專(zhuān)利名稱(chēng)：：一種ofdm發(fā)射機(jī)的自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及移動(dòng)通信
技術(shù)領(lǐng)域：
，具體涉及一種適用于OFDM發(fā)射機(jī)的自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真方法和裝置。
背景技術(shù)：
：越來(lái)越多的用戶(hù)服務(wù)需求是帶動(dòng)帶寬需求上升的主要因素，在未來(lái)的稱(chēng)為超三代，或稱(chēng)其為第四代移動(dòng)通信(4thgenerationmobilecommunication，艮卩4G)的下一代移動(dòng)通信系統(tǒng)中，采用如100Mbit/s的數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)速率，承載業(yè)務(wù)的帶寬一般不小于20MHZ。更高的信號(hào)帶寬需求正變得日趨普遍，這就使得下一代移動(dòng)通信系統(tǒng)中，發(fā)射機(jī)的技術(shù)難點(diǎn)之一就是開(kāi)發(fā)適合基于OFDM發(fā)射機(jī)中寬帶功率放大器的預(yù)失真系統(tǒng)，以達(dá)到改善寬帶功率放大器的線(xiàn)性度、提高寬帶功率放大器的工作效率的目的。面對(duì)下一代移動(dòng)通信中采用正交頻分復(fù)用(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，即OFDM)技術(shù)所遇到的高峰均功率比(Peak陽(yáng)to-AveragePowerRatio,即PAPR)問(wèn)題，人們已經(jīng)提出了很多峰值削波(CrestFactorReduction,即CFR)技術(shù)和方法。但是，對(duì)于提高寬帶高功率放大器(WidebandHighPowerAmplifier,即W-HPA)的線(xiàn)性度和效率，僅僅釆用CFR技術(shù)是非常困難的，由于在可容許的帶內(nèi)失真的限制矢量誤差幅度(ErrorVectorMagnitude即EVM)為2%，這就要求W-HPA必須在很大的動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)是線(xiàn)性的，需要一個(gè)大功率的W-HPA來(lái)實(shí)現(xiàn)，但一般W-HPA是非常昂貴的。為了降低基站的成本和滿(mǎn)足未來(lái)的基站設(shè)備體積小型化的趨勢(shì)，必須降低W-HPA的成本和提高W-HPA的效率。預(yù)失真是補(bǔ)償放大器非線(xiàn)性失真最好的方法之一，使用這種技術(shù)，在功率放大器輸入端采用反失真來(lái)抵消功率放大器的非線(xiàn)性失真。如果將這種反失真特性設(shè)計(jì)為隨放大器的工作點(diǎn)(輸出功率)變化而變化，那么調(diào)節(jié)這種失真就可以補(bǔ)償由溫度、電源電壓、晶體管老化等引起工作點(diǎn)變化所造成的系統(tǒng)性能的下降。數(shù)字預(yù)失真線(xiàn)性化技術(shù)不涉及到復(fù)雜的射頻信號(hào)處理，只對(duì)基帶信號(hào)進(jìn)行處理，而且很容易做到自適應(yīng)，便于采用現(xiàn)代的數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)，因此，它是一種較好的線(xiàn)性化技術(shù)。傳統(tǒng)的數(shù)字預(yù)失真通常是采用查找表的方式來(lái)實(shí)現(xiàn)的。然而，這種方法被廣泛的應(yīng)用于窄帶功率放大器(無(wú)記憶非線(xiàn)性系統(tǒng))線(xiàn)性化。隨著傳輸帶寬的增加和多載波的支持，傳統(tǒng)的査找表方式不再適合W-HPA的線(xiàn)性化，需要尋找另一種方式來(lái)支持寬帶信號(hào)的數(shù)字預(yù)失真。同時(shí)，記憶效應(yīng)是由溫度和電氣特性的短暫變化對(duì)W-HPA中晶體管的影響帶來(lái)的，而溫度對(duì)晶體管的影響依賴(lài)于當(dāng)前的和先前的輸入值，由于寬帶功率放大器的這種記憶效應(yīng)也阻礙了此方法的應(yīng)用，特別是當(dāng)輸入信號(hào)的帶寬很大時(shí)，這種記憶效應(yīng)變得更加明顯，寬帶功率放大器的記憶效應(yīng)校正將逐漸變得更加重要。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的是為了解決因超帶寬傳輸輸入帶來(lái)的寬帶功率放大器記憶效應(yīng)更加明顯，從而嚴(yán)重影響數(shù)字預(yù)失真的補(bǔ)償效果的技術(shù)問(wèn)題。因此，本發(fā)明提出了一種基于多項(xiàng)式的數(shù)字預(yù)失真裝置和基于訓(xùn)練序列的遞推最小二乘法(RecursiceLeastSquare,艮卩RLS)算法+最小二乘法(LeastMeanSquare,艮卩LMS)算法相組合的混合算法，以進(jìn)行自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真濾波器系數(shù)的估計(jì)和更新的方法，優(yōu)選地提出了一種基于訓(xùn)練序列的基于QR分解的遞推最小二乘法(QRDecompositionbasedRLS,即QRD-RLS)算法+歸一化的最小二乘法(NormalizedLMS，即NLMS)算法相組合的混合算法進(jìn)行自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真濾波器系數(shù)的估計(jì)和更新方法，可應(yīng)用于基于OFDM發(fā)射機(jī)的WIMAX(WorldInteroperabilityforMicrowaveAccess,全球微波接入互操作性)基站系統(tǒng)以及未來(lái)下一代移動(dòng)通信系統(tǒng)。為了實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用如下技術(shù)方案一種OFDM發(fā)射機(jī)的自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真裝置，包括前向通路和反饋回路；其中前向通路包括OFDM基帶信號(hào)模塊、數(shù)字預(yù)失真合成處理單元、數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC、射頻發(fā)射機(jī)和寬帶高功率放大器W-HPA;反饋回路包括射頻接收機(jī)、模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC。所述的OFDM基帶信號(hào)模塊對(duì)來(lái)自上層的數(shù)據(jù)進(jìn)行OFDM調(diào)希U，生成OFDM基帶IQ數(shù)據(jù)；所述的數(shù)字預(yù)失真合成處理單元包括信號(hào)預(yù)處理模塊、數(shù)字預(yù)失真內(nèi)核和自適應(yīng)處理模塊。其中信號(hào)預(yù)處理模塊主要對(duì)OFDM基帶信號(hào)模塊傳來(lái)的基帶下行IQ數(shù)據(jù)進(jìn)行接入，實(shí)現(xiàn)數(shù)字上變頻處理和峰值削波處理(CFR);數(shù)字預(yù)失真內(nèi)核處理經(jīng)過(guò)信號(hào)預(yù)處理模塊的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行預(yù)失真，產(chǎn)生與W-HPA的非線(xiàn)性特性相反的曲線(xiàn)，已產(chǎn)生的預(yù)失真發(fā)射信號(hào)送給DAC;同時(shí)，接收經(jīng)過(guò)功放耦合反饋回來(lái)的數(shù)字中頻信號(hào)；自適應(yīng)處理模塊主要實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)算法，產(chǎn)生預(yù)失真內(nèi)核的校正系數(shù)。200710178443.X說(shuō)明書(shū)第3/9頁(yè)所述的DAC對(duì)數(shù)字預(yù)失真內(nèi)核處理后的預(yù)失真信號(hào)進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換并輸出一個(gè)模擬高中頻的下行信號(hào)；優(yōu)選地，所述的DAC對(duì)數(shù)字預(yù)失真內(nèi)核處理后的預(yù)失真信號(hào)進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換并輸出一個(gè)零中頻的基帶信號(hào)；所述的射頻發(fā)射機(jī)將對(duì)模擬高中頻信號(hào)經(jīng)過(guò)上變頻到射頻頻段，然后射頻放大，濾波后輸出下行射頻信號(hào)到W-HPA，W-HPA進(jìn)行功率放大后送給天線(xiàn)輸出；優(yōu)選地，所述的射頻發(fā)射機(jī)將對(duì)零中頻信號(hào)經(jīng)過(guò)模擬正交調(diào)制(AQM)到射頻頻段，然后射頻放大，濾波后輸出下行射頻信號(hào)到W-HPA，W-HPA進(jìn)行功率放大后送給天線(xiàn)輸出；所述的射頻接收機(jī)將對(duì)經(jīng)過(guò)W-HPA放大后通過(guò)定向耦合器耦合部分的射頻信號(hào)功率能量，然后進(jìn)行RF下變頻處理，中頻濾波，中頻放大后送給ADC轉(zhuǎn)換器進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換，最后傳輸?shù)綌?shù)字預(yù)失真合成單元中的數(shù)字預(yù)失真內(nèi)核作為反饋輸入信號(hào)；所述的ADC主要對(duì)模擬中頻信號(hào)進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換；所述的數(shù)字預(yù)失真合成單元采用單一的可編程邏輯器件(FPGA)來(lái)實(shí)現(xiàn)；所述的數(shù)字預(yù)失真內(nèi)核是基于多項(xiàng)式模型的數(shù)字預(yù)失真器；所述的自適應(yīng)處理模塊是實(shí)現(xiàn)基于訓(xùn)練序列的RLS+LMS算法相組合的混合算法；優(yōu)選地，所述的自適應(yīng)處理模塊是實(shí)現(xiàn)基于訓(xùn)練序列的QRD-RLS+NLMS算法相組合的混合算法。本發(fā)明同時(shí)提供一種OFDM發(fā)射機(jī)的自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真方法，包括下列步驟1)首先將OFDM基帶信號(hào)S送給信號(hào)預(yù)處理模塊經(jīng)數(shù)字上變頻處理和峰值削波處理后產(chǎn)生x";2)然后構(gòu)造數(shù)字預(yù)真內(nèi)核，采用下列多項(xiàng)式模型如下；<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>式中c代表濾波器的系數(shù)，、是預(yù)失真內(nèi)核的輸入，z(")表示預(yù)失真內(nèi)核的輸出，K是多項(xiàng)式模型的階數(shù)，g是預(yù)失真記憶效應(yīng)長(zhǎng)度(即功率放大器的記憶長(zhǎng)度)；3)基于訓(xùn)練序列的RLS算法進(jìn)行自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真濾波器系數(shù)的估計(jì)。(J)式中濾波器系數(shù)C是線(xiàn)性的，《和g各取一個(gè)常值；為了提高收斂速度，快速地計(jì)算出濾波器系數(shù)C。其中，濾波器系數(shù)的估計(jì)過(guò)程是基于訓(xùn)練序列的RLS算法進(jìn)行濾波器系數(shù)C快速估計(jì)來(lái)獲得預(yù)失真內(nèi)核濾波器系數(shù)的初始值?；谟?xùn)練序列的RLS算法如下a)初始化X:C::^,其中5的取值對(duì)高(低)信噪比的輸入信號(hào)選擇較小(大)的正常數(shù)；b)發(fā)送一個(gè)訓(xùn)練序列去探測(cè)寬帶功率放大器的非線(xiàn)性特性，射頻接收機(jī)反饋給數(shù)字預(yù)失真合成單元的采樣為；<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>(2)"")是噪聲失量，//W^)是寬帶功率放大器的非線(xiàn)性特性模型表達(dá)式，y(w)是寬帶功率放大器的輸出；c)接受新的輸入采樣和反饋采樣對(duì)^[M]，f[w]l，同時(shí)將輸入信號(hào)x[w]和反饋采樣信號(hào)f["]移到基整信號(hào)向量X["]和FW，這里/["]sy["]，并且到"]包含所有的輸入采樣所必須的非線(xiàn)性產(chǎn)物的矢量F[W];<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>d)通過(guò)上式(1)計(jì)算預(yù)失真濾波器的輸出信號(hào)z(");e)通過(guò)下列公式計(jì)算出先驗(yàn)誤差函數(shù)；e["]=z["]-C["jB["]f)通過(guò)下列公式計(jì)算卡爾曼增益因子；g)根據(jù)下列公式更新濾波器的逆自相關(guān)矩陣；<formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>P為遺忘因子(6)h)根據(jù)下列公式更新濾波器系數(shù)；<formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>i)重復(fù)步驟b到h。4)接下來(lái)，基于LMS算法對(duì)濾波器系數(shù)C進(jìn)行更新。一旦自適應(yīng)濾波器系數(shù)達(dá)到最佳值，隨著時(shí)間的變化，寬帶功率放大器的非線(xiàn)性失真因溫度，器件老化等因素的影響而變化，為了解決這個(gè)問(wèn)題，濾波器系數(shù)C的更新過(guò)程是基于一種適合于硬件實(shí)現(xiàn)的自適應(yīng)算法(LMS算法)來(lái)跟蹤非線(xiàn)性功放的時(shí)變特性。LMS算法如下a)采用式(7)的濾波器系數(shù)初始化C;b)接受一對(duì)新的輸入采樣和反饋回路采樣對(duì){x[n]，f["]h同時(shí)將輸入信號(hào)x[d和反饋采樣信號(hào)f["]移到基整信號(hào)向量X["]和F["];c)通過(guò)上式(1)計(jì)算預(yù)失真濾波器的輸出信號(hào)z(w);d)通過(guò)下面的公式計(jì)算誤差函數(shù)；<formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>(8)e)根據(jù)下面的公式更新濾波器系數(shù)；f)重復(fù)步驟b到e。<formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>u為收斂因子(9)本發(fā)明的另一種OFDM發(fā)射機(jī)的改進(jìn)自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真方法，提出了一種基于訓(xùn)練序列的QRD-RLS+NLMS算法相組合的混合算法進(jìn)行自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真濾波器系數(shù)的估計(jì)和更新。主要區(qū)別在于上述所述的步驟3濾波器系數(shù)的估計(jì)過(guò)程是基于訓(xùn)練序列的QRD-RLS算法進(jìn)行濾波器系數(shù)C快速估計(jì)來(lái)獲得預(yù)失真內(nèi)核濾波器系數(shù)的初始值和上述所述的步驟4濾波器系數(shù)C的更新過(guò)程是基于一種適合于硬件實(shí)現(xiàn)的NLMS算法來(lái)跟蹤非線(xiàn)性功放的時(shí)變特性。這樣可以使收斂速度更快，減少計(jì)算量，節(jié)省FPGA的邏輯資源，降低硬件成本。本發(fā)明采用了基于多項(xiàng)式的數(shù)字預(yù)失真裝置和基于訓(xùn)練序列的RLS+LMS算法相組合的混合算法進(jìn)行自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真濾波器系數(shù)的估計(jì)和更新方法，優(yōu)選地采用基于訓(xùn)練序列的QRD-RLS+NLMS算法相組合的混合算法進(jìn)行自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真濾波器系數(shù)的估計(jì)和更新方法。采用本發(fā)明的裝置和方法，與傳統(tǒng)的方法相比，處理帶寬可以達(dá)到50MHZ以上，其余的改進(jìn)之處如下<table>tableseeoriginaldocumentpage11</column></row><table>本發(fā)明采用兩種算法的聯(lián)合處理，分步執(zhí)行，達(dá)到快速補(bǔ)償?shù)哪康模档土藢拵Чβ史糯笃饕蛴洃浶?yīng)所帶來(lái)的性能下降，能夠有效的提高基站系統(tǒng)的發(fā)射性能，改善了寬帶功率放大器的線(xiàn)性度。同時(shí)，采用數(shù)字信號(hào)預(yù)處理模塊的CFR技術(shù)，提高了寬帶功率放大器的效率。圖1是本發(fā)明的OFDM發(fā)射機(jī)的自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真裝置的示意圖；圖2是本發(fā)明的自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真裝置的數(shù)字預(yù)失真合成單元示意圖3是本發(fā)明的自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真方法流程圖4是本發(fā)明的另一種改進(jìn)自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真方法流程圖。具體實(shí)施例方式下面根據(jù)附圖來(lái)說(shuō)明本發(fā)明的具體實(shí)施例如圖l所示，是本發(fā)明的OFDM發(fā)射機(jī)的自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真的結(jié)構(gòu)示意圖。該OFDM發(fā)射機(jī)的自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真裝置，包括前向通路和反饋回路；其中前向通路包括OFDM基帶信號(hào)模塊101、數(shù)字預(yù)失真合成處理單元102、DAC103、射頻發(fā)射機(jī)104和W-HPA105;反饋回路包括射頻接收機(jī)108、ADC109。OFDM基帶信號(hào)模塊101對(duì)來(lái)自上層的數(shù)據(jù)進(jìn)行OFDM調(diào)制，生成OFDM基帶IQ數(shù)據(jù)；如圖2所示，是本發(fā)明的自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真裝置的數(shù)字預(yù)失真合成單元示意圖。數(shù)字預(yù)失真合成處理單元102包括信號(hào)預(yù)處理模塊102a、數(shù)字預(yù)失真內(nèi)核102b和自適應(yīng)處理模塊102c。其中信號(hào)預(yù)處理模塊102a主要對(duì)OFDM基帶信號(hào)模塊101傳來(lái)的基帶下行IQ數(shù)據(jù)進(jìn)行接入，實(shí)現(xiàn)數(shù)字上變頻處理和峰值削波處理；數(shù)字預(yù)失真內(nèi)核處理102b經(jīng)過(guò)信號(hào)預(yù)處理模塊的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行預(yù)失真，產(chǎn)生與W-HPA105的非線(xiàn)性特性相反的曲線(xiàn)，已產(chǎn)生的預(yù)失真發(fā)射信號(hào)送給DAC106;同時(shí)，接收經(jīng)過(guò)功放耦合107反饋回來(lái)的數(shù)字中頻信號(hào)；自適應(yīng)處理模塊102c主要實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)算法，產(chǎn)生預(yù)失真內(nèi)核的校正系數(shù)。DAC106對(duì)數(shù)字預(yù)失真內(nèi)核處理后的預(yù)失真信號(hào)進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換并輸出一個(gè)模擬高中頻的下行信號(hào)；優(yōu)選地DAC106對(duì)數(shù)字預(yù)失真內(nèi)核處理后的預(yù)失真信號(hào)進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換并輸出一個(gè)零中頻的基帶信號(hào)；射頻發(fā)射機(jī)104將對(duì)模擬高中頻信號(hào)經(jīng)過(guò)上變頻到射頻頻段，然后射頻放大，濾波后輸出下行射頻信號(hào)到W-HPA105，W-HPA105進(jìn)行功率放大后送給天線(xiàn)106輸出；優(yōu)選地射頻發(fā)射機(jī)104將對(duì)零中頻信號(hào)經(jīng)過(guò)模擬正交調(diào)制(AQM)到射頻頻段，然后射頻放大，濾波后輸出下行射頻信號(hào)到W-HPA105，W-HPA105進(jìn)行功率放大后送給天線(xiàn)106輸出；射頻接收機(jī)108將對(duì)經(jīng)過(guò)W-HPA105放大后通過(guò)定向耦合器107耦合部分的射頻信號(hào)功率能量，然后進(jìn)行RF下變頻處理，中頻濾波，中頻放大后送給ADC轉(zhuǎn)換器109進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換，最后傳輸?shù)綌?shù)字預(yù)失真合成單元中的數(shù)字預(yù)失真內(nèi)核作為反饋輸入信號(hào)；ADC109主要對(duì)模擬中頻信號(hào)進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換；數(shù)字預(yù)失真合成單元采用單一的可編程邏輯器件(FPGA)來(lái)實(shí)現(xiàn)；數(shù)字預(yù)失真內(nèi)核是基于多項(xiàng)式模型的數(shù)字預(yù)失真器。自適應(yīng)處理模塊是實(shí)現(xiàn)基于訓(xùn)練序列的RLS+LMS算法相組合的混合算法，優(yōu)選地自適應(yīng)處理模塊是實(shí)現(xiàn)基于訓(xùn)練序列的QRD-RLS+NLMS算法相組合的混合算法。如圖3所示，是本發(fā)明的自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真方法流程圖。1)首先將來(lái)自O(shè)FDM基帶信號(hào)模塊101生成的基帶信號(hào)S"送給數(shù)字預(yù)失真合成單元102的信號(hào)預(yù)處理模塊處理102a進(jìn)行數(shù)字上變頻處理和峰值削波處理后產(chǎn)生;c";2)然后釆用上述多項(xiàng)式模型(1)構(gòu)造數(shù)字預(yù)真內(nèi)核102b，K為多項(xiàng)式模型的階數(shù)，2是預(yù)失真記憶效應(yīng)長(zhǎng)度(既功率放大器的記憶長(zhǎng)度)；本實(shí)施例中K取5階，Q取2，功放的先前記憶長(zhǎng)度為2，多項(xiàng)式擴(kuò)展表達(dá)式如下<formula>formulaseeoriginaldocumentpage13</formula>3)基于訓(xùn)練序列的RLS算法相組合的混合算法進(jìn)行自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真濾波器系數(shù)的估計(jì)。對(duì)于(IO)式中濾波器系數(shù)C是線(xiàn)性的，為了提高收斂速度，快速地計(jì)算出濾波器系數(shù)C。優(yōu)選地，提出了一種基于訓(xùn)練序列的QRD-RLS+NLMS算法相組合的混合算法進(jìn)行自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真濾波器系數(shù)的估計(jì)和更新。如圖4所示是本發(fā)明的另一種改進(jìn)自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真方法流程圖。濾波器系數(shù)的估計(jì)過(guò)程是基于訓(xùn)練序列的RLS算法進(jìn)行濾波器系數(shù)C初始值快速估計(jì)來(lái)獲得預(yù)失真內(nèi)核濾波器系數(shù)的初始值?；谟?xùn)練序列的RLS算法如下a)初始化X=C==a;b)發(fā)送一個(gè)訓(xùn)練序列去探測(cè)寬帶功率放大器的非線(xiàn)性特性，射頻接收機(jī)反饋給數(shù)字預(yù)失真合成單元的采樣為上式(2);c)同時(shí)接受新的輸入采樣和反饋采樣對(duì){x[n]，fWi,同時(shí)將輸入信號(hào)xW和反饋采樣信號(hào)f[n]移到基整信號(hào)向量義W和FW，這里/h]s^M，并且到"]包含所有的輸入采樣所必須的非線(xiàn)性產(chǎn)物的矢量F["]，如上式(3)所示；d)通過(guò)上式(1)計(jì)算預(yù)失真濾波器的輸出信號(hào)4";e)通過(guò)上式(4)計(jì)算出先驗(yàn)誤差函數(shù)；f)通過(guò)上式(5)計(jì)算卡爾曼增益因子；g)根據(jù)上式(6)更新濾波器的逆自相關(guān)矩陣；200710178443.X說(shuō)明書(shū)第9/9頁(yè)h)根據(jù)上式(7)更新式(10)中的濾波器系數(shù)C;i)重復(fù)步驟b到h。4)接下來(lái)，對(duì)式(10)中濾波器系數(shù)C進(jìn)行更新。一旦自適應(yīng)濾波器系數(shù)達(dá)到最佳值，隨著時(shí)間的變化，功率放大器的非線(xiàn)性失真因溫度，器件老化等因素的影響而變化，為了解決這個(gè)問(wèn)題，濾波器系數(shù)c的更新過(guò)程是基于一種適合于硬件實(shí)現(xiàn)的自適應(yīng)算法(LMS算法)來(lái)跟蹤非線(xiàn)性功放的時(shí)變特性。LMS算法如下-a)采用上式(7)的濾波器系數(shù)初始值初始化C;b)接受一對(duì)新的輸入采樣和反饋回路采樣對(duì)tcW，fWl,同時(shí)將輸入信號(hào)xM和反饋采樣信號(hào)f["]移到基整信號(hào)向量X[W]和F["];C)通過(guò)上式(1)計(jì)算預(yù)失真濾波器的輸出信號(hào)Z(^;d)通過(guò)上式(8)計(jì)算誤差函數(shù)；e)根據(jù)上式(9)更新式(10)中的己變化的濾波器系數(shù)C;f)重復(fù)步驟b到e。以上所述，僅為本發(fā)明最佳的具體實(shí)施方式，但本發(fā)明的保護(hù)范圍并不局限于此，任何熟悉本
技術(shù)領(lǐng)域：
的技術(shù)人員在本發(fā)明揭露的技術(shù)范圍內(nèi)，可輕易想到的變化或替換，都應(yīng)涵蓋在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。權(quán)利要求1、一種適用于OFDM發(fā)射機(jī)的自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真的裝置，包括前向通路和反饋回路，其中前向通路包括正交頻分復(fù)用OFDM基帶信號(hào)模塊、數(shù)字預(yù)失真合成處理單元、數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC、射頻發(fā)射機(jī)和寬帶高功率放大器W-HPA；反饋回路包括射頻接收機(jī)、模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC；OFDM基帶信號(hào)模塊對(duì)來(lái)自上層的數(shù)據(jù)進(jìn)行OFDM調(diào)制，生成OFDM基帶IQ數(shù)據(jù)；數(shù)字預(yù)失真合成處理單元對(duì)該OFDM基帶IQ數(shù)據(jù)進(jìn)行預(yù)失真處理；DAC對(duì)數(shù)字預(yù)失真處理后的預(yù)失真信號(hào)進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換并輸出一個(gè)零中頻的基帶信號(hào)；射頻發(fā)射機(jī)將對(duì)零中頻信號(hào)經(jīng)過(guò)模擬正交調(diào)制到射頻頻段，然后射頻放大，濾波后輸出下行射頻信號(hào)到W-HPA，W-HPA進(jìn)行功率放大后送給天線(xiàn)輸出，其特征在于數(shù)字預(yù)失真合成處理單元包括信號(hào)預(yù)處理模塊、數(shù)字預(yù)失真內(nèi)核和自適應(yīng)處理模塊，其中，信號(hào)預(yù)處理模塊主要對(duì)OFDM基帶信號(hào)模塊傳來(lái)的基帶下行IQ數(shù)據(jù)進(jìn)行接入，實(shí)現(xiàn)數(shù)字上變頻處理和峰值削波處理；數(shù)字預(yù)失真內(nèi)核處理經(jīng)過(guò)信號(hào)預(yù)處理模塊的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行預(yù)失真，產(chǎn)生與W-HPA的非線(xiàn)性特性相反的曲線(xiàn)，已產(chǎn)生的預(yù)失真發(fā)射信號(hào)送給DAC，同時(shí)，接收經(jīng)過(guò)功放耦合反饋回來(lái)的數(shù)字中頻信號(hào)；自適應(yīng)處理模塊主要實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)算法，產(chǎn)生預(yù)失真內(nèi)核的校正系數(shù)。2、如權(quán)利要求l所述的裝置，其特征在于射頻發(fā)射機(jī)將對(duì)零中頻信號(hào)經(jīng)過(guò)模擬正交調(diào)制到射頻頻段，然后射頻放大，濾波后輸出下行射頻信號(hào)到W-HPA，W-HPA進(jìn)行功率放大后送給天線(xiàn)輸出。3、如權(quán)利要求l所述的裝置，其特征在于數(shù)字預(yù)失真內(nèi)核的構(gòu)造是基于下面的多項(xiàng)式模型，<formula>formulaseeoriginaldocumentpage2</formula>式中C代表濾波器的系數(shù)，x"是預(yù)失真內(nèi)核的輸入，Z(n)表示預(yù)失真內(nèi)核的輸出，尺是多項(xiàng)式模型的階數(shù)，g是預(yù)失真記憶效應(yīng)長(zhǎng)度。4、如權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于自適應(yīng)處理模塊是基于訓(xùn)練序列的RLS+LMS算法相組合的混合算法，或者基于訓(xùn)練序列的QRD-RLS+NLMS算法相組合的混合算法，從而對(duì)自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真濾波器系數(shù)進(jìn)行估計(jì)和更新。5、一種適用于OFDM發(fā)射機(jī)的自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真方法，包括以下步驟A、將OFDM基帶信號(hào)S"送給信號(hào)預(yù)處理模塊經(jīng)數(shù)字上變頻處理和峰值削波處理后產(chǎn)生、；B、構(gòu)造數(shù)字預(yù)真內(nèi)核對(duì)經(jīng)過(guò)信號(hào)預(yù)處理的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行預(yù)失真處理，采用下列多項(xiàng)式模型如下；<formula>formulaseeoriginaldocumentpage3</formula>(1)式中C代表濾波器的系數(shù)，x"是預(yù)失真內(nèi)核的輸入，Z(^表示預(yù)失真內(nèi)核的輸出，K是多項(xiàng)式模型的階數(shù)，0是預(yù)失真記憶效應(yīng)長(zhǎng)度(即功率放大器的記憶長(zhǎng)度)；C、基于訓(xùn)練序列的虹8+LMS算法相組合的混合算法對(duì)自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真濾波器系數(shù)進(jìn)行估計(jì)和更新；D、將已產(chǎn)生的預(yù)失真信號(hào)傳給數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC，DAC對(duì)數(shù)字預(yù)失真內(nèi)核處理后的預(yù)失真信號(hào)進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換并輸出一個(gè)零中頻的基帶信號(hào)；E、射頻發(fā)射機(jī)將對(duì)零中頻信號(hào)經(jīng)過(guò)模擬正交調(diào)制到射頻頻段，然后射頻放大，濾波后輸出下行射頻信號(hào)到W-HPA，W-HPA進(jìn)行功率放大后送給天線(xiàn)輸出。6、如權(quán)利要求5所述的方法，其中步驟C中的RLS算法如下a)初始化<formula>formulaseeoriginaldocumentpage3</formula>，其中5的取值對(duì)高/低信噪比的輸入信號(hào)選擇較小/大的正常數(shù)；b)發(fā)送一個(gè)訓(xùn)練序列去探測(cè)寬帶功率放大器的非線(xiàn)性特性，射頻接收機(jī)反饋給數(shù)字預(yù)失真合成單元的采樣為；<formula>formulaseeoriginaldocumentpage3</formula>(2)w(n)是噪聲失量，/z(x("))是寬帶功率放大器的非線(xiàn)性特性模型表達(dá)式，少(…是寬帶功率放大器的輸出；c)接受新的輸入采樣和反饋采樣對(duì)^[n]，f["]L同時(shí)將輸入信號(hào)x["]和反饋采樣信號(hào)fW移到基整信號(hào)向量對(duì)"]和F["]，這里/["]sy["]，并且B["]包含所有的輸入采樣所必須的非線(xiàn)性產(chǎn)物的矢量F[W];<formula>formulaseeoriginaldocumentpage4</formula>d)通過(guò)上式(1)計(jì)算預(yù)失真濾波器的輸出信號(hào)z(w);e)通過(guò)下列公式計(jì)算出先驗(yàn)誤差函數(shù)；<formula>formulaseeoriginaldocumentpage4</formula>f)通過(guò)下列公式計(jì)算卡爾曼增益因子；<formula>formulaseeoriginaldocumentpage4</formula>g)根據(jù)下列公式更新濾波器的逆自相關(guān)矩陣；(<formula>formulaseeoriginaldocumentpage4</formula>p為遺忘因子(6)h)根據(jù)下列公式更新濾波器系數(shù)；<formula>formulaseeoriginaldocumentpage4</formula>(7)i)重復(fù)步驟b到h。7、如權(quán)利要求5中的方法，其中步驟C中的LMS算法如下a)采用式(7)的濾波器系數(shù)初始化C;b)接受一對(duì)新的輸入采樣和反饋回路采樣對(duì)tc["]，f["]L同時(shí)將輸入信號(hào)x["]和反饋采樣信號(hào)f["]移到基整信號(hào)向量X[n]和F["];C)通過(guò)上式(1)計(jì)算預(yù)失真濾波器的輸出信號(hào)Z(W);d)通過(guò)下面的公式計(jì)算誤差函數(shù)；C["]5["](8)e)根據(jù)下面的公式更新濾波器系數(shù)；C["+l]=C["]+we["]X["]u為收斂因子(9)f)重復(fù)步驟b到e。8、如權(quán)利要求6所述的方法，其中步驟C中，也可以基于訓(xùn)練序列的QRD-RLS算法對(duì)自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真濾波器系數(shù)進(jìn)行估計(jì)。9、如權(quán)利要求6所述的方法，其中步驟C中，也可以基于NLMS算法對(duì)自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真濾波器系數(shù)進(jìn)行更新。全文摘要本發(fā)明提供一種適用于OFDM發(fā)射機(jī)的自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真方法和裝置。該裝置包括正交頻分復(fù)用OFDM基帶信號(hào)模塊、數(shù)字預(yù)失真合成處理單元、模數(shù)轉(zhuǎn)換器DAC、射頻發(fā)射機(jī)、寬帶高功率放大器(WidebandHighPowerAmplifier，即W-HPA)和反饋回路。其中，采用多項(xiàng)式模型構(gòu)造數(shù)字預(yù)真內(nèi)核，對(duì)經(jīng)過(guò)信號(hào)預(yù)處理的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行預(yù)失真處理，并基于訓(xùn)練序列的RLS+LMS算法相組合的混合算法，或基于訓(xùn)練序列的QRD-RLS+NLMS算法相組合的混合算法對(duì)自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真濾波器系數(shù)進(jìn)行估計(jì)和更新。本發(fā)明降低了寬帶功率放大器因記憶效應(yīng)所帶來(lái)的性能下降，能夠有效的提高基站系統(tǒng)的發(fā)射性能，改善了寬帶功率放大器的線(xiàn)性度和效率。文檔編號(hào)H04L27/26GK101175061SQ20071017844公開(kāi)日2008年5月7日申請(qǐng)日期2007年11月30日優(yōu)先權(quán)日2007年11月30日發(fā)明者王建新申請(qǐng)人:北京北方烽火科技有限公司