專(zhuān)利名稱(chēng)：峰值因數(shù)降低裝置及基帶信號(hào)處理裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及峰值因數(shù)降低裝置及基帶信號(hào)處理裝置，更詳細(xì)地講，
涉及對(duì)于如碼分復(fù)用CDMA (Code-Division Multiple Access)、正交頻 分復(fù)用OFDM (Orthogonal Frequency-Division Multiple Access)的基站 那樣、具有較大的峰值因數(shù)的發(fā)送服從正態(tài)分布的信號(hào)的無(wú)線通信裝置 有效的峰值因數(shù)降低裝置及基帶信號(hào)處理裝置。
背景技術(shù)：
近年來(lái)的無(wú)線通信技術(shù)的發(fā)展很顯著，為了提高頻率利用效率(每 單位頻率的位傳送量)，提出了例如第3代移動(dòng)通信系統(tǒng)的CDMA、第4 代系統(tǒng)中看中的OFDM等各種調(diào)制方式，其一部分己實(shí)用化。在這些調(diào) 制方式中，在原理上，通過(guò)推進(jìn)承載在作為復(fù)合信號(hào)的基帶1、 Q信號(hào)中 的信息的多值化，提高了頻率利用效率。結(jié)果，I、 Q信號(hào)的分布接近于 正態(tài)分布，由峰值電力相對(duì)于平均電力的比(Peak to Average Powsr Ratio) 表示的振幅成分的峰值因數(shù)(有時(shí)也稱(chēng)作高峰因數(shù))成為達(dá)到10dB以上 的較大的值。
一般，在作為無(wú)線發(fā)送機(jī)的最終級(jí)的功率放大器中，在放大特性的 線形性與功率效率之間有替代性。即，功率放大器的輸出功率雖然不能 超過(guò)由晶體管的性能決定的飽和輸出，但由于功率效率在飽和附近的輸 出中為最大，所以為了提高功率效率，期望提高放大器的輸出功率。
但是，如果因放大特性的非線形性而調(diào)制信號(hào)飽和，則非線形畸變 功率會(huì)泄漏到與容許的發(fā)送頻帶相鄰的其他頻帶中。由于該非線形畸變 功率的泄漏會(huì)妨礙利用相鄰頻帶的其他通信系統(tǒng)，所以在無(wú)線規(guī)格及電
波法規(guī)中，非線形畸變功率向相鄰頻率帶的泄漏被嚴(yán)格地限制。在CDMA 及OFDM中，振幅成分較高的峰值因數(shù)成為原因，調(diào)制信號(hào)容易飽和， 功率放大器的大輸出化較困難。
作為為了克服上述替代性而有效的手段，有峰值因數(shù)降低裝置。作 為峰值因數(shù)降低裝置，提出了各種方式，但一般在對(duì)基帶I、 Q信號(hào)容許 某些波形品質(zhì)劣化的基礎(chǔ)上，將波形操作為將峰值振幅限制為規(guī)定值以 下。峰值因數(shù)降低的性能指標(biāo)為以下的3點(diǎn)。
(1) 峰值振幅被限制為預(yù)先設(shè)定為容許范圍的閾值以下；
(2) 基帶的頻譜不擴(kuò)散；
(3) 波形的品質(zhì)劣化較小。 作為同時(shí)滿(mǎn)足這些性能指標(biāo)的以往技術(shù)，可以舉出例如在(日本)
特開(kāi)2003 — 124824號(hào)公報(bào)(專(zhuān)利文獻(xiàn)l)中記載的峰值因數(shù)降低裝置。 這里，對(duì)以往技術(shù)簡(jiǎn)單地說(shuō)明。
圖16是利用功能塊簡(jiǎn)潔地表示在專(zhuān)利文獻(xiàn)1中提出的峰值因數(shù)降低 裝置的圖。從輸入端子il作為數(shù)字信號(hào)供給的具有I、 Q成分的復(fù)合輸 入信號(hào)被分支為第l、第2路徑。
第1路徑的復(fù)合輸入信號(hào)在具有傳遞函數(shù)H (z)的基帶濾波器HzO 被限制帶域后，被輸入到校正信號(hào)生成部100中。
在校正信號(hào)生成部100中，復(fù)合輸入信號(hào)由正交坐標(biāo)一極坐標(biāo) (Complex to Polar Coordinates)變換部CP1分離為振幅成分合相位成分， 作為振幅成分樣本串和相位成分樣本串輸出。振幅成分樣本串輸入到死 區(qū)電路DZ1中，被檢測(cè)出超過(guò)了預(yù)先設(shè)定的容許范圍的振幅值(樣本值)。 對(duì)于由死區(qū)電路DZ1檢測(cè)到的樣本值由增益塊g0乘以規(guī)定的增益。該 增益被設(shè)定為基帶濾波器HzO所具有的系數(shù)的最大值(通常是抽頭系數(shù) 的中心)的倒數(shù)，由此，能夠從增益塊g0得到表示正態(tài)化的超過(guò)振幅值 的樣本值。
從增益塊gO輸出的樣本值被輸入到由延遲器Dl、 D2、比較器LTl、 GT1、和乘法器PI構(gòu)成的極大值檢測(cè)部200中。在極大值檢測(cè)部200中，
將從增益塊go輸出的樣本串分支為兩個(gè)路徑，通過(guò)用相互級(jí)聯(lián)連接的延 遲器D1、 D2使其一個(gè)延遲，能夠依次得到由增益塊gO的輸出樣本、延 遲器D1的輸出樣本、和延遲器D2的輸出樣本構(gòu)成的時(shí)間上連續(xù)的3個(gè) 樣本。
比較器LT1比較延遲器Dl與D2的輸出，在"延遲器D2的輸出< 延遲器D1的輸出"的期間將"1"輸出給乘法器P1，除此以外將"0" 輸出給乘法器Pl。比較器GT1比較增益塊g0的輸出和延遲器Dl的輸 出，在"延遲器D1的輸出〉增益塊gO的輸出"的期間中將"l"輸出給 乘法器P1，除此以外將"0"輸出給乘法器P1。乘法器P1對(duì)延遲器D1 的輸出乘以比較器LT1、 GT1的輸出。因而，在比較器LT1、 GT1的輸 出都為"1"時(shí)，即延遲器D1的輸出樣本為比前后的樣本大的極大值時(shí)， 從乘法器P1輸出延遲器D1的輸出值，作為脈沖信號(hào)。
極大值檢測(cè)部200的輸出(乘法器P1的輸出)作為振幅信號(hào)成分被 供給到極坐標(biāo)一正交坐標(biāo)(Polar Coordinates to Complex)變換部PCI中。 由于上述極大值檢測(cè)部的信號(hào)的處理延遲為1樣本，所以從正交坐標(biāo)一 極坐標(biāo)變換部CP1輸出的相位成分信號(hào)也由延遲器D3延遲1樣本，被 供給到極坐標(biāo)一正交坐標(biāo)變換部PC1中。極坐標(biāo)一正交坐標(biāo)變換部PCl 將上述振幅成分和相位成分變換為復(fù)合信號(hào)，作為峰值因數(shù)降低用的校 正信號(hào)供給到減法器SUl。
另一方面，第2路徑的輸入信號(hào)在延遲器D4延遲基帶濾波器HzO 的傳遞函數(shù)H (z)的組延遲后，通過(guò)具有校正信號(hào)生成部100中的延遲 量、該例中由極大值檢測(cè)部200產(chǎn)生的1樣本的延遲量的延遲器D0，被 供給到減法器SU1中。減法器SUl通過(guò)從由延遲器DO輸出的復(fù)合輸入 信號(hào)中減去從校正信號(hào)生成部100輸出的校正信號(hào)，輸出降低了峰值因 數(shù)的信號(hào)。因而，通過(guò)由基帶濾波器Hz2對(duì)其進(jìn)行帶域限制，能夠在輸 出端子o2得到降低了峰值因數(shù)的基帶信號(hào)。
這里，極坐標(biāo)一正交坐標(biāo)變換部PCI的輸出信號(hào)是以降低峰值因數(shù) 為目的而生成的校正信號(hào)(注入信號(hào))，如果通過(guò)減法器SU1將其加(負(fù)
加)到復(fù)合輸入信號(hào)中，則成為信號(hào)波形品質(zhì)的劣化原因。但是，由于 上述校正信號(hào)在振幅成分超過(guò)容許范圍而成為極大值時(shí)以脈沖狀產(chǎn)生， 能量集中在峰值附近，所以能夠?qū)⒉ㄐ纹焚|(zhì)的劣化限制為最小限度。此
外，減法器SU1的輸出信號(hào)由于在基帶濾波器Hz2被限制帶域，所以在 原理上頻譜不會(huì)擴(kuò)散。
另外，在圖中，Hzl是為了在輸出端子ol觀測(cè)沒(méi)有受到峰值因數(shù)降 低的輸入信號(hào)波形而設(shè)置的基帶濾波器，Hz3是為了在輸出端子o3觀測(cè) 為了進(jìn)行峰值因數(shù)降低而對(duì)輸入信號(hào)il施加的注入信號(hào)的波形而設(shè)置的 基帶濾波器，對(duì)于峰值因數(shù)降低裝置來(lái)說(shuō)不是必須的結(jié)構(gòu)要素。
這里，為了使峰值因數(shù)降低裝置的理解變得容易，表示使用設(shè)輸入I、 Q信號(hào)為采樣頻率10MHz的服從正態(tài)分布的復(fù)合隨機(jī)信號(hào)、設(shè)基帶濾波 器H (z) (Hz0、 Hz2)的截止頻率為4MHz、設(shè)峰值因數(shù)限制值為8dB 的虛擬參數(shù)的模擬結(jié)果。
在圖17 (A)中，實(shí)線表示基帶濾波器H (z)的頻率響應(yīng)，圖17 (B) 表示基帶濾波器的脈沖響應(yīng)。其中，這里表示的參數(shù)是為了說(shuō)明而適當(dāng) 地設(shè)定的值，并不意味著特定的系統(tǒng)。
圖18 (A)、圖18 (B)中表示通過(guò)模擬得到的波形振幅。
圖18 (A)表示在圖16的輸出端子ol觀測(cè)的沒(méi)有峰值因數(shù)降低的 信號(hào)波形，圖18 (B)表示在輸出端子o2觀測(cè)的峰值因數(shù)降低后的信號(hào) 波形。虛線表示設(shè)定在死區(qū)電路DZ1中的容許范圍的上限。由圖18 (B) 可以確認(rèn)，在輸出端子o2能夠得到通過(guò)峰值因數(shù)降低而振幅被限制在設(shè) 定值以下的信號(hào)。
圖19 (A)表示從上述波形取得的功率譜，圖19 (B)表示顯示峰值 信號(hào)的頻率分布的CCDF (Complementally Cumulative Distribution Function)。如果觀察圖19 (A)的頻譜，則在輸出端子o3觀測(cè)的校正信 號(hào)被在輸出端子ol觀測(cè)的沒(méi)有峰值因數(shù)降低的信號(hào)完全掩蓋。因而，在 利用該校正信號(hào)降低了峰值因數(shù)的情況下，可知在輸出端子o2能夠得到 在頻譜中沒(méi)有擴(kuò)散的輸出信號(hào)。
此外，觀察圖19 (B)的CCDF可知，在輸出端子ol觀測(cè)的沒(méi)有峰 值因數(shù)降低的信號(hào)的峰值因數(shù)為10dB以上，相對(duì)于此，從輸出端子o2 輸出峰值因數(shù)被限制為8dB的信號(hào)。因而，即使在原來(lái)的輸入信號(hào)中只 能輸出功率放大器的飽和輸出的10dB以下的情況下，如果進(jìn)行上述的峰 值因數(shù)降低，也成為功率放大器的飽和輸出的8dB，所以能夠使輸出增 加2犯。上述模擬的波形品質(zhì)劣化在EVM (Error Vector Magnitude)換 算中不超過(guò)1.3%,可以說(shuō)是很小的品質(zhì)劣化。
專(zhuān)利文獻(xiàn)1(日本)特開(kāi)2003 — 124824號(hào)公報(bào)非專(zhuān)利文獻(xiàn)1《Noble恒等變換》，http'y/adspZWl.hp.infoseelc co.jp/2191 /program/polyphase/polyphase04.shtml
非專(zhuān)利文獻(xiàn)2《濾波器的多相分解》，http://adsp2191.hp.infoseek .co.jp/2191 /program/polyphase/polyphase06.shtml
上述的峰值因數(shù)降低是數(shù)字信號(hào)階段中的處理，為了將峰值因數(shù)降 低后的信號(hào)作為無(wú)線信號(hào)發(fā)送，在峰值因數(shù)降低裝置的后級(jí)需要D/A變 換器、和用來(lái)除去作為折疊頻率成分的假(Alias)鏡像的模擬濾波器。 特別是，在供給到輸入端子il中的輸入信號(hào)為寬帶域的情況下，在頻率 軸上，輸入信號(hào)的基帶帶域與假鏡像的頻帶接近，所以在用來(lái)將假鏡像 除去的模擬濾波器中，需要在基帶與假鏡像的邊界處急劇衰減(截止) 的特性。
但是， 一般衰減特性越是急劇，濾波器次數(shù)越高，濾波器設(shè)計(jì)變得 越困難。此外，還有在截止附近處濾波器的相位特性較大地起伏的問(wèn)題。 在發(fā)送信號(hào)是聲音的情況下，相位特性并不被視作嚴(yán)重的問(wèn)題，但在一 般的數(shù)字通信的領(lǐng)域中，由于相位畸變會(huì)帶來(lái)深刻的波形品質(zhì)劣化，所 以必須盡量避免。
作為緩和模擬濾波器的規(guī)格的方法，例如在數(shù)字Hi—Fi音頻等的領(lǐng) 域流行使用的內(nèi)插法是有效的。在將輸入信號(hào)進(jìn)行零插入來(lái)過(guò)采樣后， 如果通過(guò)直線相位型的數(shù)字內(nèi)插濾波器使波形平滑化而進(jìn)行高速D/A變 換，則能夠使假鏡像從基帶較大地分離。因而，用于除去假鏡像的模擬濾波器的衰減特性也可以是緩慢的，可以以低階而相位畸變較少的簡(jiǎn)單 的結(jié)構(gòu)。但是，如果在峰值因數(shù)降低后的信號(hào)中應(yīng)用內(nèi)插法，則通過(guò)內(nèi) 插濾波器的作用，會(huì)產(chǎn)生被暫時(shí)削減的峰值被再生的新的問(wèn)題。
圖20表示將由圖16說(shuō)明的峰值因數(shù)降低裝置的輸出過(guò)采樣時(shí)的框圖。
這里，對(duì)在將從基帶濾波器Hz2輸出的峰值因數(shù)降低后的信號(hào)通過(guò) 過(guò)采樣器ovs2進(jìn)行4倍內(nèi)插后、通過(guò)內(nèi)插濾波器Gz2使波形平滑化、輸 出到端子o2時(shí)的模擬結(jié)果進(jìn)行說(shuō)明。為了與端子o2的輸出信號(hào)進(jìn)行比 較，在基帶濾波器Hzl、 Hz3上也連接有過(guò)采樣器ovsl、 ovs3、和內(nèi)插 濾波器Gzl、 Gz3。
在這些內(nèi)插濾波器中，使用圖17 (A)中用虛線表示的傳遞函數(shù)G (z)。另外，圖17 (C)表示與圖17 (B)所示的基帶濾波器對(duì)應(yīng)的內(nèi)插 濾波器的脈沖響應(yīng)。
圖21 (A)表示圖20的端子o1的輸出信號(hào)波形的振幅，圖21 (B) 表示端子o2輸出信號(hào)波形的振幅。由圖21 (B)可知，在通過(guò)了內(nèi)插濾 波器后的信號(hào)中，發(fā)生了超過(guò)容許范圍的峰值因數(shù)。此外，圖22 (A)、 圖22 (B)表示從這些波形取得的功率譜和CCDF。與圖19比較可知， 雖然在頻譜中沒(méi)有異常，但可以確認(rèn)通過(guò)內(nèi)插,在端子o2的輸出中CCDF 被破壞。
圖23是將圖21 (B)所示的內(nèi)插后的輸出信號(hào)波形的峰值附近放大 的波形圖。圓形標(biāo)記(O)表示內(nèi)插前的樣本點(diǎn)，點(diǎn)標(biāo)記( )表示內(nèi)插 后的樣本點(diǎn)，虛線表示振幅容許范圍的上限。可知內(nèi)插前的樣本點(diǎn)(O) 都包含在容許范圍內(nèi)，而通過(guò)內(nèi)插，出現(xiàn)了超過(guò)限制值的振幅。由于僅 通過(guò)過(guò)采樣器ovs2進(jìn)行零插入不能引起峰值再生，所以可知超過(guò)容許范 圍的峰值因數(shù)是因內(nèi)插濾波器的作用而產(chǎn)生的。
近年來(lái)，例如Texas Instruments公司的DAC5687、 Analog Devices 公司的AD9779那樣在無(wú)線通信用D/A變換IC中內(nèi)置有內(nèi)插功能的設(shè)備 正在銷(xiāo)售。在這些IC中，通過(guò)內(nèi)置的過(guò)采樣器和內(nèi)插濾波器，能夠?qū)⒉?br> 樣率最大提高到8倍。如果能夠使用這樣的市售的D/A變換IC，貝懷需 要在基帶信號(hào)處理系統(tǒng)中具備高采樣率的信號(hào)處理所需的內(nèi)插功能，所 以能夠削減無(wú)線裝置的設(shè)計(jì)、制造成本。
但是，以往的峰值因數(shù)降低裝置如上所述，如果為了緩和模擬濾波 器的規(guī)格而進(jìn)行內(nèi)插，則通過(guò)內(nèi)插濾波器再現(xiàn)超過(guò)振幅限制值的峰值信 號(hào)，喪失了峰值因數(shù)的降低效果。因而，以往的峰值因數(shù)降低裝置有在 其后級(jí)不能利用內(nèi)置在上述的D/A變換IC中的內(nèi)插功能的較大的問(wèn)題。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的第1目的是提供一種即使進(jìn)行內(nèi)插也不會(huì)損害峰值因數(shù)降 低效果的峰值因數(shù)降低裝置及基帶信號(hào)處理裝置。
本發(fā)明的第2目的是提供一種能夠以低速執(zhí)行峰值因數(shù)降低處理所 需的信號(hào)處理的大部分、并且不會(huì)損害峰值因數(shù)降低效果的峰值因數(shù)降 低裝置及基帶信號(hào)處理裝置。
本發(fā)明的第3目的是提供一種能夠連接到內(nèi)插功能內(nèi)置型的D/A變 換IC的峰值因數(shù)降低裝置。
為了達(dá)到這些目的，本發(fā)明提供一種峰值因數(shù)降低裝置，將作為數(shù) 字信號(hào)供給的復(fù)合輸入信號(hào)(1、 Q信號(hào))分支到具備生成峰值因數(shù)降低 用的校正信號(hào)的校正信號(hào)生成部的第1路徑、和具備定時(shí)調(diào)節(jié)用的延遲 器的第2路徑，通過(guò)由減法器從通過(guò)了上述延遲器的復(fù)合輸入信號(hào)減去 上述校正信號(hào)，輸出峰值因數(shù)被降低到容許范圍內(nèi)的復(fù)合信號(hào)，其特征 在于，
對(duì)于上述校正信號(hào)生成部供給通過(guò)了帶域限制用的基帶濾波器和內(nèi) 插濾波器的復(fù)合信號(hào)；上述校正信號(hào)生成部根據(jù)已內(nèi)插的復(fù)合信號(hào)生成 峰值因數(shù)降低用的校正信號(hào)；上述減法器按照從上述校正信號(hào)生成部輸 出的校正信號(hào)，降低上述復(fù)合輸入信號(hào)的峰值因數(shù)。
在本發(fā)明的第1實(shí)施例中，上述第1路徑包括用來(lái)限制供給到上述 校正信號(hào)生成部的復(fù)合輸入信號(hào)的帶域的第1基帶濾波器、使由上述第1基帶濾波器進(jìn)行了帶寬限制的復(fù)合輸入信號(hào)的樣本數(shù)成為n倍(n>2)的 第1過(guò)采樣器、和與上述第1過(guò)采樣器成對(duì)的第1內(nèi)插濾波器；上述第2 路徑包括使復(fù)合輸入信號(hào)的樣本數(shù)成為n倍的第2過(guò)采樣器。
根據(jù)上述結(jié)構(gòu)，由于校正信號(hào)生成部根據(jù)已內(nèi)插的復(fù)合信號(hào)生成峰 值因數(shù)降低用的校正信號(hào)，減法器使用該校正信號(hào)從已內(nèi)插的輸入信號(hào) 降低峰值因數(shù)，所以減法器的輸出信號(hào)是已經(jīng)增加了樣本數(shù)的信號(hào)。因 而，通過(guò)基帶濾波器將峰值因數(shù)降低后的信號(hào)通過(guò)基帶濾波器進(jìn)行帶域 限制，即使在通過(guò)了后級(jí)的內(nèi)插濾波器的情況下，也不會(huì)再生超過(guò)容許 范圍的峰值因數(shù)。
為了達(dá)到上述第2目的，在本發(fā)明的峰值因數(shù)降低裝置中，應(yīng)用基 于Noble恒等變換的濾波器的多相分解，將內(nèi)插濾波器變換為L(zhǎng)相的多 相結(jié)構(gòu)，來(lái)實(shí)現(xiàn)峰值因數(shù)降低。通過(guò)采用多相結(jié)構(gòu)，除了一部分的延遲 處理、加法處理以外，能夠?qū)⒎逯狄驍?shù)降低處理的大部分以?xún)?nèi)插前的低 采樣率進(jìn)行。
另外，所謂的Noble恒等變換，是指將L倍過(guò)采樣器連接在傳遞函 數(shù)G (z)的濾波器之后的構(gòu)造、和將傳遞函數(shù)G (Zl)的濾波器連接在 L倍過(guò)采樣器之后的構(gòu)造在功能上是等價(jià)的、能夠相互置換的變換原理 (非專(zhuān)利文獻(xiàn)l)。這里，傳遞函數(shù)G (z10意味著傳遞函數(shù)G (z)在對(duì) 每1個(gè)樣本進(jìn)行信號(hào)處理時(shí)對(duì)每L個(gè)樣本處理信號(hào)。
在濾波器的多相分解中，應(yīng)用Noble恒等變換，如以下所述那樣將抽 頭數(shù)較多的濾波器功能置換為抽頭數(shù)較少的多個(gè)濾波器。
現(xiàn)在，如圖24 (A)所示，在過(guò)釆樣器ovs5之后連接有具有抽頭系 數(shù)為go、 gi、 g2那樣的傳遞函數(shù)G(z)的FIR(有限脈沖響應(yīng)Finite Impulse Response)濾波器GzO的情況下，將G (z)的抽頭系數(shù)每L個(gè)集中，分 解為下式所示的多個(gè)傳遞函數(shù)G, (z"、 G2 (Zl)、……GN (z10。
在此狀態(tài)下，如果將過(guò)采樣器與(zL)、 G2 (zL)、……GL (zL) 的部分進(jìn)行Noble恒等變換，則能夠?qū)⒕哂袀鬟f函數(shù)(z)、 G2(z)、…… G!^ (z)的多個(gè)濾波器配置在過(guò)采樣器之前。<formula>formula see original document page 14</formula>圖24 (B)表示L-4的多相結(jié)構(gòu)的濾波器。通過(guò)多相分解，將延遲 器z—1、 z—2、 、 z— (L-l)(在圖24中是D1 D3)和1個(gè)加法
器AD去除，能夠通過(guò)低采樣率實(shí)現(xiàn)傳遞函數(shù)G, (z)、 G2 (z)、……GL (z)的多個(gè)濾波器(在圖24中是Gz01 Gz04)。另外，關(guān)于通過(guò)多相 分解構(gòu)成的多相濾波器，記載在非專(zhuān)利文獻(xiàn)2中。
為了達(dá)到上述第3目的，在本發(fā)明的峰值因數(shù)降低裝置中，上述第l 路徑包括用來(lái)限制供給到上述校正信號(hào)生成部中的復(fù)合輸入信號(hào)的帶域 的第l基帶濾波器、和多相結(jié)構(gòu)化的n相的內(nèi)插濾波器；上述校正信號(hào) 生成部被分割為分別連接在上述多相結(jié)構(gòu)的各相的內(nèi)插濾波器上的n相 的校正信號(hào)生成部；由上述多個(gè)校正信號(hào)生成部生成的n相的校正信號(hào) 被輸入到數(shù)字濾波器中，該數(shù)字濾波器賦予每個(gè)相不同的近似的分?jǐn)?shù)延 遲時(shí)間而將n相的校正信號(hào)合成為1個(gè)校正信號(hào)；對(duì)上述減法器供給上 述第2路徑的輸出信號(hào)和從上述數(shù)字濾波器輸出的校正信號(hào)。
如果在多相結(jié)構(gòu)的最終級(jí)采用這樣的數(shù)字濾波器，則不僅是n相內(nèi) 插濾波器的動(dòng)作，多相結(jié)構(gòu)所需的濾波器輸出的延遲處理與加法處理也 能夠通過(guò)內(nèi)插前的低采樣率實(shí)現(xiàn)。
此外，上述結(jié)構(gòu)能夠使過(guò)采樣器位于峰值因數(shù)降低裝置的后級(jí)，所 以能夠與內(nèi)插功能內(nèi)置型的D/A變換器IC連接。
根據(jù)本發(fā)明，由于即使進(jìn)行內(nèi)插也不會(huì)損害峰值因數(shù)降低效果，所 以能夠降低假鏡像除去用的模擬濾波器中的相位畸變。此外，在內(nèi)插濾
波器中采用了多相結(jié)構(gòu)的情況下，也能夠以低采樣率實(shí)現(xiàn)峰值因數(shù)降低
處理，能夠提供能夠適合于內(nèi)插功能內(nèi)置型的D/A變換IC中的峰值因數(shù) 降低裝置。


圖1是表示本發(fā)明的峰值因數(shù)降低裝置的第1實(shí)施例的圖。
圖2是表示在第1實(shí)施例的峰值因數(shù)降低裝置的輸出端子ol觀測(cè)的
沒(méi)有峰值因數(shù)降低的信號(hào)波形(A)、和在輸出端子o2觀測(cè)的峰值因數(shù)降
低后的信號(hào)波形(B)的圖。
圖3是表示在第1實(shí)施例的峰值因數(shù)降低裝置的輸出端子ol和o3
觀測(cè)的沒(méi)有峰值因數(shù)降低的信號(hào)波形及注入信號(hào)波形的功率譜(A)、和
在輸出端子ol和o2觀測(cè)的CCDF (B)的圖。
圖4是表示本發(fā)明的峰值因數(shù)降低裝置的第2實(shí)施例的圖。
圖5是表示從圖1導(dǎo)出圖4的峰值因數(shù)降低裝置的中間階段的裝置
結(jié)構(gòu)的圖。
圖6是表示圖5中的多相濾波器Gz01 Gz04的抽頭系數(shù)的l例的圖。 圖7是表示從圖5導(dǎo)出圖4的峰值因數(shù)降低裝置的中間階段的裝置 結(jié)構(gòu)的圖。
圖8是表示實(shí)現(xiàn)不同的端數(shù)延遲量的分?jǐn)?shù)延遲FIR濾波器FD1的抽 頭系數(shù)的l例的圖。
圖9是表示分?jǐn)?shù)延遲FIR濾波器FD1的頻率響應(yīng)(A)、組延遲(B)、 矢量誤差(C)的1例的圖。
圖10是表示在本發(fā)明的峰值因數(shù)降低裝置的第3實(shí)施例中使用的分 數(shù)延遲FIR濾波器FD1的結(jié)構(gòu)例的圖。
圖11是表示使用了圖10的分?jǐn)?shù)延遲FIR濾波器FD1的本發(fā)明的峰 值因數(shù)降低裝置的第3實(shí)施例。
圖12是表示在第3實(shí)施例的峰值因數(shù)降低裝置的輸出端子ol觀測(cè) 的沒(méi)有峰值因數(shù)降低的信號(hào)波形(A)、和在輸出端子o2觀測(cè)的峰值因數(shù)
降低后的信號(hào)波形(B)的圖。
圖13是表示在第3實(shí)施例的峰值因數(shù)降低裝置的輸出端子ol和o3
觀測(cè)的沒(méi)有峰值因數(shù)降低的信號(hào)波形及注入信號(hào)波形的功率譜(A)、和
在輸出端子ol和o2觀測(cè)的CCDF (B)的圖。
圖14是表示本發(fā)明的峰值因數(shù)降低裝置的第4實(shí)施例的圖。
圖15是應(yīng)用了本發(fā)明的峰值因數(shù)降低裝置的無(wú)線基站的發(fā)送機(jī)部分的圖。
圖16是表示以往公知的峰值因數(shù)降低裝置的框圖。
圖17是表示基帶濾波器與內(nèi)插濾波器的頻率響應(yīng)(A)、基帶濾波器 的脈沖響應(yīng)(B)、和內(nèi)插濾波器的脈沖響應(yīng)(C)的圖。
圖18是表示在圖16的峰值因數(shù)降低裝置的輸出端子ol觀測(cè)的沒(méi)有 峰值因數(shù)降低的信號(hào)波形(A)、和在輸出端子02觀測(cè)的峰值因數(shù)降低后 的信號(hào)波形(B)的圖。
圖19是表示在圖16的峰值因數(shù)降低裝置的輸出端子ol和o3觀測(cè) 的沒(méi)有峰值因數(shù)降低的信號(hào)波形及注入信號(hào)波形的功率譜(A)、和在輸 出端子ol和o2觀測(cè)的CCDF (B)的圖。
圖20是將圖16的峰值因數(shù)降低裝置的輸出信號(hào)過(guò)采樣的情況下的 框圖。
圖21是表示在圖20的輸出端子ol觀測(cè)的沒(méi)有峰值因數(shù)降低的信號(hào) 波形(A)、和在輸出端子o2觀測(cè)的峰值因數(shù)被降低的信號(hào)波形(B)的 圖。
圖22是表示在圖20的輸出端子ol和o3觀測(cè)的沒(méi)有峰值因數(shù)降低 的信號(hào)波形及注入信號(hào)波形的功率譜(A)、和在輸出端子ol和o2觀測(cè) 的CCDF (B)的圖。
圖23是將圖21 (B)所示的內(nèi)插后的輸出信號(hào)波形的峰值附近放大 后的波形圖。
圖24是表示過(guò)采樣器ovs5和內(nèi)插濾波器Gz0的連接關(guān)系(A)、..和 多相結(jié)構(gòu)的濾波器(B)的圖。
具體實(shí)施例方式
參照?qǐng)D1 圖15，對(duì)本發(fā)明的實(shí)施例進(jìn)行說(shuō)明。實(shí)施例1
圖1表示本發(fā)明的峰值因數(shù)降低裝置的第1實(shí)施例。在圖1中，對(duì) 于與圖16、圖20中說(shuō)明的以往裝置相同的結(jié)構(gòu)要素標(biāo)注與以往裝置相同 的標(biāo)記，極大值檢測(cè)部200由于是與圖16相同的結(jié)構(gòu)，所以避免重復(fù)說(shuō) 明。
本實(shí)施例的特征在于，為了防止內(nèi)插濾波器Gz2的峰值再生，在通 過(guò)減法器SU1進(jìn)行峰值因數(shù)降低之前結(jié)束內(nèi)插。在本實(shí)施例的峰值因數(shù) 降低裝置中，在第1路徑的基帶濾波器HzO與校正信號(hào)生成部100之間 配置過(guò)采樣器ovs5和內(nèi)插濾波器Gz0，在通過(guò)濾波器Hz0對(duì)輸入信號(hào)進(jìn) 行帶域限制后，進(jìn)行內(nèi)插處理。
在正交一極坐標(biāo)變換部CP1中輸入峰值再生后的復(fù)合信號(hào)，該復(fù)合 信號(hào)是由過(guò)采樣器ovs5插入零值的樣本、由內(nèi)插濾波器Gz0間插了樣本 值的信號(hào)。因而，在被供給了輸入信號(hào)的振幅成分的死區(qū)電路DZ1中， 與以往裝置相比，檢測(cè)到更多超過(guò)了容許范圍的樣本值。這些樣本值在 由增益塊g0正態(tài)化后，輸入到極大值檢測(cè)部200中。
極大值檢測(cè)部200從超過(guò)容許范圍的間插的樣本值中檢測(cè)作為極大 的樣本值，將其作為脈沖信號(hào)，供給到極坐標(biāo)一正交變換部PC1。因而， 根據(jù)本實(shí)施例，在極大值檢測(cè)部200中，檢測(cè)例如與在圖23中由點(diǎn)標(biāo)記 表示的峰值對(duì)應(yīng)的樣本，供給到極坐標(biāo)一正交變換部PC1。
在第2路徑的延遲器D4與D0之間配置有過(guò)采樣器ovs4，為了使極 坐標(biāo)一正交變換部PC1的輸出和采樣率相匹配，追加具有與由內(nèi)插濾波 器Gz0產(chǎn)生的延遲量相同的延遲量的延遲器D5。
在用來(lái)對(duì)減法器SU1的輸出信號(hào)進(jìn)行帶域限制的基帶濾波器中，由 于與過(guò)采樣器的位置關(guān)系與圖20相反，所以按照Noble恒等變換的原理， 使用使傳遞函數(shù)為H (z4)的濾波器Hz5。在用來(lái)在輸出端子ok觀測(cè)沒(méi) 有受到峰值因數(shù)降低的輸入信號(hào)的基帶濾波器Hz4、和用來(lái)在輸出端子
03觀測(cè)注入信號(hào)的基帶濾波器Hz6中，也使用傳遞函數(shù)為H (z4)的濾 波器。
圖2表示由第1實(shí)施例的峰值因數(shù)降低裝置模擬的輸出波形振幅。 圖2 (A)表示在輸出端子ol觀測(cè)的沒(méi)有峰值因數(shù)降低的信號(hào)波形，圖2 (B)表示在輸出端子ol觀測(cè)的峰值因數(shù)降低后的信號(hào)波形。
根據(jù)本實(shí)施例，對(duì)于己內(nèi)插的輸入信號(hào)進(jìn)行峰值因數(shù)降低，所以即 使在將由基帶濾波器Hz5進(jìn)行帶域限制后的信號(hào)通過(guò)第2內(nèi)插濾波器 Gz2平滑化的情況下，也如該圖2 (B)的信號(hào)波形所示，不會(huì)再生超過(guò) 容許范圍的峰值信號(hào)。
圖3 (A)表示在輸出端子ol觀測(cè)的沒(méi)有峰值因數(shù)降低的信號(hào)波形 的功率譜、和在輸出端子o3觀測(cè)的注入信號(hào)波形的功率譜，圖3 (B) 表示輸出端子ol和o2的輸出信號(hào)中的CCDF。
由圖3 (A)可知，根據(jù)本實(shí)施例，在輸出端子o3觀測(cè)的校正信號(hào) 的功率譜被在輸出端子ol觀測(cè)的沒(méi)有峰值因數(shù)降低的信號(hào)的功率譜完全 掩蓋，在通過(guò)該校正信號(hào)降低了峰值因數(shù)的情況下，可知在輸出端子o2 中能夠得到?jīng)]有頻譜的擴(kuò)散的輸出信號(hào)。此外，如圖3 (B)所示，根據(jù) 本實(shí)施例，可知在輸出信號(hào)端子o2中能夠得到峰值因數(shù)被限制在作為容 許范圍的8dB以下的信號(hào)。
另外，圖1所示的過(guò)采樣器ovs5與內(nèi)插濾波器GzO通過(guò)采用多相分 解，能夠變換為圖24 (B)所示那樣的多相結(jié)構(gòu)。
實(shí)施例2
圖4表示本發(fā)明的峰值因數(shù)降低裝置的第2實(shí)施例。 本實(shí)施例的裝置構(gòu)造是通過(guò)將圖1所示的第1實(shí)施例的峰值因數(shù)降 低裝置變形為多相結(jié)構(gòu)而得到的。信號(hào)的響應(yīng)與第1實(shí)施例等價(jià)。 圖5和圖7表示從圖1導(dǎo)出圖4的構(gòu)造的中間階段的裝置結(jié)構(gòu)。 在圖1所示的峰值因數(shù)降低裝置中，如果將內(nèi)插濾波器Gz0如i 24 (B)中說(shuō)明那樣變形為多相結(jié)構(gòu)，將正交坐標(biāo)一極坐標(biāo)變換部CP1、死
區(qū)電路DZ1、增益塊g0移動(dòng)到過(guò)采樣器ovs5之前，則成為圖5所示的 裝置形態(tài)。內(nèi)插濾波器Gz0通過(guò)多相分解被分割為多相濾波器Gz01 Gz04,正交坐標(biāo)一極坐標(biāo)變換部CP1也被分割為CP11 CP14。此外， 死區(qū)電路DZ1與增益塊g0也被分割為與CP11 CP14對(duì)應(yīng)的DZ11 DZ14、 g01 g04，過(guò)采樣器ovs5被分割為連接到增益塊g01 g04的振 幅成分用的第1過(guò)采樣器組ovs51 ovs54、和相位成分用的第2過(guò)采樣 器組ovs61 ovs64 。
第1過(guò)采樣器組ovs51 ovs54與延遲器D61 D63通過(guò)加法器AD1 得到極大值檢測(cè)部200的輸入信號(hào)，通過(guò)第2過(guò)采樣器組ovs61 ovs64、 延遲器D71 D73和加法器AD2，能夠得到延遲器D3的輸入信號(hào)。
圖6 (A) 圖6 (D)分別表示內(nèi)插濾波器Gz201 Gz04的抽頭系 數(shù)的1例。例如，在設(shè)內(nèi)插濾波器Gz0的抽頭數(shù)為"96"的情況下，多 相濾波器Gz01為具有第1、第5、第9……第93抽頭、多相濾波器Gz02 為具有第2、第6、第10……第94抽頭、多相濾波器Gz03為具有第3、 第7、第11……第95抽頭、多相濾波器Gz04為具有第4、第8、第12…… 第96抽頭的抽頭系數(shù)的濾波器。這里，如圖6 (D)所示，多相濾波器 Gz04中央的抽頭系數(shù)為"1"，除此以外的抽頭系數(shù)為零。因而，在圖4 中，多相濾波器Gz04可以置換為單純的延遲器(Z—")。
在圖16中如上所述，在極大值檢測(cè)部200中，利用級(jí)聯(lián)連接的兩個(gè) 延遲器D1、 D2來(lái)判斷連續(xù)的3樣本的大小關(guān)系。但是，在圖5的結(jié)構(gòu) 中，從多相化的增益塊g01 g04并列輸出在時(shí)間軸上連續(xù)的4樣本。因 而，如果比較增益塊g01 g04的輸出樣本中的、相鄰的3個(gè)輸出樣本， 則能夠在不使用延遲器D1、 D2的情況下即可進(jìn)行極大值的檢測(cè)。
所以，如果將圖5中的極大值檢測(cè)用的比較器LT1、 GT1與乘法器 Pl多相化，移動(dòng)到過(guò)采樣器ovs51 over54之前，將第2路徑的延遲器 D5、 D0集中為1個(gè)延遲器D50，移動(dòng)到過(guò)采樣器ovs4之前，則能夠得 到圖7所示的中間形態(tài)。
如上所述，在4倍過(guò)采樣的情況下，基帶濾波器Hz5 (以及Hz4、
Hz6)的傳遞函數(shù)成為H (z4)。因而，如果對(duì)基帶濾波器Hz5再次應(yīng)用 Noble恒等變換，使傳遞函數(shù)回到H(z)，移動(dòng)到過(guò)采樣器ovs51 over54 之前，則能夠得到圖4所示的第2實(shí)施例的峰值因數(shù)降低裝置的結(jié)構(gòu)。
根據(jù)該裝置結(jié)構(gòu)，能夠通過(guò)內(nèi)插前的較低的采樣率實(shí)現(xiàn)除延遲器 D61 D63和與其連接的加法器AD、以及內(nèi)插濾波器Gzl Gz3以外的 峰值因數(shù)降低裝置的大部分處理功能。
上述的從圖1向圖5的變形是等價(jià)變形，第2實(shí)施例的峰值因數(shù)降 低裝置由于示出與第1實(shí)施例相同的信號(hào)響應(yīng)，所以省略信號(hào)波形的動(dòng) 作的詳細(xì)說(shuō)明。另外，對(duì)于圖4中的內(nèi)插濾波器Gzl Gz3，也能夠進(jìn)行 圖24中說(shuō)明的多相分解。
實(shí)施例3
在圖7的結(jié)構(gòu)中，如果將連接在加法器AD上的延遲器D61 D63 形式上進(jìn)行Noble恒等變換，并移動(dòng)到過(guò)采樣器ovs51 over54之前，則 成為分別具有1/4延遲、2/4延遲、3/4延遲的延遲器。但是，實(shí)際上是 不可能正確地制造具有這樣的端數(shù)(分?jǐn)?shù))的延遲量的延遲器，但只要 是近似的，就能夠通過(guò)分?jǐn)?shù)延遲FIR濾波器(Fractional Delay Filter)實(shí) 現(xiàn)。
通過(guò)導(dǎo)入無(wú)用延遲D、在z=exp (j 6 )中、對(duì)于k=l、 2、 3的3 種情況計(jì)算Cn來(lái)近似地使下式成立，得到分?jǐn)?shù)延遲FIR ^!波器的抽頭系 數(shù)值。在下式中，右邊表示期望的分?jǐn)?shù)延遲的頻率響應(yīng)，左邊表示近似 的濾波器的頻率響應(yīng)。
J]Cn e;(-鴻—exp(-j(k/4 + D)0
根據(jù)這里假設(shè)的設(shè)計(jì)參數(shù)，對(duì)于采樣頻率lOMHz，基帶濾波器的截 止頻率成為4MHz，由奈奎斯特頻率正態(tài)化時(shí)的截止頻率成為0.8。 Jf以， 使近似的頻帶成為0 0.8， 0.8 1成為自由頻帶。此外，例如將頻帶如一0.8 it《9《0.8 Jt那樣向負(fù)頻率側(cè)擴(kuò)展，并將e充分細(xì)地分割而設(shè)定近
似點(diǎn)，來(lái)進(jìn)行最小二乘近似。
另外，濾波器的抽頭長(zhǎng)度由于具有與表示近似精度的矢量誤差的替 換性，所以只要增加抽頭長(zhǎng)度直到能夠得到期望的精度就可以。在上述
設(shè)計(jì)參數(shù)的情況下，通過(guò)抽頭數(shù)為24、無(wú)用延遲為11的分?jǐn)?shù)延遲FIR濾 波器，能夠得到表示良好的特性的抽頭系數(shù)。
圖8 (A)、圖8 (B)、圖8 (C)、圖8 (D)表示通過(guò)該設(shè)計(jì)得到的 分?jǐn)?shù)延遲FIR濾波器的"11"延遲、"11 + 1/4"延遲、"11+3/4"延遲的 抽頭系數(shù)。此外，圖9 (A)、圖9 (B)、圖9 (C)分別表示分?jǐn)?shù)延遲FIR 濾波器的頻率響應(yīng)、組延遲、矢量誤差。矢量誤差在期望的頻帶內(nèi)能夠 得到一60dB以下的精度。
圖IO表示分?jǐn)?shù)延遲FIR濾波器FDI的結(jié)構(gòu)例。這里所示的分?jǐn)?shù)延遲 FIR濾波器FD1由連接在輸入端子ill上的第1延遲器組(dl d23)、 連接在輸入端子i13上的第2延遲器組(d24 d46)、和連接在輸入端子 il2上的第3延遲器組(d47 d69)構(gòu)成。
第1、第2延遲組的抽頭輸出通過(guò)圖示的組合輸入到加法器al a24 中，在增益塊gl g24對(duì)各加法器的輸出乘以規(guī)定的增益，將各增益塊 的輸出輸入到加法器a25中。第3延遲器組在延遲器d58處被折回，由 圖示的組合輸入到加法器a26 a37中。在增益塊g25 g36對(duì)各加法器 的輸出乘以規(guī)定的增益，將各增益塊的輸出輸入到加法器a38中。將加 法器a25與加法器a38的輸出與連接在輸入端子i14上的延遲器d70的輸 出信號(hào)一起供給到最終級(jí)的加法器a39中，在加法器a39的輸出端子oil 得到峰值因數(shù)降低用的校正信號(hào)。
在上述結(jié)構(gòu)中，輸入端子ill對(duì)應(yīng)于實(shí)現(xiàn)"11 + 1/4"延遲、il2對(duì)應(yīng) 于實(shí)現(xiàn)"11+2/4"延遲、il3對(duì)應(yīng)于實(shí)現(xiàn)"11+3/4"延遲、il4對(duì)應(yīng)于實(shí) 現(xiàn)"11"延遲的濾波器輸入，在抽頭系數(shù)為共用的部位，通過(guò)將,號(hào)匯 集后進(jìn)行乘以系數(shù)的乘法運(yùn)算，抑制了乘法器(增益塊)的個(gè)數(shù)的'^大。
圖ll表示應(yīng)用了上述分?jǐn)?shù)延遲FIR濾波器FDl的本發(fā)明的峰值因數(shù) 降低裝置的第3實(shí)施例。
第3實(shí)施例的峰值因數(shù)降低裝置將圖7所示的延遲器D61 D63替換 為分?jǐn)?shù)延遲FIR濾波器FD1 ，將具有傳遞函數(shù)H(z4)的基帶濾波器Hz4 Hz6變更為具有傳遞函數(shù)H (z)的基帶濾波器Hzl Hz3,將過(guò)采樣器 ovs51 ovs54配置在基帶濾波器之后。此外，通過(guò)在第2路徑的延遲器 D4的輸出側(cè)加上對(duì)應(yīng)于分?jǐn)?shù)延遲FIR濾波器FD1的無(wú)用延遲(在圖10 中是"ll")的延遲器D6，使第l、第2路徑的輸出信號(hào)的定時(shí)匹配。
根據(jù)第3實(shí)施例，在基帶濾波器Hz2 (Hzl、 Hz3)的輸出電路中， 是在過(guò)采樣器ovs2(ovsl、ovs3)的后面緊跟著連接內(nèi)插濾波器Gz2(Gzl、 Gz3)的構(gòu)造。因而，能夠在該部分使用上述的內(nèi)插內(nèi)置型的D/A變換 IC。
圖12 (A)、圖12 (B)表示通過(guò)第3實(shí)施例的模擬得到的輸出端子 ol的輸出波形振幅、和輸出端子o2的輸出波形振幅。此外，圖13 (A)、 圖13 (B)表示第3實(shí)施例的輸出端子ol、 o3的輸出信號(hào)波形的功率譜、 和輸出端子ol、 q2的瑜出信號(hào)的CCDF。
根據(jù)圖12 (B)可以確認(rèn)，在第3實(shí)施例的峰值因數(shù)降低裝置中，也 能夠得到峰值被干凈地限制的輸出信號(hào)。根據(jù)本實(shí)施例可以確認(rèn)，盡管 內(nèi)插濾波器Gz2 (Gzl、 Gz3)配置在最終級(jí)，也如圖12 (B)所示，在 輸出信號(hào)波形中完全不會(huì)出現(xiàn)峰值再生現(xiàn)象，能夠得到良好的峰值因數(shù) 降低性能。
實(shí)施例4
圖14表示本發(fā)明的峰值因數(shù)降低裝置的第4實(shí)施例。 第4實(shí)施例的峰值因數(shù)降低裝置與圖11所示的第3實(shí)施例相比，基 帶濾波器Hz2 (Hzl、 Hz3)的位置不同。在第4實(shí)施例的峰值因數(shù)降低 裝置中，基帶濾波器Hz2 (Hzl、 Hz3)配置在減法器SU1之前，在功能 上與第3實(shí)施例完全等價(jià)。該結(jié)構(gòu)由于被分離為將來(lái)自端子il的k入信 號(hào)進(jìn)行帶域限制的基帶濾波器Hz0、和將峰值因數(shù)降低用的注入信號(hào)進(jìn)
行帶域限制的基帶濾波器Hzl ，所以特別對(duì)OFDM調(diào)制用的發(fā)送機(jī)是有 效的。
在OFDM調(diào)制中，由于將適當(dāng)長(zhǎng)度的零數(shù)據(jù)區(qū)間夾入到輸入數(shù)據(jù)串 中來(lái)進(jìn)行逆FFT處理，所以O(shè)FDM調(diào)制信號(hào)即使不通過(guò)濾波器，也會(huì)通 過(guò)這些零數(shù)據(jù)的作用，帶域在某種程度上受限制。通常，由于在OFDM 中需要的基帶濾波器是用來(lái)降低旁瓣的殘留頻譜的輔助性濾波器，所以 與CDMA用的基帶濾波器相比，具有較緩慢的衰減特性。因此，如果通 過(guò)第3實(shí)施例的峰值因數(shù)降低裝置降低OFDM調(diào)制信號(hào)的峰值因數(shù)，則 有對(duì)于呈現(xiàn)為脈沖狀的注入信號(hào)不能進(jìn)行充分的帶域限制、頻譜擴(kuò)散的 問(wèn)題。
但是，在第4實(shí)施例的峰值因數(shù)降低裝置中，通過(guò)使本來(lái)具有相同 的特性的基帶濾波器HzO與Hzl中的、僅注入信號(hào)用的濾波器Hzl成為 模擬了 OFDM的頻譜形狀的急劇的衰減特性，能夠阻止頻譜的擴(kuò)散。
實(shí)施例5
圖15表示應(yīng)用了本發(fā)明的峰值因數(shù)降低裝置的無(wú)線基站的結(jié)構(gòu)。這 里，為了使圖面變得簡(jiǎn)單，省略了發(fā)送機(jī)以外的與本發(fā)明不直接相關(guān)的 功能塊、例如接收機(jī)及控制部。
發(fā)送機(jī)通過(guò)數(shù)字調(diào)制部10對(duì)輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行CDMA或OFDM等的數(shù) 字調(diào)制。調(diào)制信號(hào)由于是峰值因數(shù)接近于正態(tài)分布的信號(hào)，所以在峰值 因數(shù)降低部11降低了峰值后，輸入到內(nèi)插D/A變換IC12中。
內(nèi)插D/A變換IC12將從峰值因數(shù)降低部11輸入的數(shù)字調(diào)制信號(hào)過(guò) 采樣/內(nèi)插后，變換為模擬信號(hào)并輸出。在此情況下，在本發(fā)明的峰值因 數(shù)降低部ll中，由于在內(nèi)插了輸入信號(hào)的狀態(tài)下進(jìn)行了峰值降低，所以 在內(nèi)插D/A變換IC12中，不會(huì)發(fā)生伴隨過(guò)采樣/內(nèi)插的峰值再生f。
從IC12輸出的模擬信號(hào)由模擬平滑濾波器13除去假鏡像。嗜此情 況下，由于上述模擬信號(hào)的假鏡像的帶域通過(guò)過(guò)采樣而從基帶較遠(yuǎn)地離 開(kāi)，所以作為模擬平滑濾波器13使用截止特性較緩慢、相位畸變較小的
模擬平滑濾波器13的輸出信號(hào)在被RF發(fā)送機(jī)14變換為高頻率信號(hào) 后，由功率放大器15放大為足夠的功率之后從天線發(fā)射。在此情況下， 由于功率放大器15的輸入信號(hào)的峰值被限制在容許范圍內(nèi)，所以即使在 通過(guò)功率放大器15提髙了發(fā)送功率的情況下，也不易發(fā)生放大器特性的 飽和帶來(lái)的非線性畸變，能夠以較高的功率效率發(fā)送無(wú)線信號(hào)。
權(quán)利要求
1、一種峰值因數(shù)降低裝置，將作為數(shù)字信號(hào)供給的復(fù)合輸入信號(hào)分支到具備生成峰值因數(shù)降低用的校正信號(hào)的校正信號(hào)生成部的第1路徑、和具備定時(shí)調(diào)節(jié)用的延遲器的第2路徑，通過(guò)由減法器從通過(guò)了上述延遲器的復(fù)合輸入信號(hào)減去上述校正信號(hào)，輸出峰值因數(shù)被降低到容許范圍內(nèi)的復(fù)合信號(hào)，其特征在于，對(duì)于上述校正信號(hào)生成部供給通過(guò)了帶域限制用的基帶濾波器和內(nèi)插濾波器的復(fù)合信號(hào)；上述校正信號(hào)生成部根據(jù)已內(nèi)插的復(fù)合信號(hào)，生成峰值因數(shù)降低用的校正信號(hào)；上述減法器按照從上述校正信號(hào)生成部輸出的校正信號(hào)，降低上述復(fù)合輸入信號(hào)的峰值因數(shù)。
2、 一種峰值因數(shù)降低裝置，將作為數(shù)字信號(hào)供給的復(fù)合輸入信號(hào)分 支到具備生成峰值因數(shù)降低用的校正信號(hào)的校正信號(hào)生成部的第1路徑、 和具備定時(shí)調(diào)節(jié)用的延遲器的第2路徑，通過(guò)由減法器從通過(guò)了上述延 遲器的復(fù)合輸入信號(hào)減去上述校正信號(hào)，輸出峰值因數(shù)被降低到容許范 圍內(nèi)的復(fù)合信號(hào)，其特征在于，上述第1路徑包括用來(lái)限制供給到上述校正信號(hào)生成部的復(fù)合輸入 信號(hào)的帶域的第1基帶濾波器、使由上述第1基帶濾波器進(jìn)行了帶寬限 制的復(fù)合輸入信號(hào)的樣本數(shù)成為n倍的第1過(guò)采樣器、和與上述第1過(guò) 采樣器成對(duì)的第1內(nèi)插濾波器，其中，n>2;上述第2路徑包括使復(fù)合輸入信號(hào)的樣本數(shù)成為n倍的第2過(guò)采樣器；通過(guò)上述校正信號(hào)生成部根據(jù)已內(nèi)插的復(fù)合信號(hào)生成峰值因數(shù)降低 用的校正信號(hào)，從上述減法器輸出峰值因數(shù)降低了的已內(nèi)插的復(fù)合信號(hào)。
3、 如權(quán)利要求2所述的峰值因數(shù)降低裝置，其特征在于， 上述校正信號(hào)生成部包括 　第1變換部，將復(fù)合輸入信號(hào)分離為振幅成分和相位成分，作為振 幅成分樣本串及相位成分樣本串輸出；第1檢測(cè)部，從上述振幅成分樣本串檢測(cè)超過(guò)容許范圍的樣本值； 增益器，將上述第1檢測(cè)部檢測(cè)到的樣本值用上述第1基帶濾波器的系數(shù)最大值進(jìn)行正態(tài)化；第2檢測(cè)部，從上述增益器輸出的時(shí)間上連續(xù)的樣本值中檢測(cè)作為極大值的樣本值；第1延遲器，使從上述第1變換部輸出的相位成分樣本串與上述第1、 第2檢測(cè)部中的信號(hào)延遲匹配地延遲；第2變換部，根據(jù)上述第2檢測(cè)部的輸出信號(hào)和上述第1延遲器的 輸出信號(hào)，生成作為上述校正信號(hào)的復(fù)合信號(hào)。
4、 如權(quán)利要求3所述的峰值因數(shù)降低裝置，其特征在于， 上述第1過(guò)采樣器與上述第1內(nèi)插濾波器串聯(lián)連接；上述第1內(nèi)插濾波器的輸出信號(hào)被供給到上述校正信號(hào)生成部中； 上述減法器的輸出信號(hào)經(jīng)由第2基帶濾波器被輸入到與上述第2過(guò)采樣器成對(duì)的第2內(nèi)插濾波器中；在設(shè)上述第1基帶濾波器的傳遞函數(shù)為H (z)時(shí)，上述第2基帶濾波器的傳遞函數(shù)成為H (zn)。
5、 如權(quán)利要求2所述的峰值因數(shù)降低裝置，其特征在于，上述第1 過(guò)采樣器與上述第l內(nèi)插濾波器變換為在各相中過(guò)采樣器位于內(nèi)插濾波器之后的n相的多相結(jié)構(gòu)，配置在上述第1基帶濾波器與上述減法器之 間。
6、 如權(quán)利要求2所述的峰值因數(shù)降低裝置，其特征在于，上述第1過(guò)采樣器和上述第1內(nèi)插濾波器變換為由在各相中過(guò)采樣 器位于內(nèi)插濾波器之后的n相的內(nèi)插濾波器構(gòu)成的多相結(jié)構(gòu)，配置在上 述第1基帶濾波器與上述減法器之間；上述校正信號(hào)生成部被分割為配置在上述多相結(jié)構(gòu)的各相的內(nèi)插濾 波器與過(guò)采樣器之間的n相的校正信號(hào)生成部，n相的各校正信號(hào)生成部　有選擇地利用從上述n相內(nèi)插濾波器并列輸出的在時(shí)間軸上連續(xù)的樣本, 生成各個(gè)校正信號(hào)。
7、 一種峰值因數(shù)降低裝置，將作為數(shù)字信號(hào)供給的復(fù)合輸入信號(hào)在 第1基帶濾波器進(jìn)行帶域限制之后，分支到具備生成峰值因數(shù)降低用的 校正信號(hào)的校正信號(hào)生成部的第1路徑、和具備定時(shí)調(diào)節(jié)用的延遲器的 第2路徑，通過(guò)由減法器從通過(guò)了上述延遲器的復(fù)合輸入信號(hào)減去上述 校正信號(hào)，輸出峰值因數(shù)被降低到容許范圍內(nèi)的復(fù)合信號(hào)，其特征在于,在上述第1路徑中，使復(fù)合輸入信號(hào)的樣本數(shù)成為n倍的第1過(guò)采 樣器和與上述第1過(guò)采樣器成對(duì)的第1內(nèi)插濾波器，變換并配置為由在 各相中過(guò)采樣器位于內(nèi)插濾波器之后的n相的內(nèi)插濾波器構(gòu)成的多相結(jié) 構(gòu)，其中，n>2;上述校正信號(hào)生成部分割為n相的校正信號(hào)生成部而配置在上述多 相結(jié)構(gòu)的各相的內(nèi)插濾波器與過(guò)采樣器之間，n相的各校正信號(hào)生成部有 選擇地利用從上述n相的內(nèi)插濾波器并列輸出的在時(shí)間軸上連續(xù)的樣本， 生成各個(gè)校正信號(hào)；在上述多相結(jié)構(gòu)的各相中生成的校正信號(hào)在由第2基帶濾波器進(jìn)行 了帶域限制后，被供給到各相的過(guò)采樣器，各過(guò)采樣器的輸出以每個(gè)相 不同的時(shí)間延遲輸入到作為多相結(jié)構(gòu)的最終級(jí)的加法器中；上述第2路徑包括使復(fù)合輸入信號(hào)的樣本數(shù)成為n倍的第2過(guò)采樣器；對(duì)上述減法器供給上述第2路徑的輸出信號(hào)和從上述多相結(jié)構(gòu)的最 終級(jí)輸出的己內(nèi)插的校正信號(hào)。
8、 如權(quán)利要求7所述的峰值因數(shù)降低裝置，其特征在于，來(lái)自上述 減法器的輸出信號(hào)被輸入到與上述第2過(guò)采樣器成對(duì)的第2內(nèi)插濾波器 中。
9、 一種峰值因數(shù)降低裝置，將作為數(shù)字信號(hào)供給的復(fù)合輸入信號(hào)分 支到具備生成峰值因數(shù)降低用的校正信號(hào)的校正信號(hào)生成部的第1路徑、 和具備定時(shí)調(diào)節(jié)用的延遲器的第2路徑，通過(guò)由減法器從通過(guò)了上述延遲器的復(fù)合輸入信號(hào)減去上述校正信號(hào)，輸出峰值因數(shù)被降低到容許范 圍內(nèi)的復(fù)合信號(hào)，其特征在于，上述第1路徑包括用來(lái)限制供給到上述校正信號(hào)生成部中的復(fù)合輸 入信號(hào)的帶域的第1基帶濾波器、和在各相中過(guò)采樣器位于內(nèi)插濾波器之后的多相結(jié)構(gòu)的n相的內(nèi)插濾波器；上述校正信號(hào)生成部被分割為分別連接在上述多相結(jié)構(gòu)的各相的內(nèi)插濾波器上的n相的校正信號(hào)生成部,n相的各校正信號(hào)部有選擇地利用 從上述n相的內(nèi)插濾波器并列輸出的在時(shí)間軸上連續(xù)的樣本，生成各個(gè) 校正信號(hào)；由上述多個(gè)校正信號(hào)生成部生成的n相的校正信號(hào)被輸入到數(shù)字濾 波器中，該數(shù)字濾波器賦予每個(gè)相不同的近似的分?jǐn)?shù)延遲時(shí)間而將n相 的校正信號(hào)合成為1個(gè)校正信號(hào)；對(duì)上述減法器供給上述第2路徑的輸出信號(hào)和從上述數(shù)字濾波器輸 出的校正信號(hào)。
10、 如權(quán)利要求9所述的峰值因數(shù)降低裝置，其特征在于，來(lái)自上 述減法器的輸出信號(hào)經(jīng)由用來(lái)限制該輸出信號(hào)的帶域的第2基帶濾波器， 被供給到第2過(guò)采樣器和與該第2過(guò)采樣器成對(duì)的第2內(nèi)插濾波器。
11、 如權(quán)利要求9所述的峰值因數(shù)降低裝置，其特征在于，在上述 數(shù)字濾波器與上述減法器之間，具備用來(lái)限制從該數(shù)字濾波器輸出的校 正信號(hào)的帶域的第2基帶濾波器。
12、 一種基帶信號(hào)處理裝置，其特征在于，具備權(quán)利要求9所述的 峰值因數(shù)降低裝置、和以該峰值因數(shù)降低裝置的輸出信號(hào)為輸入信號(hào)的 內(nèi)插功能內(nèi)置型的D/A變換IC。
全文摘要
本發(fā)明提供一種即使在后級(jí)進(jìn)行內(nèi)插也沒(méi)有峰值因數(shù)再生的峰值因數(shù)降低裝置。一種峰值因數(shù)降低裝置，從輸入復(fù)合信號(hào)檢測(cè)出振幅成分的極大值，對(duì)生成峰值因數(shù)降低用的校正信號(hào)的校正信號(hào)生成部供給通過(guò)了帶域限制用的基帶濾波器與內(nèi)插濾波器的復(fù)合信號(hào)，使用根據(jù)已內(nèi)插的復(fù)合信號(hào)生成的校正信號(hào)，降低輸入復(fù)合信號(hào)的峰值因數(shù)。
文檔編號(hào)H04L25/03GK101166168SQ20071013730
公開(kāi)日2008年4月23日 申請(qǐng)日期2007年7月20日 優(yōu)先權(quán)日2006年10月18日
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