路(sequential circuit)對數(shù)字輸入信號進(jìn)行特定 的轉(zhuǎn)換，產(chǎn)生具有碼距(metric)與一定序列(sequence)關(guān)系的數(shù)字輸出信 號。通過上述碼距與既定的序列關(guān)系，數(shù)字信號在傳輸過程中即使經(jīng)過各種如 噪聲、干擾、衰退等信道損傷，而導(dǎo)致部分?jǐn)?shù)字信號產(chǎn)生位錯(cuò)誤，接收端的譯碼器仍然可以通過信號本身內(nèi)含的碼距與序列關(guān)系將位錯(cuò)誤更正，產(chǎn)生正確的 原本的數(shù)字輸入信號。上述維特比譯碼器即為巻積編碼的譯碼器類型之一。
目前，巻積編碼和維特比譯碼由于其強(qiáng)大的糾錯(cuò)功能，在通信系統(tǒng)中的應(yīng)
用越來越廣泛。仿真結(jié)果顯示，軟判(soft-decision)維特比譯碼器的誤碼率 (Bit Error Ratio, BER)性能和量化(quantization)步長(step size)的選擇有 很大關(guān)系，當(dāng)選擇不合適的量化步長時(shí)，維特比譯碼器的性能明顯降低。而最 佳量化步長會(huì)隨著信噪比(signal-to-noise ratio, SNR)不同而變化。
上述利用編碼正交分頻多任務(wù)技術(shù)的設(shè)備如數(shù)字接收器，其主要是將模擬 信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，再進(jìn)一步轉(zhuǎn)換為通信系統(tǒng)所需的信號格式，其基本結(jié)構(gòu) 如圖1所示，數(shù)字接收器10主要包括模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(analog-to-digital converter) 11,解調(diào)器(demodulator) 12，自動(dòng)增益控制單元(AGC) 13，量 化器(quantizer) 14和維特比譯碼器15。
在圖1顯示的數(shù)字接收器10中，接收到的信號由模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器11進(jìn)行 采樣(sampling)，其典型的設(shè)計(jì)方法是考慮整個(gè)動(dòng)態(tài)范圍，動(dòng)態(tài)范圍的下限 是該模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器11可以量化的最小信號電平(level)，而最高工作信號 電平由基頻濾波器能夠處理的最高電平?jīng)Q定。
接著，信號傳送至解調(diào)器12，通過該解調(diào)器12將數(shù)字信號降為基頻(Base band)信號，而后，后端譯碼裝置可以處理這些數(shù)字信號數(shù)據(jù)，轉(zhuǎn)換為所需格 式。而數(shù)字接收器通常利用自動(dòng)增益控制單元13來確保有一個(gè)很寬線性動(dòng)態(tài) 范圍。該自動(dòng)增益控制單元13包含一可調(diào)整式增益放大器，該增益放大器具 有一用以接收輸入信號的輸入端口， 一用以接收增益控制信號的控制端口，與 一用以提供輸出信號的輸出端口。
數(shù)字接收器10使用量化器14將采樣信號適當(dāng)?shù)匾远〝?shù)量近似地取代各幅 值，稱為量化幅度，如量化器將采樣后的信號量化成特定位的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)，以利 于數(shù)字信號的處理，可再經(jīng)過一壓縮過程，由維特比譯碼器15通過線路傳送 出去。
對于一附加的白高斯噪聲(Additive White Gaussian Noise, AWGN)信道， 由于上述數(shù)字接收器10接收信號的均值不變，量化器14的量化步長主要由自 動(dòng)增益控制單元13決定；而對于衰落信道(fading channel)，由于接收信號 的均值變化大，采用固定量化步長的量化器會(huì)導(dǎo)致譯碼器性能下降。為了補(bǔ)償
衰落影響，獲得最佳誤碼率(BER)性能，可以采用更高精度的自動(dòng)增益控制 單元13，根據(jù)接收信號的均方根誤差(RMS)，以及估計(jì)的信道信息，動(dòng)態(tài) 調(diào)節(jié)量化步長，不過，這種現(xiàn)有方法運(yùn)算量較大，處理速度較慢。在實(shí)際情況中，噪聲功率(noisepower)是未知的，而且不容易得到，為 了克服這個(gè)困難，本發(fā)明針對編碼正交分頻多任務(wù)系統(tǒng)，提出了一種估計(jì)噪聲 功率的方法，并且，根據(jù)所估計(jì)的噪聲功率，動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)COFDM系統(tǒng)中軟判量 化器的步長，從而達(dá)到最優(yōu)性能。發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的在于，提出一種軟判量化器的步長決定方法，通過一種估計(jì) 數(shù)字接收器中噪聲功率的方法，針對編碼正交分頻多任務(wù)系統(tǒng)，估計(jì)平均噪聲 功率，再通過所估計(jì)的結(jié)果，動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)軟判量化器的步長，從而產(chǎn)生較好的處 理性能。為了實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明提出了一種軟判量化器的步長決定方法，該方法的主要特征包括
1、 COFDM系統(tǒng)中軟判量化器的輸入數(shù)據(jù)要經(jīng)過量化處理。
2、 量化步長的選取由平均噪聲功率(average noise power)決定，而平均 噪聲功率通過IFFT (反快速傅立葉轉(zhuǎn)換)估算。
3、 IFFT輸入數(shù)據(jù)是抽取導(dǎo)頻(pilot frequency)信號組成的符號(symbol)。
4、 量化步長的計(jì)算如等式"z《xa"所示，其中D為量化步長、q是一個(gè)可調(diào)參數(shù)、°^為方差。本發(fā)明的較佳實(shí)施例包括以下步驟由傳送端經(jīng)過特定信道發(fā)送信息至接 收端，再將分布于載波上的導(dǎo)頻信號(pilot signal)抽取出來，之后，由接收 的信息與發(fā)送的信息得出在子載波在頻域上的信道信息。將抽取的導(dǎo)頻符號經(jīng) 反快速傅立葉轉(zhuǎn)換(IFFT)，由發(fā)送的頻域中轉(zhuǎn)換為時(shí)域上的信號，得出信道 的脈沖響應(yīng)，接著，由噪聲功率譜中間區(qū)域估算平均噪聲功率，從而決定量化 步長。本發(fā)明的有益效果在于由平均功率推算一噪聲功率譜的密度，從而動(dòng)態(tài) 調(diào)節(jié)COFDM系統(tǒng)中軟判量化器的步長，可產(chǎn)生較好的處理性能。以下結(jié)合附圖和具體實(shí)施例對本發(fā)明進(jìn)行詳細(xì)描述，但不作為對本發(fā)明的 限定。


圖1所示為現(xiàn)有技術(shù)數(shù)字接收器的基本結(jié)構(gòu)示意圖； 圖2所示為導(dǎo)頻信號以各符號排列的示意圖； 圖3所示為取出的符號經(jīng)IFFT轉(zhuǎn)換為時(shí)域的噪聲功率譜； 圖4所示為加白噪聲的情況下IFFT的噪聲功率譜； 圖5所示為本發(fā)明軟判量化器的步長決定方法的主要流程圖。
其中，附圖標(biāo)記 10—數(shù)字接收器 ll一模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器 12— 解調(diào)器 13— 自動(dòng)增益控制單元 14— 量化器 15 —維特比譯碼器 20—抽取的導(dǎo)頻符號20 201、 203、 205—點(diǎn)具體實(shí)施方式
本發(fā)明提出的一種軟判量化器的步長決定方法，為一種估計(jì)數(shù)字接收器中 噪聲功率的方法，就是通過反快速傅立葉轉(zhuǎn)換(inverse fast Fourier transform, IFFT)估計(jì)信號的平均噪聲功率(noisepower)，再由該平均噪聲功率動(dòng)態(tài)調(diào) 節(jié)量化步長(step size)，通過該估計(jì)的結(jié)果，可動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)該軟判量化器的步 長，在較佳實(shí)施例中，能使其中的一維特比(Viterbi)譯碼器的性能達(dá)到最優(yōu)， 產(chǎn)生較好的處理性能。 在一通信系統(tǒng)中，當(dāng)傳送端送出信號時(shí)，會(huì)遭受信道與噪聲的影響而使原 本的數(shù)據(jù)產(chǎn)生錯(cuò)誤，此時(shí)，譯碼器收到信號時(shí)就需要判斷/運(yùn)算編碼器真正送 出的值，進(jìn)而對判斷后的信號譯碼，其中包括軟判(Soft-Decision)與硬判 (Hard-Decision)兩種方法決定接收信號和編碼路徑之間的差值，軟判是將接
收的信號量化成多階，用多個(gè)位表示收到的信號，且信號量化越多階時(shí)，判斷 的結(jié)果越正確，相對于將信號分成0與1的硬判，其正確率更高。
本發(fā)明是一種針對軟判量化器的步長決定方法，軟判(Soft-Decision)量 化器與步長的選擇有很大關(guān)系，若步長選擇不好將會(huì)影響其譯碼效能。會(huì)影響 譯碼器效能的步長隨譯碼過程的信噪比(SNR)不同而變化，若運(yùn)用于信噪比 變化幅度小的情形，可通過數(shù)字接收器中模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)固定一個(gè)量 化步長；但是，若運(yùn)用于信噪比變化很大的情形，用固定的量化步長則會(huì)有較 大的效能損失。因?yàn)樾旁氡入S量化步長變化，因此，本發(fā)明針對編碼正交分頻 多任務(wù)(COFDM)系統(tǒng)動(dòng)態(tài)估計(jì)系統(tǒng)的信噪比，即估計(jì)該系統(tǒng)中的平均噪聲 功率，再經(jīng)動(dòng)態(tài)選擇的量化步長即能正確還原原來所傳送的信號。
在COFDM系統(tǒng)中，信噪比變化的范圍比較大，舉例來說，白高斯噪聲是 信道中最常見的干擾，主要來源是其它頻道中的電磁輻射以及設(shè)備外部的噪聲 干擾；或元件中電子或者載子運(yùn)動(dòng)的起伏變化、電阻的熱噪聲等設(shè)備內(nèi)部的噪 聲干擾。接收信號功率與信號調(diào)制方式、信道環(huán)境、接收器性能等都有關(guān)系， 所以在COFDM系統(tǒng)中，信噪比變化范圍比較大。
依照上述動(dòng)機(jī)，本發(fā)明的主要技術(shù)特征是，通過反傅立葉轉(zhuǎn)換(IFFT)估 計(jì)信號的平均噪聲功率，由該噪聲功率動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)量化步長，其中COFDM系統(tǒng) 中軟判量化器(如維特比譯碼器)中的精確時(shí)間同步(Fine-Timing Synchronization, FTS)模塊用到上述反快速傅立葉轉(zhuǎn)換，所以不需要增加額外 的硬件開銷。由于上述數(shù)字接收系統(tǒng)工作在頻域中，而噪聲功率需要在時(shí)域中 來估計(jì)，因而需要將信號由頻域轉(zhuǎn)換到時(shí)域，以計(jì)算信噪比，再將均值與方差 算出來，進(jìn)而估計(jì)量化步長。
如圖2所示的分散導(dǎo)頻信號(scatter pilot signal)以各連續(xù)的符號(symbol) 排列的示意圖，其中橫軸為頻率，縱軸為時(shí)間，其中包括多個(gè)依時(shí)間排列的符 號。由于本發(fā)明較佳實(shí)施例以針對固定接收的系統(tǒng)為主，可以認(rèn)為短時(shí)間內(nèi)信 道信息和信噪比基本不變，由于隨時(shí)間接收的連續(xù)四個(gè)符號的信噪比變化很 小，或是不變，因而可在連續(xù)四個(gè)符號中，將分散的導(dǎo)頻信號依固定的時(shí)間點(diǎn) 抽取出來。如圖式第一排符號(1)中，將四個(gè)符號的第一個(gè)導(dǎo)頻信號抽取出 來作為代表(如虛線箭頭所示)，標(biāo)示在抽取的導(dǎo)頻符號(pilot symbol) 20 中，如點(diǎn)201所示；接著第二排符號(2)與第三排符號(3)并沒有導(dǎo)頻信號，
故在抽取的導(dǎo)頻符號20中填入空白的符號，如點(diǎn)203所示；再將第四排符號 (4)中的導(dǎo)頻信號抽取出來(如虛線箭頭所示)，也標(biāo)示在抽取的導(dǎo)頻符號 20中，如點(diǎn)205所示。
以此類推，將各分散的導(dǎo)頻信號抽取出來，將原本需要處理多個(gè)信號的處 理量，利用上述導(dǎo)頻信號的抽取步驟省掉大量的處理時(shí)間。
之后，將上述接收的信號與已知發(fā)送的信號作一比較，可得子載波(sub carrier)的信道信息，將抽取出的分散導(dǎo)頻信號組成的符號經(jīng)反快速傅立葉轉(zhuǎn) 換(IFFT)將頻域的信息轉(zhuǎn)為時(shí)域的信息。圖3即為將上述1024個(gè)符號取出 后，經(jīng)IFFT轉(zhuǎn)換為時(shí)域的噪聲功率譜，此為不加噪聲的情況下轉(zhuǎn)換的結(jié)果， 從圖中可以看到，大部分的能量都集中在主瓣部分。舉例來說，上述抽取的分 散導(dǎo)頻信號應(yīng)為Kmax/3+l個(gè)，補(bǔ)零后做N/2點(diǎn)的IFFT (對2k模式， Kmax=1704， N=2048;對8k模式，Kmax=6816， N=8192)，得到估計(jì)的信道 脈沖響應(yīng)(channel impulse response, CIR)。
圖4則是在加白噪聲的情況下IFFT的噪聲功率譜，由于白噪聲的特殊性， 噪聲分量均勻分布在主瓣的間隙中，可以利用這短時(shí)間脈沖響應(yīng)的平均功率估 算混入信號中的噪聲功率。
圖5所示為本發(fā)明軟判量化器的步長決定方法的主要流程圖，用以估算出 平均噪聲功率。
由傳送端經(jīng)過特定信道(channel)發(fā)送信息至接收端，如數(shù)字接收器(步 驟S501)，如圖2圖標(biāo)，將分布在載波上的導(dǎo)頻信號(pilot signal)抽取出來， 形成導(dǎo)頻符號(symbol)(步驟S503)，此時(shí)，由于發(fā)送與接收的子載波與 導(dǎo)頻符號為已知，因而可由接收的信息與發(fā)送的信息得出(相除)在子載波在 頻域上的信道信息(步驟S505)。
之后，將上述抽取的導(dǎo)頻符號經(jīng)反快速傅立葉轉(zhuǎn)換，由發(fā)送的頻域中轉(zhuǎn)換 為時(shí)域上的信號，因此得出脈沖響應(yīng)(步驟S507)，如上述圖4所示的經(jīng)過 反快速傅立葉轉(zhuǎn)換得到時(shí)域的噪聲功率譜，其中噪聲分布在0的位置有很大的 脈沖(impulse)，而其它部分比較平緩，如同高斯噪聲(Gaussian Noise)平 均分布在時(shí)域中的情形。接著，由該信道的脈沖響應(yīng)(顯示在噪聲功率譜)的 中間區(qū)域估算平均噪聲功率(步驟S509),由平緩的中間部分得出的噪聲功 率，由于其它部分在一般分布并不準(zhǔn)確，因而此均值即可推算噪聲功率譜的密
度。在較佳實(shí)施例中，可取256點(diǎn)后找信號平均值，即平均噪聲功率，如同經(jīng) IFFT轉(zhuǎn)換后，將脈沖響應(yīng)還原。
圖4所示已知的噪聲帶寬即為信號帶寬，因而可估算其噪聲功率譜密度， 再由圖4可以估算平均噪聲功率，而接收信號的方差(公式二得出)等于所加 的白高斯噪聲的雙邊帶功率譜密度，據(jù)此得出量化步長(步驟S511)。最后， 再通過重復(fù)噪聲功率的估計(jì)決定不同的量化步長。
舉例來說
假設(shè)白高斯噪聲信道的噪聲功率譜密度是N。/2，接收信號的均值是^ ， 方差是^2，該載波上信號的平均能量是Es，其中關(guān)系平均能量即為信號均值
的平方，如公式一所示
^=±#:-------------------(公式一)
方差如公式二所示
2 -------------------(公式二)
經(jīng)過可調(diào)式自動(dòng)增益控制單元，調(diào)整一個(gè)線性動(dòng)態(tài)范圍，評估信號放大倍 數(shù)，本發(fā)明的量化步長主要由此自動(dòng)增益控制單元決定。公式三表示為一信號
平均值
A=±《-------------------(公式三)
經(jīng)換算后，其中K值與方差的關(guān)系如公式四所示
~2=《2/(2'五,/^) _________________ (公式四)
發(fā)明所提出的軟判決的量化器之最佳量化步長D可以由公式五計(jì)算，其 中q是一個(gè)可調(diào)參數(shù)，其較佳實(shí)施例的動(dòng)態(tài)范圍在0.45~0.7之間
D =《xar -----------------(公式五)
本發(fā)明所公開的量化步長決定方法應(yīng)用于COFDM系統(tǒng)，假設(shè)信噪比固
定，則方差也固定，此時(shí)所需計(jì)算的量化步長隨q而變。由實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)可以得到 BER隨q而變的性能曲線，從而得到q的最佳取值范圍。
本發(fā)明估算噪聲功率的做法采用現(xiàn)有的模塊，在不增成本的基礎(chǔ)下，利用 原有硬件估算噪聲功率，利用COFDM解調(diào)器中的精確時(shí)間同步(FTS)模塊， 即通過反傅立葉轉(zhuǎn)換(IFFT)估算信號的平均噪聲功率，通過此噪聲功率動(dòng)態(tài) 調(diào)節(jié)量化步長。
綜上所述，本發(fā)明提出了一種軟判量化器的步長決定方法，通過估計(jì)數(shù)字 接收器中噪聲功率，以動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)COFDM系統(tǒng)中軟判量化器的步長，產(chǎn)生較好 的處理性能，本發(fā)明的主要特征包括(1) COFDM解調(diào)器的輸入數(shù)據(jù)要經(jīng)過 量化處理；(2)量化步長的選取由噪聲功率決定，而平均噪聲功率通過反傅 立葉轉(zhuǎn)換估算；(3)反傅立葉轉(zhuǎn)換輸入數(shù)據(jù)是抽取導(dǎo)頻信號組成的符號；(4)
量化步長的計(jì)算等式為<formula>formula see original document page 10</formula>
當(dāng)然，本發(fā)明還可有其他多種實(shí)施例，在不背離本發(fā)明精神及其實(shí)質(zhì)的情 況下，熟悉本領(lǐng)域的技術(shù)人員當(dāng)可根據(jù)本發(fā)明作出各種相應(yīng)的改變和變形，但 這些相應(yīng)的改變和變形都應(yīng)屬于本發(fā)明所附的權(quán)利要求的保護(hù)范圍。
權(quán)利要求
1、一種軟判量化器的步長決定方法，其特征在于，包括以下步驟接收信號；抽取分布在一載波上的信號中的導(dǎo)頻信號；得出該載波在一頻域上的一信道信息；經(jīng)過一反快速傅立葉轉(zhuǎn)換，得出一信道的脈沖響應(yīng)；由該信道的脈沖響應(yīng)的中間區(qū)域估算一平均噪聲功率；由該平均噪聲功率與一噪聲功率譜的密度得出一量化步長。
2、 如權(quán)利要求1所述的軟判量化器的步長決定方法，其特征在于，所接 收的信息由一數(shù)字接收器所接收。
3、 如權(quán)利要求1所述的軟判量化器的步長決定方法，其特征在于，所述的平均功率^與該載波上的信號平均能量A ，關(guān)系為A =±^ 。
4、 如權(quán)利要求1所述的軟判量化器的步長決定方法，其特征在于，所述噪聲功率譜的密度2以一方差 表示，其關(guān)系為'2 。
5、 如權(quán)利要求4所述的軟判量化器的步長決定方法，其特征在于，所述的量化步長的計(jì)算公式為"^《x0^，其中D為量化步長，""為該方差，q 為一可調(diào)參數(shù)。
6、 如權(quán)利要求5所述的軟判量化器的歩長決定方法，其特征在于，通過 該可調(diào)參數(shù)q的調(diào)整，得出該量化步長。
7、 如權(quán)利要求1所述的軟判量化器的步長決定方法，其特征在于，所述 信道信息由一接收端接收的信息與一傳送端發(fā)送的信息得出。
8、 如權(quán)利要求1所述的軟判量化器的步長決定方法，其特征在于，所述 方法為決定一軟判維特比譯碼器的量化步長。
9、 如權(quán)利要求1所述的軟判量化器的步長決定方法，其特征在于，所述 反快速傅立葉轉(zhuǎn)換利用一COFDM解調(diào)器中的精確時(shí)間同步(FTS)模塊。
10、 如權(quán)利要求1所述的軟判量化器的步長決定方法，其特征在于，通過 重復(fù)該噪聲功率的估計(jì)決定不同的量化步長。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種軟判量化器的步長(step size)決定方法，應(yīng)用于一編碼正交分頻多任務(wù)系統(tǒng)(COFDM)中，通過其中數(shù)字接收器中噪聲功率的估計(jì)進(jìn)行動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)COFDM系統(tǒng)中軟判量化器的步長，以產(chǎn)生較好的譯碼處理性能，包括以下步驟先進(jìn)行信號接收，再抽取分布在載波上的信號中的導(dǎo)頻信號，以得出該載波在頻域上的信道信息，之后，經(jīng)反快速傅立葉轉(zhuǎn)換，得出一時(shí)域中信道的脈沖響應(yīng)，再由信道的脈沖響應(yīng)的中間區(qū)域取一平均噪聲功率，并推算一噪聲功率譜的密度，接著，由平均噪聲功率與噪聲功率譜的密度得出一量化步長，最后，再通過重復(fù)噪聲功率的估計(jì)決定不同的量化步長。
文檔編號H04B1/10GK101340258SQ20071012606
公開日2009年1月7日 申請日期2007年7月6日 優(yōu)先權(quán)日2007年7月6日
發(fā)明者琳 李 申請人:揚(yáng)智科技股份有限公司