專利名稱：一種ofdm系統(tǒng)中同步信號的構造方法
技術領域：
本發(fā)明涉及OFDM (正交頻分復用)系統(tǒng)，尤其涉及一種OFDM系統(tǒng) 中同步信號的構造方法。
背景技術：
同步問題是任何移動系統(tǒng)都必須解決的首要問題，是基帶信號處理最前 端的一個模塊?？疾焱降男阅苤笜酥饕ㄍ讲东@概率，同步花費時間 等，同時由于同步信道往往需要傳輸一些系統(tǒng)參數(shù)信息，如小區(qū)ID信息， BCH信道接收所必須的信息等，因此同步系統(tǒng)的復雜度也是衡量同步方案 好壞的一個性能指標。在當前的不分層同步結構設計中，主要存在兩種方式， 基于互相關方案設計的方式，該方式是通過在同步時隙內傳輸完成的同步序 列，并在接受方利用互相關運算捕獲，該方法雖然可以獲得很好的捕獲性能， 但是當同步序列很多時，接收機需要同時和所有序列匹配，因此復雜度很大。 另外一種方案的是基于重復的結構設計，發(fā)送方通過構造重復的序列格式， 使接受方不必和所有的序列進行匹配。只需要對接受數(shù)據進行自相關運算即 可捕獲。復雜度低，但在OFDM系統(tǒng)中，由于CP的存在，如果采用自相關 捕獲，會出現(xiàn)平頂現(xiàn)象，影響同步精度。而如果采用互相關方式捕獲，則會 出現(xiàn)旁峰，影響鄰近小區(qū)搜索。

發(fā)明內容
針對當前同步結構設計存在的問題，本發(fā)明要解決的技術問題是提供一 種OFDM系統(tǒng)中同步信號的構造方法，可以在保證同步性能的基礎上，降 低同步的復雜度，同時可以避免互相關時出現(xiàn)旁峰現(xiàn)象。
為了解決上述技術問題，本發(fā)明提供了一種OFDM系統(tǒng)中同步信號的 構造方法，其特征在于，包括
A、 編碼器將同步序列重復k次得到序列Sf;
B、 共軛器件對Sf取共軛得到序列S'f，或乘法器用Sf乘以固定的權值得 到序列SV;
C、 交替對Sf、 s'f進行逆傅立葉變換及時域上的延遲得到k路并行的時 域信號，各路信號在時域上的延遲量Di各不相同，延遲量Di為大于或等于 0，并且小于或等于(k-l)的整數(shù)；
D、 將k路數(shù)據在時域進行疊加，得到交叉重復的同步信號。 進一步的，所述步驟C具體包括
21 、逆傅立葉變換器分別對Sf和S'f進行逆傅立葉變換得到St和S',;
22、時域延遲器交替對St和S't進行時域上的循環(huán)延遲得到k路并行的時 域信號。
進一步的，所述步驟22具體為
對于第i路數(shù)據，如果i為奇數(shù)，則對S,進行循環(huán)延遲分集得到該路信 號；否則對S't進行循環(huán)延遲分集得到該路信號；或者是
對于第i路數(shù)據，如果i為偶數(shù)，則對S,進行循環(huán)延遲分集得到該路信 號；否則對S',進行循環(huán)延遲分集得到該路信號。
進一步的，第i路數(shù)據的延遲量Di為(i-l)位或(k-i)位。
進一步的，所述步驟C具體包括
51、 乘法器交替用Sf和sV乘以相位因子向量(D得到k路并行的數(shù)據；
52、 逆傅立葉變換器分別對所述k路并行的數(shù)據進行逆傅立葉變換得到 k路并行的時域信號。
進一步的，所述步驟51具體為
對于第i路數(shù)據，如果i為奇數(shù)，則乘法器用Sf與相位因子向量①相乘得 到該路數(shù)據；否則乘法器用S'f與相位因子向量(D相乘得到該路數(shù)據；或者是
對于第i路數(shù)據，如果i為偶數(shù)，則乘法器用Sf與相位因子向量O相乘得 到該路數(shù)據；否則乘法器用SV與相位因子向量(D相乘得到該路數(shù)據；
所述相位因子向量的取值為<D = exp(-j2丌(Di) * (0: Nffl -1) / N份)，其中Nffi為
傅立葉器件的點數(shù)。
進一步的，所述相位因子向量的取值為(D-exp(-j2;r(i-l)*(0:Nffl-l)/Nffi) 或O = exp(-j2;r(k — f) * (0 Nffl — 1) / Nffl)。
進一步的，所述步驟D的實現(xiàn)方法為以下兩種中的一種
81、 將k路信號映射在各天線上進行發(fā)射，進行空間合并；
82、 交叉處理器件對k路信號進行交叉處理，得到合并后的k路信號。
進一步的，所述步驟81前還包括加擾器對所述k路信號用同一擾碼 序列進行加擾。
進一步的，所述步驟82還包括加擾器對所述合并后的k路信號用同 一擾碼序列進行加擾，然后映射在各天線上進行發(fā)射。
進一步的，所述步驟81或82中，將k路信號映射在各天線上進行發(fā)射 的方式為以下三種之一
111、 將各路信號分別映射到各天線上發(fā)射；
112、 將各路信號組成的矩陣的各列進行交錯，并映射到各天線上發(fā)射；
113、 將各路信號合并后進行分集后映射到各天線上發(fā)射。
本發(fā)明技術方案中，將同步和分集聯(lián)合考慮，采用一種交叉重復的同步 序列結構，使得兩個同步序列在時域是交叉成對出現(xiàn)的，因此接收方可以將 相鄰的兩個序列接收信號進行兩兩相乘，并將結果相加，得到相關結果。與 時域序列的重復情況比較，當信道中存在較大頻偏或時間選擇性衰落比較明 顯的時候，由于相鄰信號的信道特性變換很小，則在抗時間衰落和頻偏方面 可以獲得較大的增益。從接收機復雜度方面考慮，在小區(qū)搜索過程中，由于 小區(qū)ID (標識)的數(shù)目很多，且在同步過程中往往需要傳輸BCH (廣播信 道)接收所必需的信息，因此同步序列的量很大，如果采用互相關方式進行 同步捕獲，則接收機復雜度很高。而本方案中的同步捕獲復雜度與采用重復 結構的復雜度相當。另外，采用了本發(fā)明的優(yōu)化方案后，通過在發(fā)送方對時 域數(shù)據序列進行加擾，克服了自相關方法的平頂問題。


圖1為本發(fā)明的OFMD系統(tǒng)中的同步方法的具體實施流程圖2為本發(fā)明的OFMD系統(tǒng)中的同步方法里所構造的k路數(shù)據在時域 上的結構示意圖;在本示意圖中，k路數(shù)據為原序列和共軛序列成對的情況。
圖3為本發(fā)明的OFMD系統(tǒng)中的同步方法的頻域設計流程圖4為本發(fā)明的OFMD系統(tǒng)中的同步方法的時域設計流程圖5為應用實例中(1^=2時)原始同步序列在頻域的結構示意圖6為應用實例中同步方法的頻域設計流程圖。
具體實施例方式
下面將結合附圖及實施例對本發(fā)明的技術方案進行更詳細的說明。
本發(fā)明提供了一種OFMD系統(tǒng)中的同步方法，如圖l所示，包括
第一步、假設同步信道的有用子載波個數(shù)為N，編碼器將同步序列在頻 域重復k次得到重復序列Sf ，所述同步序列與現(xiàn)有技術中的相同；k的取 值為大于或等于2的整數(shù)，且k的取值不應過大，避免同步序列的長度太短， 通常情況下k的取值不應大于4;所述同步序列的長度為LN/k」，"L」"表 示向下取整；將所述重復序列Sf作為新的同步序列。
第二步、共軛器件對所述重復序列Sf取共軛得到序列S'f;或是乘法器用 一個固定的權值乘以所述重復序列Sf得到序列S'f，所述固定的權值為任意模 值等于1的值。
第三步、交替對Sf、 SV進行逆傅立葉變換及時域上的延遲得到k路并行 的時域信號。
該步驟具體為以下兩種實現(xiàn)方法中的^f壬一種
第一種是時域上的實現(xiàn)方法首先逆傅立葉變換器分別對Sf和sV進行逆
傅立葉變換得到St和s',;
時域延遲器交替對St和s',進行時域上的循環(huán)延遲得到k路并行的時域 信號；具體做法是
對于第i路數(shù)據，如果i為奇數(shù)，則對St進行CDD( cyclic delay diversity, 循環(huán)延遲分集)得到該路信號；否則對S't進行CDD得到該路信號；或者是
對于第i路數(shù)據，如果i為偶數(shù)，則對S,進行CDD得到該路信號；否則 對S't進行CDD得到該路信號。
可以設置第i路數(shù)據的延遲量Di為(i-l)位，也就相當于將St/S't循環(huán)旋 轉(i-l)位；該延遲量Dj也可以為(k-i)位。實際應用中，只要各路信號在 時域上的延遲量Di各不相同，延遲量Di為大于或等于0,并且小于或等于 (k-1)的整數(shù)。
第二種是頻域上的實現(xiàn)方法首先乘法器交替用Sf和S'f乘以相位因子向 量(D得到k路并行的數(shù)據，具體做法是
對于第i路數(shù)據，如果i為奇數(shù)，則乘法器用Sf與相位因子向量O相乘得 到該路數(shù)據；否則乘法器用SV與相位因子向量①相乘得到該路數(shù)據；或者是
對于第i路數(shù)據，如果i為偶數(shù)，則乘法器用Sf與相位因子向量O)相乘得 到該路數(shù)據；否則乘法器用S'f與相位因子向量d)相乘得到該路數(shù)據。
所述相位因子向量的取值為(D = exp(-j2;r(Di)*(0: Nffl -1)/Nffl);比如延遲量 為(i-l)位時，相位因子向量的取值就為O-exp(-j2;r(i-l)*(0:Nffi-1)/Nffi)，其 中^為傅立葉器件的點數(shù)。
然后逆傅立葉變換器分別對所述k路并行的數(shù)據進行逆傅立葉變換得 到k路并行的時域信號。
所述i為大于或等于l，并且小于或等于k的整數(shù)。
該方法利用IFFT變換的性質進行設計，通過該步驟可以得到k路相互 正交的信號，此時可以進行交叉處理以實現(xiàn)k路信號在時域上的疊加，得到 交叉重復結構的同步信號；當S'f等于S'f時，最終各路信號在時域上疊加后 的結構如圖2中所示的合并后的信號的格式。實際應用中對信號的合并也可 以不通過交叉處理實現(xiàn)，而是在發(fā)射后，通過空間合并的方式得到。
第四步、加擾器對所述k路時域信號用同一擾碼序列進行加擾。
進行本步驟的原因是，在OFDM系統(tǒng)中，如果直接采用第三步得到的k 路數(shù)據，由于CP (循環(huán)前綴)的存在，當接收機采用自相關操作時，會出 現(xiàn)平頂現(xiàn)象。而進行本步驟后，只有當接收機滑窗與同步位置完全對齊時， 才可正確解擾，因此可以克服原來系統(tǒng)的平頂問題。本步驟為優(yōu)化方案，實 際應用中也可以無此步驟。
第五步、將各路信號映射到各個天線上進行發(fā)射；映射的方法包括以下 三種方式
(1)將各路的信號分別映射到不同天線上，此時需要產生的信號路數(shù) 和發(fā)射天線數(shù)目相同。
(2 )將各路信號組成的矩陣的各列進行交錯后映射到不同的天線上， 所述交錯是指將所述矩陣中的列按任意方式打亂，比如采用循環(huán)移位，其目 的是使k路數(shù)據中的每一路中的信號可以在不同的天線上發(fā)送；此時同樣需 要產生的信號路數(shù)和發(fā)射天線數(shù)目相同。
(3)將各路信號合并一一即在時域上進行疊加，得到的合并后的k路 信號的格式如圖(2)所示；并通過分集的方式實現(xiàn)與發(fā)射天線數(shù)目的匹酉己。 此時對發(fā)射天線數(shù)目和產生的信號路數(shù)不做要求。
由于子載波映射、插入CP、調制、以及AD/DA變換等模塊不是本發(fā)明 關心的內容，因此不進行論述，需要時可直接參考現(xiàn)有的模塊進行調用。
圖3、圖4分別是第三步在頻域和時域進行設計時的同步方法的流程示 意圖；圖中的虛線框部分的內容可以根據需要自行選擇是否進行。圖3、圖 4中的交叉處理模塊是可選模塊，交叉處理的目的是為了使每一路的數(shù)據可 以在不同天線上均勻的發(fā)送。
下面用 一個應用實例進一步加以i兌明。
本應用實例中，設同步信道的帶寬內的可用子載波個數(shù)為Nu,重復次 數(shù)為2，即k=2，則同步序列A長度為NJ2;編碼器將同步序列A重復2
次得到重復后的同步序列Sf;該序列Sf在頻域的結構如圖5所示。
如圖6所示，對序列Sf進行下述處理，圖中的虛線框部分的內容可以根 據需要自行選擇是否進行。
第一步、共軛器件對頻域的序列Sf取共軛后得到S'f 。
第二步、首先對于第一路信號，由于此時i-l，所以相位因子向量就等
于1， IFFT器件直接對序列Sf進行IFFT變換即可得到第一路信號；序列Sf 經過IFFT變換后得到第一路時域信號k 0 a2 0……an 0];
對于第二路信號，乘法器用S'f與相位因子向量(D相乘，IFFT器件對乘 積進行IFFT變換得到第二路信號；由于此時i-2，因此相位因子向量 O = eXp(-j2;r*(0:Nffl-l)/Nra)，其中N負為FFT點數(shù)。經過IFFT變換后得到第 二路時域序列
;
交叉處理器件對兩路信號交叉處理后得到合并的時域信號為 [a, a*, a2 a*2……該交叉處理器件是可選模塊，交叉處理的目 的是為了使每一路的數(shù)據可以在不同天線上均勻的發(fā)送。
第三步、加擾器對交叉處理后的兩路信號用相同的擾碼序列進行加擾， 以克服接收機的平頂現(xiàn)象。
第四步、將兩路數(shù)據進行處理并映射到各個天線上進行發(fā)射。
如果發(fā)射天線數(shù)目為2，則將兩路數(shù)據直接分別映射到兩個天線上，或 是將兩路數(shù)據組成的矩陣的各列進行交錯，并在不同的天線上發(fā)送；然后通 過空間合并的方式得到圖2所示格式的交叉重復的同步信號。
如果發(fā)射天線的數(shù)目大于2，則將兩路數(shù)據合并后，進行分集處理然后 在不同天線上發(fā)送；分集方式包括FSTD(頻率選擇性發(fā)射分集)、PVS(極 化分集)、TSTD (時間選擇性發(fā)射分集)等現(xiàn)有的分集方式。
如果為單天線的情況，則可以對兩路數(shù)據進行疊加，并在單根天線上發(fā) 送，從而獲得上述特性的時域信號。
當然，本發(fā)明還可有其他多種實施例，在不背離本發(fā)明精神及其實質的 情況下，熟悉本領域的技術人員當可根據本發(fā)明作出各種相應的改變和變 形，但這些相應的改變和變形都應屬于本發(fā)明所附的權利要求的保護范圍。
權利要求
1.一種OFDM系統(tǒng)中同步信號的構造方法，其特征在于，包括A、編碼器將同步序列重復k次得到序列Sf；B、共軛器件對Sf取共軛得到序列S′f，或乘法器用Sf乘以固定的權值得到序列S′f；C、交替對Sf、S′f進行逆傅立葉變換及時域上的延遲得到k路并行的時域信號，各路信號在時域上的延遲量Di各不相同，延遲量Di為大于或等于0，并且小于或等于(k-1)的整數(shù)；D、將k路數(shù)據在時域進行疊加，得到交叉重復的同步信號。
2、 如權利要求1所述的構造方法，其特征在于，所述步驟C具體包括21、 逆傅立葉變換器分別對Sf和sV進行逆傅立葉變換得到St和S't;22、 時域延遲器交替對S,和S't進行時域上的循環(huán)延遲得到k路并行的時 域信號。
3、 如權利要求2所述的構造方法，其特征在于，所述步驟22具體為對于第i路數(shù)據，如果i為奇數(shù)，則對St進行循環(huán)延遲分集得到該路信 號；否則對S't進行循環(huán)延遲分集得到該路信號；或者是對于第i路數(shù)據，如果i為偶數(shù)，則對S,進行循環(huán)延遲分集得到該路信 號；否則對S't進行循環(huán)延遲分集得到該路信號。
4、 如權利要求3所述的構造方法，其特征在于，第i路數(shù)據的延遲量 Di為(i-lH立或(k —i)位。
5、 如權利要求1所述的構造方法，其特征在于，所述步驟C具體包括51、 乘法器交替用Sf和sV乘以相位因子向量o得到k路并行的數(shù)據；52、 逆傅立葉變換器分別對所述k路并行的數(shù)據進行逆傅立葉變換得到 k路并行的時域信號。
6、 如權利要求5所述的構造方法，其特征在于，所述步驟51具體為 對于第i路數(shù)據，如果i為奇數(shù)，則乘法器用Sf與相位因子向量O相乘得 到該路數(shù)據；否則乘法器用s'f與相位因子向量①相乘得到該路數(shù)據；或者是對于第i路數(shù)據，如果i為偶數(shù)，則乘法器用Sf與相位因子向量O相乘得 到該路數(shù)據；否則乘法器用s'f與相位因子向量o相乘得到該路數(shù)據；所述相位因子向量的取值為(D = exp(-j2"(Di) * (0: Nffi -1) / Nffi)，其中Nffl為 傅立葉器件的點數(shù)。
7、 如權利要求6所述的構造方法，其特征在于，所述相位因子向量的 取值為①=exp(—j2;r(i -1) * (0: Nffl — 1) / Nffl)或①=exp(-j2;r(k - /) * (0: N份一 1) / Nffl)。
8、 如權利要求1所述的構造方法，其特征在于，所述步驟D的實現(xiàn)方 法為以下兩種中的一種81、 將k路信號映射在各天線上進行發(fā)射，進行空間合并；82、 交叉處理器件對k路信號進行交叉處理，得到合并后的k路信號。
9、 如權利要求8所述的構造方法，其特征在于，所述步驟81前還包括 加擾器對所述k路信號用同 一擾碼序列進行加擾。
10、 如權利要求8所述的構造方法，其特征在于，所述步驟82還包括 加擾器對所述合并后的k路信號用同一擾碼序列進行加擾，然后映射在各天 線上進行發(fā)射。
11、 如權利要求10所述的構造方法，其特征在于，所述步驟81或82 中，將k路信號映射在各天線上進行發(fā)射的方式為以下三種之一、111、 將各路信號分別映射到各天線上發(fā)射；、112、 將各路信號組成的矩陣的各列進行交錯，并映射到各天線上發(fā)射；、113、 將各路信號合并后進行分集后映射到各天線上發(fā)射。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種OFDM系統(tǒng)中同步信號的構造方法，其特征在于，包括編碼器將同步序列重復k次得到序列S_f；共軛器件對S_f取共軛得到序列S′_f，或乘法器用S_f乘以固定的權值得到序列S′_f；交替對S_f、S′_f進行逆傅立葉變換及時域上的延遲得到k路并行的時域信號，各路信號在時域上的延遲量D_i各不相同，延遲量D_i為大于或等于0，并且小于或等于(k-1)的整數(shù)；將k路數(shù)據在時域進行疊加，得到交叉重復的同步信號。本發(fā)明的技術方案可以在保證同步性能的基礎上，降低同步的復雜度，同時可以避免互相關時出現(xiàn)旁峰現(xiàn)象。
文檔編號H04B7/04GK101374002SQ200710141468
公開日2009年2月25日 申請日期2007年8月20日 優(yōu)先權日2007年8月20日
發(fā)明者孫云鋒, 王衍文, 韓小江 申請人:中興通訊股份有限公司