專利名稱：消除多徑干擾的信干比確定方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無線通訊領(lǐng)域，更具體地，涉及一種消除多徑干擾的信干比確定方法。

背景技術(shù)：
在碼分多址(CDMA)系統(tǒng)中，內(nèi)環(huán)功率控制的準確度取決于信干比(SIR)估計的準確度。
以3GPP組織制定的寬帶碼分多址(WCDMA)系統(tǒng)為例，在R99和R5版本的業(yè)務(wù)中，由于上行擴頻增益較大，上行信道解調(diào)所需的功率(即，天線口接收的功率)往往小于干擾噪聲的功率。一個用戶(UE)信號受到的干擾噪聲主要是由底噪和其它小區(qū)中的其它用戶的干擾引起，該UE信號本身的多條徑之間的干擾不占主要地位。因此，在R99和R5中的SIR估計算法如下所描述。
如果去極性后的第p條徑的第s時隙的導頻符號用Pilotp，s(k)表示，每個時隙總共有Npilot個導頻，總共有P條多徑，則先估計當前時隙s的干擾噪聲Inews，估計方法通常是對各條徑的干擾進行平均。例如 然后進行時隙間的平均(例如采用IIR濾波)，以得到噪聲估計。最后，這個時隙s的干擾噪聲I(s)估計結(jié)果為 Is＝Alpha*Is-1+(1-Alpha)*Inews (b2) 其中，Alpha可以取0.9以上，1以下。
對于信號能量的估計，通常把各條徑的能量累加。例如，具體的計算方法可以為 于是一個時隙的SIRs為 SIRs＝Ss/Is(b4) 將這個SIRs和信干比的目標值SIRtarget進行比較，就可以確定控制UE發(fā)射功率的功率控制(TPC)命令。
在上述的推導中沒有區(qū)分同一UE的各條徑之間的相互干擾，所以只有在各條徑的干擾I相對其它噪聲N非常小的前提下才近似成立。然而，在R6版本的高速上行分組接入(HSUPA)業(yè)務(wù)中，為了支持高速上行業(yè)務(wù)，一個UE的功率很可能比較大，甚至比干擾噪聲N還大，這時各條徑相互干擾，干擾的能量受多徑信號能量影響很大。
圖1是傳統(tǒng)方法中多徑信號相互干擾的示意圖。
如圖1所示的天線上的能量分布干擾噪聲N＝1，第一條徑的能量為S1ant＝2，第二條徑的能量為S2ant＝3，則SIR的真實值應(yīng)該是SF*(2+3)/Beta/1＝5*SF/Beta，這里的SF為DPCCH的擴頻因子，在WCDMA系統(tǒng)中為256，Beta為UE所有物理信道總功率和DPCCH信道功率的比值。在解調(diào)過程中，第一條徑的干擾為I1ant＝S2ant+N＝4，第二條徑的干擾為I2ant＝S1ant+N＝3。此時干擾比噪聲N大，且兩條徑的干擾大小不同。用上述的SIR估計算法，得到的測量值為SIR＝SF*(2+3)/Beta/((3+4)/2)＝1.43*SF/Beta，和真實值比相差很大，且遠遠低于真實值。
測量值遠遠低于真實值所帶來的后果是，真實的SIR已經(jīng)超過SIRtarget了，但測量的SIR還是小于SIRtarget，從而發(fā)送使UE繼續(xù)抬升功率的TPC命令，直到測量的SIR達到SIRtarget，從而造成UE的發(fā)射功率過高，造成對其它UE的嚴重干擾，惡化系統(tǒng)性能。另外，R6版本中需要使用SIR計算UE的負載，用于HSUPA業(yè)務(wù)的調(diào)度。如果SIR計算偏低，UE負載也偏低，這樣就會造成HSUPA調(diào)度性能下降，也對系統(tǒng)性能造成惡化。
由此可見，在R99，R5和R6中通常使用不考慮多徑間干擾的SIR估計方法來進行功控，當信號能量較大時會帶來較大的誤差，從而嚴重惡化系統(tǒng)性能。


發(fā)明內(nèi)容
為了解決上述現(xiàn)有技術(shù)中的問題，本發(fā)明提出了一種消除多徑干擾的信干比確定方法，該方法包括步驟1，確定用戶終端信號的各條徑的平均干擾噪聲并根據(jù)平均干擾噪聲計算信號在某個時隙的信號能量；步驟2，確定Beta值；步驟3，根據(jù)信號能量和Beta值，確定信號的多徑干擾能量，除去多徑干擾能量，并確定外部干擾能量；以及步驟4，根據(jù)信號能量和外部干擾能量確定信干比。
根據(jù)本發(fā)明的信干比確定方法，各條徑的平均干擾噪聲是通過以下公式確定的 ，以及 Is＝Inews 其中，Pilotp，s(k)表示一根天線上第p條徑的第s時隙的導頻符號，Npilot表示每個時隙的導頻總個數(shù)，P表示該天線上多徑的總條數(shù)，s表示第s時隙，以及Is表示平均干擾噪聲。
在步驟3中還包括以下步驟 根據(jù)以下公式對平均干擾噪聲在時間上進行濾波平均，以得到平均干擾噪聲， Is＝AlphaI*Is-1+(1-AlphaI)*Inews， 其中，AlphaI為大于等于0、且小于等于1的系數(shù)，Is為第s時隙的平均干擾噪聲。
本發(fā)明方法中的信號能量是通過以下公式確定的 其中，Ss表示第s時隙的信號能量。
同時，Beta值是通過以下公式確定的 其中，K表示用戶終端上具有K條上行物理信道，Ap，i表示用戶終端的第i條物理信道在第p條徑解擾解擴后的信號平均幅度，以及SFi為解擾解擴所使用的擴頻因子，其中，在WCDMA系統(tǒng)中DPCCH的擴頻因子SF1為256。
根據(jù)本發(fā)明的信干比確定方法，Beta值還可以通過以下公式確定 其中，Bi表示所有上行信道i的發(fā)射幅度調(diào)整因子，以及B1為DPCCH的幅度調(diào)整因子。
在本發(fā)明中，信號的多徑干擾能量是通過以下公式確定的 其中，Nnews表示信號的多徑干擾能量。
在步驟3中，外部干擾能量是通過以下公式確定的 Ns＝AlphaN*Ns-1+(1-AlphaN)*Nnews 其中，AlphaI為大于等于0、且小于等于1的系數(shù)，以及Ns表示外部干擾能量。
因而，采用本發(fā)明能夠準確地估計SIR，從而可以準確地進行功率控制。
本發(fā)明的其它特征和優(yōu)點將在隨后的說明書中闡述，并且，部分地從說明書中變得顯而易見，或者通過實施本發(fā)明而了解。本發(fā)明的目的和其他優(yōu)點可通過在所寫的說明書、權(quán)利要求書、以及附圖中所特別指出的結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)和獲得。



附圖用來提供對本發(fā)明的進一步理解，并且構(gòu)成說明書的一部分，與本發(fā)明的實施例一起用于解釋本發(fā)明，并不構(gòu)成對本發(fā)明的限制。在附圖中 圖1是傳統(tǒng)方法中多徑信號相互干擾的示意圖； 圖2是根據(jù)本發(fā)明的消除多徑干擾的信干比確定方法的流程圖； 圖3是本發(fā)明和傳統(tǒng)方法的估計均值的對比圖(Beta值根據(jù)參數(shù)計算)； 圖4是本發(fā)明和傳統(tǒng)方法的估計誤差的對比圖(Beta值根據(jù)參數(shù)計算)； 圖5是本發(fā)明和傳統(tǒng)方法的估計均值的對比圖(Beta估計得到)；以及 圖6是本發(fā)明和傳統(tǒng)方法的估計誤差的對比圖(Beta估計得到)。

具體實施例方式 以下結(jié)合附圖對本發(fā)明的優(yōu)選實施例進行說明，應(yīng)當理解，此處所描述的優(yōu)選實施例僅用于說明和解釋本發(fā)明，并不用于限定本發(fā)明。
雖然以下是以WCDMA為例進行說明的，但本發(fā)明方法的原理和步驟同樣適用于其它CDMA系統(tǒng)。
圖1是傳統(tǒng)方法中多徑信號相互干擾的示意圖。
如圖1所示的天線上的能量分布為噪聲N＝1，第一條徑的能量為S1ant＝2，第二條徑的能量為S2ant＝3，則SIR的真實值應(yīng)該是SF*(2+3)/Beta/1＝5*SF/Beta。在解調(diào)過程中，第一條徑的干擾為I1ant＝S2ant+N＝4，第二條徑的干擾為I2ant＝S1ant+N＝3。干擾比噪聲N大，且兩條徑的干擾大小不同。用傳統(tǒng)方法的SIR的估計算法得到的為SIR＝SF*(2+3)/Beta/((3+4)/2)＝1.43*SF/Beta，其和真實值比相差很大，相對誤差超過70％。
圖2是根據(jù)本發(fā)明的消除多徑干擾的信干比確定方法的流程圖。如圖2所示，包括以下步驟 S202，確定用戶終端信號的各條徑的平均干擾噪聲并根據(jù)平均干擾噪聲計算信號在某個時隙的信號能量； S204，確定Beta值； S206，根據(jù)信號能量和Beta值，確定信號的多徑干擾能量，除去多徑干擾能量，并確定外部干擾能量；以及 S208，根據(jù)信號能量和外部干擾能量確定信干比。
根據(jù)本發(fā)明的信干比確定方法，各條徑的平均干擾噪聲是通過以下公式確定的 ，以及 Is＝Inews 其中，Pilotp，s(k)表示一根天線上第p條徑的第s時隙的導頻符號，Npilot表示每個時隙的導頻總個數(shù)，P表示該天線上多徑的總條數(shù)，s表示第s時隙，以及Is表示平均干擾噪聲。
在S206中還包括以下步驟 根據(jù)以下公式對平均干擾噪聲在時間上進行濾波平均，以得到平均干擾噪聲， Is＝AlphaI*Is-1+(1-AlphaI)*Inews， 其中，AlphaI為大于等于0、且小于等于1的系數(shù)，Is為第s時隙的平均干擾噪聲。
本方法中的信號能量是通過以下公式確定的 其中，Ss表示第s時隙的信號能量。
同時，Beta值是通過以下公式確定的 其中，K表示用戶終端上具有K條上行物理信道，Ap，i表示用戶終端的第i條物理信道在第p條徑解擾解擴后的信號平均幅度，以及SFi為解擾解擴所使用的擴頻因子，其中，在WCDMA系統(tǒng)中DPCCH的擴頻因子SF1為256。
根據(jù)本發(fā)明的信干比確定方法，Beta值還可以通過以下公式確定 其中，Bi表示所有上行信道i的發(fā)射幅度調(diào)整因子，以及B1為DPCCH的幅度調(diào)整因子。
在本發(fā)明中，信號的多徑干擾能量是通過以下公式確定的 其中，Nnews表示信號的多徑干擾能量。
根據(jù)本發(fā)明的信干比計算方法，外部干擾能量是通過以下公式確定的 Ns＝AlphaN*Ns-1+(1-AlphaN)*Nnews 其中，AlphaI為大于等于0、且小于等于1的系數(shù)，以及Ns表示外部干擾能量。
圖3是本發(fā)明和傳統(tǒng)方法的估計均值的對比圖(Beta值根據(jù)參數(shù)計算)。
圖3是在圖1所示例子的基礎(chǔ)上，保持兩條徑之間的能量比為3∶2，同時保持噪聲能量N不變，調(diào)整兩條徑的總能量。通過仿真不同的天線口Ec/IO(碼片能量與干擾噪聲能量的比值)，比較本發(fā)明方法和傳統(tǒng)方法的性能區(qū)別。仿真的參數(shù)設(shè)置為 多徑數(shù)目P＝2； 導頻數(shù)目Npilot＝6；以及 UE有兩條物理信道，第一條物理信道DPCCH的幅度因子B1＝Bc＝15，第2條物理信道DPDCH的幅度因子B2＝Bd＝11，Beta可以通過B1和B2計算得到，為1.5378。
對于每個Ec/IO點，通過仿真100幀的數(shù)據(jù)來求平均。
從圖3來看，無論SIR多大，本發(fā)明的方法都更加接近真實的SIR，且SIR越大，傳統(tǒng)方法的估計誤差就越大。
圖4是本發(fā)明和傳統(tǒng)方法的估計誤差的對比圖(Beta值根據(jù)參數(shù)計算)。
圖4進一步體現(xiàn)了本發(fā)明方法和傳統(tǒng)方法的差異，當天線口Ec/IO從1到5時，傳統(tǒng)方法的SIR均值估計誤差達到30％～70％。而本發(fā)明方法的估計誤差基本上保持在一個很小的范圍，相對誤差基本在10％以下。
圖5是本發(fā)明和傳統(tǒng)方法的估計均值的對比圖(Beta估計得到)。
圖6是本發(fā)明和傳統(tǒng)方法的估計誤差的對比圖(Beta估計得到)。
圖5和圖6與圖3和圖4類似，只是Beta值不是通過B1和B2計算得到的，而是根據(jù)估計得到的。從結(jié)果來看，本發(fā)明方法的相對誤差依然在15％以下，比傳統(tǒng)方法好得多。
綜上所述，采用本發(fā)明的消除多徑干擾的信干比確定方法大幅度地提高了SIR估計的性能，有效地避免了由于SIR估計不準而引起的功率控制失效，從而進一步導致系統(tǒng)性能惡化的現(xiàn)象。
以上僅為本發(fā)明的優(yōu)選實施例而已，并不用于限制本發(fā)明，對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說，本發(fā)明可以有各種更改和變化。凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種消除多徑干擾的信干比確定方法，其特征在于，包括
步驟1，確定用戶終端信號的各條徑的平均干擾噪聲并根據(jù)所述平均干擾噪聲確定所述信號在某個時隙的信號能量；
步驟2，確定Beta值；
步驟3，根據(jù)所述信號能量和所述Beta值，確定所述信號的多徑干擾能量，除去所述多徑干擾能量，并確定外部干擾能量；以及
步驟4，根據(jù)所述信號能量和所述外部干擾能量確定信干比。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的信干比確定方法，其特征在于，所述各條徑的平均干擾噪聲是通過以下公式確定的
以及
Is＝Inews
其中，Pilotp，s(k)表示一根天線上第p條徑的第s時隙的導頻符號，Npilot表示每個時隙的導頻總個數(shù)，P表示該天線上多徑的總條數(shù)，s表示第s時隙，以及Is表示平均干擾噪聲。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的信干比確定方法，其特征在于，在確定所述平均干擾噪聲的步驟中還包括以下步驟
根據(jù)以下公式對所述平均干擾噪聲在時間上進行濾波平均，以得到所述平均干擾噪聲，
Is＝AlphaI*Is-1+(1-AlphaI)*Inews，
其中，AlphaI為大于等于0、且小于等于1的系數(shù)，Is為第s時隙的所述平均干擾噪聲。
4.根據(jù)權(quán)利要求2或3所述的信干比確定方法，其特征在于，所述信號能量是通過以下公式確定的
其中，Ss表示所述第s時隙的信號能量。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的信干比確定方法，其特征在于，所述Beta值是通過以下公式確定的
其中，K表示所述用戶終端上具有K條上行物理信道，Ap，i表示所述用戶終端的第i條物理信道在第p條徑解擾解擴后的信號平均幅度，以及SFi為解擾解擴所使用的擴頻因子，其中，在WCDMA系統(tǒng)中DPCCH的擴頻因子SF1為256。
6.根據(jù)權(quán)利要求4所述的信干比確定方法，其特征在于，所述Beta值是通過以下公式確定的
其中，Bi表示所有上行信道i的發(fā)射幅度調(diào)整因子，以及B1為DPCCH的幅度調(diào)整因子。
7.根據(jù)權(quán)利要求5或6所述的信干比確定方法，其特征在于，所述信號的多徑干擾能量是通過以下公式確定的
其中，Nnews表示所述信號的多徑干擾能量。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的信干比確定方法，其特征在于，所述外部干擾能量是通過以下公式確定的
Ns＝AlphaN*Ns-1+(1-AlphaN)*Nnews，
其中，AlphaI為大于等于0、且小于等于1的系數(shù)，以及Ns表示所述外部干擾能量。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種消除多徑干擾的信干比確定方法，該方法包括確定用戶終端信號的各條徑的平均干擾噪聲并根據(jù)平均干擾噪聲確定信號在某個時隙的信號能量；確定Beta值；根據(jù)信號能量和Beta值，確定信號的多徑干擾能量，除去多徑干擾能量，并確定外部干擾能量；以及根據(jù)信號能量和外部干擾能量確定信干比。采用本發(fā)明的方法，通過消除多徑干擾，從而大幅度地提高SIR估計的性能，有效地避免由于SIR估計不準而引起的功率控制失效和UE負載計算不準的問題。
文檔編號H04B1/10GK101127544SQ20071014535
公開日2008年2月20日 申請日期2007年9月11日 優(yōu)先權(quán)日2007年9月11日
發(fā)明者丁杰偉, 翟毅斌, 宇 雷 申請人:中興通訊股份有限公司