專利名稱：多輸入多輸出正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的同步方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及通信領(lǐng)域，更具體地涉及一種多輸入多ilr出正交頻 分復(fù)用系統(tǒng)的同步方法。
背景技術(shù)：
正交步貞分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 簡(jiǎn) 稱OFDM)技術(shù)由于具有較高的頻譜利用率、抗頻率選擇性衰落和 窄帶干擾等特點(diǎn)，被廣泛應(yīng)用于眾多寬帶數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)和無線局域 網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)WLANIEEE802.11a/g中。另一方面，多l(xiāng)lT入多4命出(Multiple Input Multiple Output,簡(jiǎn)稱MIMO ):技術(shù)在平坦衰落信道條件下， 可以提供分集增益和復(fù)用增益，能夠增加系統(tǒng)容量。由于OFDM技 術(shù)可以將頻率選擇性衰落信道轉(zhuǎn)化為 一 系列平坦衰落子信道，因此 二者的結(jié)合被認(rèn)為是下 一代寬帶無線移動(dòng)通信系統(tǒng)中最有希望的物 理層技術(shù)。
^f旦與單天線OFDM系統(tǒng)乂于同步要求4交為嚴(yán)4各 一 才羊， MIMO-OFDM系統(tǒng)對(duì)于同步參凄t也比4交，敏感。Paul H. Moose.在 IEEE 1994發(fā)表的"用于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的頻偏校正"(A Technique for Orthogonal Frequency Division Multiplexing Frequency Offset Correction )給出了載波頻偏估計(jì)的最大似然估計(jì)(Maximum Likelihood Estimation, 簡(jiǎn)稱MLE )方法；Thomas Keller, Lorenzo Piazzo， Paolo Mandarini, Lajos Hanzo.在2001年6月6曰在《IEEE JOURNAL ON SELECTED AREAS IN COMMUNICATIONS》發(fā)表
的"用于頻率選擇性衰落信道正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的同步技術(shù)"
(Orthogonal Frequency Division Multiplex Synchronization Techniques for Frequency-Selective Fading Channels )*合出基于自才目關(guān) 運(yùn)算的定時(shí)同步方法以及相應(yīng)的載波頻偏4古計(jì)方法；En Zhou, Xing Zhang, Hui Zhao, Wenbo Wang.在 《 IEEE Communications Society/WCNC 2005》發(fā)表的"IMO-OFDM系統(tǒng)同步算法"
(Synchronization Algorithms for MIMO OFDM Systems ) *合出了基 于4盾環(huán)前綴(Cyclic Prefix,簡(jiǎn)稱CP)的4且時(shí)間同步方法、小凄史倍 頻偏估計(jì)方法，而后進(jìn)行符號(hào)定時(shí)同步。
可以看出，上述文獻(xiàn)中的同步方法多是基于CP的，而在多徑 信道環(huán)境下，CP實(shí)際上是以"自我犧牲"的方式來4氏抗符號(hào)間干4無 的，也就是說CP中的信息是不可靠的。因此，有必要尋找具有良 好性能的同步方法。

發(fā)明內(nèi)容
鑒于以上所述的一個(gè)或多個(gè)問題，本發(fā)明提供了 一種新的多輸 入多l(xiāng)敘出正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的同步方法。
一種多輸入多輸出正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的同步方法，其特征在于， 包4舌以下步駛《S102,構(gòu)造同步序列，并利用同步序列生成同步'f言 號(hào)；S104，將同步信號(hào)分成多路，并分別對(duì)各路同步信號(hào)進(jìn)行載波 頻偏盲補(bǔ)償；以及S106,對(duì)各路經(jīng)過載波頻偏盲補(bǔ)償?shù)耐叫盘?hào)進(jìn) 行處理，并選擇經(jīng)過處理的同步信號(hào)之一進(jìn)行粗時(shí)間同步，以得出 符號(hào)定時(shí)同步時(shí)刻。
其中，步-驟S106包4舌以下步-驟S1062, 乂十各3各經(jīng)過載波頻偏 盲補(bǔ)償?shù)耐叫盘?hào)進(jìn)行低通濾波、下采樣、以及相關(guān)檢測(cè)處理； S1064 ，選擇經(jīng)過處理的同步信號(hào)中的相關(guān)峰值最大的 一 個(gè)進(jìn)行粗 時(shí)間同步，^尋出^L時(shí)間同步時(shí)刻；S1066,才艮l居并且時(shí)間同步時(shí)刻4臾 索最大相關(guān)峰值對(duì)應(yīng)的時(shí)間，并才艮據(jù)最大相關(guān)峰值對(duì)應(yīng)的時(shí)間得出 符號(hào)定時(shí)同步時(shí)刻。在步駛《S1064中，還可以只于經(jīng)過處理的同步4言 號(hào)中的相關(guān)峰值最大的一個(gè)進(jìn)行載波頻偏估計(jì)。
其中， 同步序列為 Frank 序列 S(m) = exp(-y'2;^^S m = 0， 1,…,A^-1，其中，w,為Frank序列的
犯(？
長(zhǎng)度，^^=^/(^/]^)， m'/(.)表示向上取整，r為小于A^的素?cái)?shù)，
附
似 化'
其中，在步驟S1062中，通過以下方法對(duì)經(jīng)過^氐通濾波和下采 樣處理的同步信號(hào)進(jìn)行相關(guān)檢測(cè)
L1，。，，,1」，，其中，"為時(shí)間標(biāo)示，^為
(血(s。)仲(U丄"U))f)2
經(jīng)過低通濾波和下采樣處理的同步信號(hào)，W: c/ + iV^ -1)表示以時(shí)間 順序依次從/^中取A^個(gè)復(fù)數(shù)樣值，(.f表示共軛轉(zhuǎn)置，(.f表示轉(zhuǎn)
其中，在步驟S1066中，根據(jù)粗時(shí)間同步時(shí)刻7; _確定最大相
關(guān)峰值搜索范圍為[j;^-g,t;。_+g]，其中，g為經(jīng)過處理的同步信
號(hào)中的相關(guān)峰值最大的一個(gè)的循環(huán)前綴的長(zhǎng)度。根據(jù)以下搜索方法 在最大相關(guān)峰值搜索范圍內(nèi)搜索最大相關(guān)峰值對(duì)應(yīng)的時(shí)間:
r,, , 1,s丄《"，)"L。，其中，Aw表示低通濾波后所得到的復(fù)
(",仲d(力)')2
數(shù)序列。其中，符號(hào)定時(shí)同步時(shí)刻7;_ = 7^-￡ ， d為對(duì)各路經(jīng)過載
波頻偏盲補(bǔ)償?shù)耐叫盘?hào)進(jìn)行^[氐通濾波處理時(shí)產(chǎn)生的時(shí)延。
其中，可以將同步信號(hào)分成三路，并分別對(duì)各路同步信號(hào)進(jìn)行 (XSA/、 0、 -G'SA/的載波頻偏盲補(bǔ)償，其中，A/為子載波間隔。
其中，可以通過以下頻偏估計(jì)方法中的至少 同步 信 號(hào) 進(jìn) 行 頻 偏 P =《,一 + W, _ 1) (凡一 (《p, + :《p, + — D)"
<formula>formula see original document page 8</formula>波頻偏估計(jì)值，Zp表示取p的相4立。
通過本發(fā)明，可以將載波頻偏限定在4交小的范圍內(nèi)，從而可以 降低載波頻偏對(duì)符號(hào)定時(shí)同步的影響。


此處所i兌明的附圖用來提供對(duì)本發(fā)明的進(jìn)一步理解，構(gòu)成本申 請(qǐng)的一部分，本發(fā)明的示意性實(shí)施例及其說明用于解釋本發(fā)明，并 不構(gòu)成對(duì)本發(fā)明的不當(dāng)限定。在附圖中
圖1是根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的多輸入多輸出正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的 同步方法的流禾呈圖2是根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的粗時(shí)間同步和頻偏估計(jì)過程的示意 圖；以及
-種3于經(jīng)過處理的 估 計(jì)
其中，力為載
圖3A和圖3B是4發(fā)4收MIMO-OFDM系統(tǒng)的符號(hào)定時(shí)同步 檢測(cè)錯(cuò)誤概率曲線和載波頻偏估計(jì)均方誤差曲線。
具體實(shí)施例方式
下面參考附圖，詳細(xì)i兌明本發(fā)明的具體實(shí)施方式
。
為便于說明，設(shè)MIMO-OFDM系統(tǒng)有乂根發(fā)射天線，乂根接
收天線，記為^'x乂。每根天線上用^點(diǎn)反離散傅立葉變換(IDFT) 進(jìn)行OFDM調(diào)制，OFDM調(diào)制表達(dá)式為
<formula>formula see original document page 9</formula> (1)
其中，^W為二進(jìn)制數(shù)據(jù)經(jīng)過QPSK或QAM調(diào)制后得到的頻 域數(shù)據(jù)符號(hào)，A為子載波標(biāo)示，"為經(jīng)過OFDM調(diào)制后得到的復(fù)凄丈 樣值標(biāo)示。
設(shè)MIMO-OFDM系統(tǒng)工作在丄徑瑞利衰落信道環(huán)境下，第P根 發(fā)射天線與第《根接收天線之間的沖擊響應(yīng)為
<formula>formula see original document page 9</formula> ( 2 )
其中，"'^'、 ^'")分別為第P根發(fā)射天線與第？根接收天線之間 的第/徑的衰落系數(shù)和傳播時(shí)延。設(shè)第"根發(fā)射天線發(fā)送的某個(gè)
OFDM符號(hào)由(1)式得到，記為、")第"艮4妄收天線上接 收到的復(fù)數(shù)樣值為
其中，(。w表示對(duì)W取模，w^為高斯白噪聲。接收機(jī)接收到復(fù)
凄t序列為
<formula>formula see original document page 10</formula>參考圖1，具體說明根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的多輸入多輸出正交頻
分復(fù)用系統(tǒng)的同步方法。如圖i所示，該多l(xiāng)命入多l(xiāng)lr出正交頻分復(fù)
用系統(tǒng)的同步方法包4舌以下步艱《
S102，構(gòu)造同步序列，并利用同步序列生成同步4言號(hào)?？梢赃x 用Frank序列作為同步序列，長(zhǎng)度為的Frank序列表達(dá)式為
<formula>formula see original document page 10</formula>其中，似，=""(#.叫)，c"'/(.)表示向上取整，r為小于風(fēng)w的適當(dāng)
附
的素?cái)?shù)， M, 。
設(shè)同步信道對(duì)應(yīng)的低頻子載波數(shù)為21、首先，生成長(zhǎng)度為^" 的Frank序列，記為5。=卩(附)}:';—';然后，將&重復(fù)一次，構(gòu)成 長(zhǎng)度為^^的序列S，記為S 進(jìn)而，對(duì)S進(jìn)行2A^點(diǎn)離散傅
立葉變換(DFT)，并將得到的序列映射到相應(yīng)的低頻子載波上，應(yīng) 用(1)式進(jìn)行IDFT調(diào)制，即生成同步信號(hào)。
S104，將同步信號(hào)分成多路，并分別對(duì)各路同步信號(hào)進(jìn)行載波
頻偏盲補(bǔ)償。
假設(shè)MIMO-OFDM系統(tǒng)的載波頻偏在[—A/，A/]之間，^為子載
波間隔。如果將接收到的復(fù)數(shù)序列復(fù)用為三路，分別進(jìn)行0'SA/、 0、 -0'5^/的載波頻偏盲補(bǔ)償，那么總有一路信號(hào)的載波頻偏被限制在之間。
S106，對(duì)各路經(jīng)過載波頻偏盲補(bǔ)償?shù)耐叫盘?hào)進(jìn)行處理，并選 擇經(jīng)過處理的同步信號(hào)之一進(jìn)行粗時(shí)間同步和頻偏估計(jì)，以得出符 號(hào)定時(shí)同步時(shí)刻。
具體地，步驟S106可以包括以下步驟S1062,對(duì)各^各經(jīng)過載 波頻偏盲補(bǔ)償?shù)耐叫盘?hào)進(jìn)行低通濾波、下采樣、以及相關(guān)檢測(cè)處 理；S1064，選擇經(jīng)過處理的同步信號(hào)中的相關(guān)峰值最大的一個(gè)進(jìn) 4亍斗且時(shí)間同步，；得出斗且時(shí)間同步時(shí)刻；S1066， #4居斗且時(shí)間同步時(shí) 刻搜索最大相關(guān)峰值對(duì)應(yīng)的時(shí)間，并根據(jù)最大相關(guān)峰值對(duì)應(yīng)的時(shí)間 得出符號(hào)定時(shí)同步時(shí)刻。
參考圖2，說明根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的粗時(shí)間同步和頻偏估計(jì)過 程。在圖2中，i 表示接收機(jī)接收到的復(fù)數(shù)序列，I、 II、 III分別為 三路信號(hào)路數(shù)標(biāo)示。分別對(duì)三路信號(hào)進(jìn)行低通濾波、2A^/7V倍下采
樣，并對(duì)經(jīng)過低通濾波和下采樣處理得到的復(fù)數(shù)序列i —、 itg、 / 。fgl 進(jìn)4亍互片目關(guān)才企測(cè)。
其中，①、②、③表示互相關(guān)才企測(cè)方法，三贈(zèng)^f言號(hào)所用的互相關(guān) 沖企測(cè)方法是一致的，我們主合出②中的互相關(guān)4企測(cè)方法
<formula>formula see original document page 11</formula>
其中，c/為時(shí)間標(biāo)示，/^W:tZ + A^-1)表示以時(shí)間順序依次乂人《
中取A^個(gè)復(fù)數(shù)樣值，(.)"表示共軛轉(zhuǎn)置，(.;T表示轉(zhuǎn)置。
進(jìn)行相關(guān)檢測(cè)后，分析三路信號(hào)的相關(guān)峰值以及各相關(guān)峰值對(duì)
應(yīng)的復(fù)數(shù)樣值標(biāo)示，返回相關(guān)峰值最大的路數(shù)標(biāo)示^",以及該相關(guān)
峰值對(duì)應(yīng)的復(fù)數(shù)樣值標(biāo)示《'。
④為載波頻偏估計(jì)方法，分三種情形 當(dāng)^"/ = 1時(shí)，應(yīng)用載波頻偏估計(jì)方法
<formula>formula see original document page 12</formula>(7)
當(dāng)勛w = II時(shí)，應(yīng)用載波頻^扁估計(jì)方法<formula>formula see original document page 12</formula>
(8)
當(dāng)/ ow = III時(shí)，應(yīng)用載波頻偏估計(jì)方法:
<formula>formula see original document page 12</formula>(9)
其中，人為載波頻偏估i"H直，Zp表示取p的相《立,
⑤表示粗時(shí)間同步方法，表達(dá)式為)
復(fù)
在步驟S1066中，根據(jù)粗時(shí)間同步時(shí)刻^。，，確定最大相關(guān)峰 值搜索范圍為[CG，CG]， G為循環(huán)前綴的長(zhǎng)度。并根據(jù)以下 檢測(cè)方法搜索得出最大相關(guān)峰值對(duì)應(yīng)的時(shí)間標(biāo)示71—,進(jìn)而得到符 號(hào)定時(shí)同步時(shí)刻7^。其中，K ,7^-","為低通濾波器群時(shí)延
—(血(SX血d(c/)f)2 (10)
圖3A和圖3B纟會(huì)出了 4發(fā)4 4文MIMO-OFDM系鄉(xiāng)克符號(hào)定時(shí)同步 沖企測(cè)錯(cuò)誤概率曲線和載波頻偏估計(jì)均方誤差曲線。圖3A為載波頻 偏為10kHz、進(jìn)行16QAM調(diào)制、移動(dòng)臺(tái)速度為60km/h的情況下進(jìn) 行的1000次同步檢測(cè)?？梢钥闯觯?hào)定時(shí)同步方法在較高信噪比 下有著良好的性能，當(dāng)信噪比為16dB時(shí)，同步檢測(cè)錯(cuò)誤概率達(dá)到 0.002。圖3B為載波頻偏為10kHz、進(jìn)行16QAM調(diào)制、移動(dòng)臺(tái)速 度為60km/h的情況下載波頻偏估計(jì)均方誤差與信噪比之間的關(guān)系 圖示?？梢钥闯?，在較高的信噪比下，載波頻偏估計(jì)具有良好的性 能。
綜上所述，本發(fā)明的基本思想在于，把載波頻偏限定在較小的 范圍內(nèi)，/人而降低載波頻偏對(duì)符號(hào)定時(shí)同步的影響。本發(fā)明在載波 頻偏4交高的情況下具有明顯的優(yōu)勢(shì)。而且在載波頻偏估計(jì)出來之前， 其大小是不可預(yù)知的，這也是進(jìn)行載波頻偏"盲"補(bǔ)償?shù)脑颉?br> 以上所述^f又為本發(fā)明的實(shí)施例而已，并不用于限制本發(fā)明，對(duì) 于本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說，本發(fā)明可以有各種更改和變化。凡在本 發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均 應(yīng)包含在本發(fā)明的權(quán)利要求范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種多輸入多輸出正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的同步方法，其特征在于，包括以下步驟S102，構(gòu)造同步序列，并利用所述同步序列生成同步信號(hào)；S104，將所述同步信號(hào)分成多路，并分別對(duì)各路所述同步信號(hào)進(jìn)行載波頻偏盲補(bǔ)償；以及S106，對(duì)各路經(jīng)過載波頻偏盲補(bǔ)償?shù)耐叫盘?hào)進(jìn)行處理，并選擇經(jīng)過處理的同步信號(hào)之一進(jìn)行粗時(shí)間同步，以得出符號(hào)定時(shí)同步時(shí)刻。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的多輸入多輸出正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的同 步方法，其特4正在于，所述步-驟S106包4舌以下步艱《S1062,對(duì)所述各路經(jīng)過載波頻偏盲補(bǔ)償?shù)耐叫盘?hào)進(jìn)行 j氐通濾波、下采才羊、以及相關(guān)4全測(cè)處理；S1064，選擇所述經(jīng)過處理的同步信號(hào)中的相關(guān)峰值最大 的一個(gè)進(jìn)行粗時(shí)間同步，得出粗時(shí)間同步時(shí)刻；S1066，根據(jù)所述粗時(shí)間同步時(shí)刻搜索最大相關(guān)峰值對(duì)應(yīng) 的時(shí)間，并根據(jù)所述最大相關(guān)峰值對(duì)應(yīng)的時(shí)間得出所述符號(hào)定 時(shí)同步時(shí)刻。
3. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的多輸入多輸出正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的同 步方法，其特征在于，在所述步驟S1064中，還要對(duì)所述經(jīng)過 處理的同步信號(hào)中的相關(guān)峰值最大的一個(gè)進(jìn)行載波頻偏估計(jì)。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的多輸入多輸出正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的同 步方法，其特;f正在于，所述同步序列為Frank序列S(w)二exp(-y2;^t) w = 0， 1,…，A"-1 ,其中，為所述犯gFrank序列的長(zhǎng)度，= cez7(^:), ^//(.)表示向上取整，r為小于似，的素?cái)?shù)，、=W7(^~X(Wke, 。
5.艮據(jù)權(quán)利要求4所述的多輸入多輸出正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的同 步方法，其特征在于，在所述步驟S1062中，通過以下方法對(duì) 經(jīng)過低通濾波和下采樣處理的同步信號(hào)進(jìn)行相關(guān)檢測(cè) |8。,#氣—?dú)?，其中?為時(shí)間標(biāo)示,("一o ).("6氛g (":" -l)))r )2 /tg為經(jīng)過低通濾波和下采樣處理的同步信號(hào)，W J +《v -1) 表示以時(shí)間順序依次從i 。w中取7V^個(gè)復(fù)數(shù)樣值，(.)"表示共軛 轉(zhuǎn)置，(.)7'表示轉(zhuǎn)置。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的多輸入多輸出正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的同 步方法，其特征在于，在所述步驟S1066中，根據(jù)所述粗時(shí)間同步時(shí)刻Ce確定最大相關(guān)峰值搜索范圍為 [C廣G，7^^+G]，其中，G為所述經(jīng)過處理的同步信號(hào)中的 相關(guān)峰值最大的一個(gè)的循環(huán)前綴的長(zhǎng)度。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的多輸入多輸出正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的同 步方法，其特征在于，根據(jù)以下搜索方法在所述最大相關(guān)峰值搜索范圍內(nèi)搜索所述最大相關(guān)峰值對(duì)應(yīng)的時(shí)間7""加e : <formula>formula see original document page 4</formula>，其中，i w表示低通濾波后所得到的復(fù)數(shù)序列。
8. 根據(jù)權(quán)利要求7所述的多輸入多輸出正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的同 步方法，其特征在于，所述符號(hào)定時(shí)同步時(shí)刻7^= ^-"， 其中D為對(duì)所述各路經(jīng)過載波頻偏盲補(bǔ)償?shù)耐叫盘?hào)進(jìn)行低 通濾波處理時(shí)產(chǎn)生的時(shí)延。
9. 才艮據(jù)上述權(quán)利要求中任一項(xiàng)所述的多輸入多輸出正交頻分復(fù) 用系統(tǒng)的同步方法，其特征在于，將所述同步信號(hào)分成三路， 并分別對(duì)各路所述同步信號(hào)進(jìn)行^A/、 0、 —"SA/的載波頻偏 盲補(bǔ)償，其中，A/為子載波間隔。
10. 根據(jù)權(quán)利要求9所述的多輸入多輸出正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的同 步方法，其特征在于，通過以下頻偏估計(jì)方法中的至少一種對(duì) 所述經(jīng)過處理的同步信號(hào)進(jìn)行頻偏估計(jì)<formula>formula see original document page 4</formula>其中，為載波頻偏估計(jì)值，z^表示耳又^的相位。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種多輸入多輸出正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的同步方法，包括以下步驟S102，構(gòu)造同步序列，并利用同步序列生成同步信號(hào)；S104，將同步信號(hào)分成多路，并分別對(duì)各路同步信號(hào)進(jìn)行載波頻偏盲補(bǔ)償；以及S106，對(duì)各路經(jīng)過載波頻偏盲補(bǔ)償?shù)耐叫盘?hào)進(jìn)行處理，并選擇經(jīng)過處理的同步信號(hào)之一進(jìn)行粗時(shí)間同步，以得出符號(hào)定時(shí)同步時(shí)刻。通過本發(fā)明，可以將載波頻偏限定在較小的范圍內(nèi)，從而可以降低載波頻偏對(duì)符號(hào)定時(shí)同步的影響。
文檔編號(hào)H04L27/26GK101374130SQ20071014204
公開日2009年2月25日 申請(qǐng)日期2007年8月20日 優(yōu)先權(quán)日2007年8月20日
發(fā)明者靜 姜, 王衍文 申請(qǐng)人:中興通訊股份有限公司