專利名稱：立體聲成像的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及音頻信號處理。更具體地講，本發(fā)明涉及改進使用立 體聲播放系統(tǒng)呈現(xiàn)的感知聲像和聲像方向，特別是在兩個收聽位置相 對于這樣的立體聲播放系統(tǒng)的中央線對稱的情況下。本發(fā)明的多方面 包括設備、方法和存儲在計算機可讀介質上的用于使計算機執(zhí)行所述 方法的計算機程序。
背景技術：
雙聲道立體聲播放系統(tǒng)在許多環(huán)境中幾乎無處不在，包括實況音 響、家庭音樂播放和汽車音響。共同的效果是通過一對立體聲揚聲器 發(fā)出的聲音在相對于揚聲器的不同收聽位置聽起來不同。這些變化主 要是由聲音從每個揚聲器到達收聽位置并在聲學上在收聽位置合起 來所花費的時間差引起。其次的效果包括聲音與房間的相互作用，但 是這里不討論這些效果。收聽位置處的時間差等效于隨頻率變化的相位差。對于以下討論，將術語"揚聲器間差分相位，，(IDP)定義為從一對立體聲揚聲器 到達收聽位置的聲音的相位差。由于通過兩個揚聲器呈現(xiàn)的聲音花費相同量的時間到達位于離 兩個揚聲器等距離的聽眾的耳朵，所以該聽眾基本上體驗不到IDP(見 圖la)。從一對立體聲揚聲器偏移，即，在更靠近揚聲器之一的地方 的聽眾，體驗到幅值隨著頻率線性增大的IDP (見圖2a)。IDP的變化導致聽得見的不期望的效果，包括通過一對立體聲揚 聲器呈現(xiàn)的音頻信號的成像的梳狀濾波和模糊。簡單的解決方案是延 遲通過更靠近的揚聲器呈現(xiàn)的信號。所使用的延遲量使通過兩個揚聲 器呈現(xiàn)的信號同時到達聽眾的耳朵。結果是，對于該聽眾的IDP為零，
并且該聽眾沒有體驗到不期望的成像偽像。
然而，簡單延遲的使用不適合于諸如車輛的環(huán)境，在車輛中，兩 個聽眾可相對于一對立體聲揚聲器對稱地偏離中央——即， 一個聽眾
更靠近左揚聲器，另一聽眾更靠近右揚聲器(見圖3)。在這種環(huán)境 下，由于IDP在頻率上變化速率增加，所以使用延遲校正一個聽眾的 IDP會造成另一聽眾的體驗變糟。產(chǎn)生的效果可能是不自然的，足以 引起其它聽眾顯著不適。
對于方向性和成像重要的音頻信號，即，具有顯著的穩(wěn)態(tài)分量的 信號，時間校正的替代方案是直接調整IDP，即，調整各種頻率的相 位。對于各個頻率，相位是循環(huán)的。那是任意值的相位到360°循環(huán)空 間上的映射。對于這種分解，相位值限于-180°~ 180°，范圍總共為 360°。為了給出循環(huán)性的例子，考慮827?；?x360 + 107。的相位值， 827?；?x360 + 107。等同于107。。類似地，-392°或-^360-32°等同于 -320。由于以下討論的原因，與-180°或180。相比更接近0。(即，-90°~ 90。)的頻率被認為是"同相，，的或增強的，與0°相比更接近-180°或180。 的頻率(即，90。 ~ 180?；?0。 ~ -180° )被認為是"異相"的或抵消的(見 圖4a和圖4b)。
在典型的車輛環(huán)境中，每個聽眾的IDP如下。OHz 大約250Hz
之間的頻率主要是同相-即，IDP在-90。 90。之間。大約250Hz-
750Hz之間的頻率主要是異相——即，IDP在90° ~ 180°或者-90。 ~ -180。之間。大約750Hz~ 1250Hz之間的頻率主要是同相。這種主要 是同相和主要是異相的交替順序隨著頻率增加而繼續(xù)，直到大約 20kHz的人類耳朵的極限。在這個例子中，周期每lkHz重復。準確 的頻帶起始頻率和結束頻率是車輛的內部尺寸和聽眾的位置的函數(shù)。
普遍接受的是，人類聽覺系統(tǒng)直到大約1500Hz都對相位差敏感。 因而，在大約1500Hz以下，IDP的變化導致音頻信號的視在空間方 向或聲像的顯著失真。這是除由梳狀濾波引起的幅值失真之外的失 真，而由梳狀濾波引起的幅值失真在1500Hz以下和以上都聽得到。
還普遍理解的是，人類聽覺系統(tǒng)將寬頻譜分解為多個更小的頻率
組或帶組，被稱為臨界帶。臨界帶表示兩個頻率仍可容易地被分開聽 到的最小頻率差，這個差隨頻率而改變。在低頻，臨界帶非常窄，隨 著頻率增加而變寬。在以下討論中，"帶，，是指從多個揚聲器到達聽眾 的聲音為同相和異相的頻帶。在以下討論中，臨界帶被稱為"臨界帶"。
在上述車輛環(huán)境中，由于大約500Hz的峰和谷的寬度等于或大 于臨界帶寬度，所以對于大約4kHz以下的頻率，可清楚地聽到梳狀 濾波效果。在大約6kHz以上，臨界帶寬變得大于一個峰和一個谷的 組合寬度，梳狀濾波效果變得基本上聽不到。
因而，根據(jù)本發(fā)明的一個方面，優(yōu)選地，對于直到臨界帶寬變得 大于梳狀濾波器的一個峰和一個谷的組合帶寬的頻率，即大約6kHz 以下的頻率來調整IDP。這可通過在音頻信號的兩個聲道中對多個頻 帶執(zhí)行相位調整從而校正每個收聽位置處的揚聲器間差分相位來實 現(xiàn)。 一旦被應用，對于兩個聽眾而言，在理想情況下在收聽位置觀察 到的產(chǎn)生的IDP在+/-90。內(見圖lla和圖lib)。以這種方式減小 IDP顯著地改善了感知成像，并將幅值失真從具有深且寬的零值的完 全聽得到的梳狀濾波降至+Z-3dB的相對良性脈動，對于大多數(shù)聽眾和 聲音內容，+/-3dB的相對良性脈動基本上是聽不到的。
現(xiàn)有技術中的許多方法僅著眼于大約lkHz以下的IDP。他們試 圖校正最低頻帶中的對于兩個聽眾的IDP，在最低頻帶中，到達聽眾 的聲音主要是異相。他們通過使用濾波器和移相器基本上將180°添加 到這個帶中的IDP來這樣做。結果是，在lkHz以下，校正后的對于 兩個聽眾的IDP為-90。~90°。也就是i兌，lkHz以下的頻率對于每個 聽眾主要是同相，聽眾體驗到極大改進的成像。這樣的方法的主要缺 點是它們忽略了更高頻處的IDP，在更高頻，相位校正可能是有利的。
第4,817,162號美國專利教導在兩個聲道中使用濾波器和移相器 來對200Hz ~ 600Hz范圍中的頻率將180。添加到左聲道和右聲道之間 的信號的相對相位。在這個教導中，這個頻率范圍表示第一帶，在第 一帶，到達聽眾的聲音在兩個收聽位置主要是異相(見圖5a和圖5b)。 這個教導的問題在于移相器沒有提供足夠快的帶邊緣處的相位變化
速率以提供IDP的實質校正。
第5，033，092號美國專利教導在200Hz ~ 1 kHz的頻率范圍中使用 濾波器和移相器來將一個聲道的相位提前60°~90。并將另一聲道的 相位提前-60。~-90°。在這個教導中，200Hz近似表示到達聽眾的聲 音主要是異相的第一帶的起始。當在這個帶中每個聲道分別被提前 90°和-卯°時，這個帶中的總的相對相位差為180。。預期的結果與第 4，817，162號美國專利的方法類似。這個教導的重要有利之處在于，由 于每個聲道的相位最多被調整卯。，所以每個聲道中的幅值失真限于 最大3dB。反之，如果通過僅對一個聲道進行濾波來產(chǎn)生相對180° 的移相，則這個聲道將在其幅值響應中具有聽得到的零值。也就是說， 幅值響應將在從0°~180。間的轉變中降至零，反之亦然。
第6,038,323號美國專利教導使用濾波器和移相器來將180°添加 到300Hz以上的所有頻率的相位。在這個教導中，300Hz表示到達聽 眾的聲音對于每個收聽位置主要是異相的第一帶的起始。為了簡化濾 波器設計，使高于第一帶的頻率保持異相，這個教導的理由是人類對 這個第一異相帶以上的頻率的IDP不敏感(見圖6a和圖6b)。這個 教導忽略了這樣的事實，即，對于這個第一帶以上的頻率，由梳狀濾 波引起的幅值失真可被聽到。

發(fā)明內容
本發(fā)明的目的在于改善通過立體聲播放系統(tǒng)為位于對稱地偏離 播放系統(tǒng)的中央的聽眾呈現(xiàn)的音頻信號的感知成像。這通過在音頻信 號的兩個聲道中對多個頻帶執(zhí)行相位調整，從而校正每個收聽位置處 的揚聲器間差分相位來實現(xiàn)。


圖la示意性地顯示收聽位置和兩個揚聲器的空間關系，在該空 間關系中，收聽位置離揚聲器等距離。
圖lb顯示圖la的等距離收聽位置處的所有頻率的理想的耳間相
位差(IDP)。這個示例顯示這樣的收聽位置處的IDP如何不隨頻率 變化。
圖2a示意性地顯示收聽位置相對于兩個揚聲器偏移的空間關系。
圖2b顯示圖2a的收聽位置處的所有頻率的理想的耳間相位差 (IDP)。這個示例顯示收聽位置處的IDP如何隨頻率變化。
圖3示意性地顯示兩個收聽位置的空間關系，每個收聽位置關于 兩個揚聲器對稱地偏移。
圖4a和圖4b顯示對于圖3的兩個收聽位置的每個而言IDP如 何隨頻率變化。
圖5a和圖5b顯示在實施第4，817，162號美國專利的教導的系統(tǒng) 中兩個收聽位置處的理想的IDP響應。
圖6a和圖6b顯示在實施第6,038,323號美國專利的教導的系統(tǒng) 中兩個收聽位置處的理想的IDP響應。
圖7a顯示本發(fā)明的多方面的可行的基于FIR的實現(xiàn)應用于兩個 聲道之一，在這種情況下即左聲道的功能性示意框圖。
圖7b顯示本發(fā)明的多方面的可行的基于FIR的實現(xiàn)應用于兩個 聲道之一，在這種情況下即右聲道的功能性示意框圖。
圖8a是圖7a的濾波器或濾波器功能702的信號輸出703的理想 的幅值響應。
圖8b是圖7a的減法器或減法器功能708的信號輸出709的理想 的幅值響應。
圖9a是圖7a的輸出信號715的理想的相位響應。 圖9b是圖7b的輸出信號735的理想的相位響應。 圖9c是表示兩個輸出信號715 (圖7a)和735 (圖7b )之間的
相對相位差的理想的相位響應。
圖10a顯示理想的IDP補償濾波器的容差，其指示它的期望的
相位要求。
圖10b是用作到特征濾波器設計算法的輸入的期望的相位響應。
圖10c是用于特征濾波器設計算法的加權函數(shù)。
圖lla是當采用圖7a的FIR濾波器時圖3的左收聽位置的理想 的IDP相位響應。
圖llb是當采用圖7b的FIR濾波器時圖3的右收聽位置的理想 的IDP相位響應。
圖12顯示優(yōu)化之前的FIR濾波器的實現(xiàn)的幅值響應和理想的相 位響應。
圖13顯示優(yōu)化的FIR濾波器的實現(xiàn)的幅值響應和理想的相位響應。
圖14顯示使用群延遲方法設計的IIR濾波器的實現(xiàn)的幅值和相
位響應o
圖15、圖16和圖17顯示對具有不同A值的特征濾波器設計算法 的實現(xiàn)的相位響應。
圖18是顯示全通濾波器格結構實現(xiàn)的示例的示意圖。
圖19示意性地顯示當左、中和右揚聲器存在時車輛前座的收聽 位置和揚聲器布局。
圖20示意性地顯示本發(fā)明的方面應用于圖19的構造的功能性框圖。
圖21a示意性地顯示可采用本發(fā)明的方面的具有兩個收聽位置 的四聲道揚聲器構造。
圖21b示意性地顯示可采用本發(fā)明的方面的具有四個收聽位置 的四聲道揚聲器構造。
圖21c示意性地顯示可采用本發(fā)明的方面的具有四個收聽位置 的六聲道揚聲器構造。
圖22a和圖22b是其容差顯示在圖10a中的理想濾波器的一般濾 波器組實現(xiàn)的功能性框圖。
圖23顯示使用群延遲方法設計的IIR濾波器的實現(xiàn)的極點和零點。
圖24和圖25顯示使用特征濾波器設計算法設計的IIR濾波器在
濾波器階數(shù)減少之前和之后的實現(xiàn)的極點和零點。
圖26顯示用于特征濾波器設計算法的原始的期望的相位響應。 圖27和圖28顯示使用特征濾波器設計算法設計的IIR濾波器在
濾波器階數(shù)減少之前和之后的實現(xiàn)的相位響應。
圖29顯示五次校正迭代之后的預扭曲的期望的相位響應。
圖30顯示使用特征濾波器設計算法設計的IIR濾波器在階數(shù)減
少和五次校正迭代之后的實現(xiàn)的相位響應。
具體實施例方式
圖la顯示收聽位置和兩個揚聲器的空間關系。收聽位置和左揚
聲器di之間的距離與收聽位置和右揚聲器d2之間的距離相等。還顯
示了表示其它等距離收聽位置的線。圖lb顯示在等距離收聽位置處 的所有頻率的耳間相位差(IDP)。在這樣的等距離位置中，通過揚 聲器呈現(xiàn)的內容的感知方向和成像趨于自然，如內容創(chuàng)建者所預期的 那樣。
圖2a顯示收聽位置相對于兩個揚聲器偏移的空間關系。在這個 例子中，收聽位置和左揚聲器之間的距離d3小于收聽位置和右揚聲器 之間的距離(14。圖2b顯示在收聽位置處的IDP如何隨頻率變化。即 使IDP單調減小，該圖(和所有其它IDP圖)顯示在-180。~180°范 圍中的等效值。在0Hz，信號同相，在返回到頻率A處于同相之前， 隨著增加頻率，信號移到異相。這個相位周期隨著增加頻率而重復。 周期發(fā)生重復的頻率A直接與收聽位置和兩個揚聲器之間的距離差 相關聯(lián)。例如，如果距左揚聲器d3的距離為0.75米并且距右揚聲器 (14的距離為1.075米，則距離差為0.325米。頻率點A等于聲音速度 除以距離差，或者近似330米每秒除以0.325，這得到1015Hz。因此， 在這個例子中，IDP周期每1015Hz重復。
圖3顯示兩個收聽位置的空間關系，每個收聽位置關于兩個揚聲 器對稱地偏移。圖4a和圖4b顯示對于兩個收聽位置的每個而言IDP 如何隨頻率變化。可看出，對于IDP的每個周期，存在主要是同相的
頻率和主要是異相的頻率。也就是說，IDP為-90°~90°的頻率，IDP 為-90。~-180°之間或90°~180。之間的頻率。IDP主要是異相的頻率 引起不期望的聽得到的效果，包括通過兩個揚聲器呈現(xiàn)的音頻信號的 成像的模糊。
圖5a和圖5b顯示在第4，817，162號美國專利中描述的教導的效 果的理想表示。這個教導將180。添加到第一頻帶中主要是異相的所有 頻率的IDP。在這個教導中，這個帶的范圍為近似200Hz~600Hz。 在圖5a和圖5b中可看出，對于兩個收聽位置，這些聲音現(xiàn)在主要是 同相。然而，這個教導忽略了主要是異相的高于600Hz的頻率。在第 5，033，092號美國專利中描述的教導類似于第4，817，162號美國專利， 除了所處理的頻率范圍為大約200Hz~ lkHz之外。
圖6a和圖6b顯示在第6,038,323號美國專利中描述的教導的效 果的理想表示。這個教導將180。添加到第一聲帶中和第一聲帶以上的 主要是異相的所有頻率的IDP。在這個教導中，這個帶從大約200Hz 開始。在圖6a和圖6b中可看出，這個第一帶中的聲音現(xiàn)在主要是同 相。然而，這個教導也忽略了，主要是異相的更高頻帶使處于同相的 帶和處于異相的帶的位置顛倒。
根據(jù)本發(fā)明的一個方面，通過校正主要是異相的多個頻帶的IDP 來使在特定收聽位置處聽得到的梳狀濾波效果最小化。盡管以前的發(fā) 明關注最低的異相頻帶，但是可通過校正大約直到梳狀濾波通帶和谷 的寬度接近臨界帶寬的頻率以下的多個帶的IDP來實現(xiàn)顯著的聽覺 改善。在這個頻率以上，不能通過校正異相帶來實現(xiàn)成像中的聽覺改 善。在車輛中，這個頻率大約為6kHz，但是，隨著車輛的實際內部 尺寸和到揚聲器的相對距離而稍微變化。
根據(jù)本發(fā)明的多個方面，音頻信號分為同相頻帶和異相頻帶，對 每個異相帶，180。相移被加到兩個聲道之間的相對相位。這樣做的優(yōu) 選方式是，在一個聲道中移相90。，在另一聲道中移相-90°?？商鎿Q的 方式是將180。僅加到一個聲道中的帶；然而，這可能引起聲道的幅值 響應中顯著的、不期望的波動。
實施例在本發(fā)明的多方面的示例性實施例中，一組濾波器提供基本平坦的幅值響應和產(chǎn)生具有0°和180。的交替帶的聲道之間的組合相移的 相位響應。為了避免不期望的幅值響應中的波動，可給予左聲道90° 移相，給予右聲道-90。移相(見圖9a、圖9b和圖9c)。如果在一個 聲道中用180。相位轉變來實現(xiàn)這一操作，則在相位轉變中，幅值將向 著-oodB下降。然而，通過^f吏用僅90°轉變，頻率中的最大陡降(dip) 大約為-3dB。在大約6kHz以上，相位響應不再那么重要，可對兩個 聲道將相位響應設置為零。對于一些濾波器設計，特別是數(shù)字濾波器設計，可能更有效率的 是，不在定義的頻率終止帶的相移，而是繼續(xù)對帶進行相移直到奈奎 斯特頻率。對于其它設計，可能更有效率的是，僅移動產(chǎn)生期望的結 果所需的最少數(shù)量的帶的相位。對于一些實現(xiàn)，被相移的帶的數(shù)量可 能對效率影響很小或者沒有影響，可根據(jù)總濾波器階數(shù)和產(chǎn)生的時間 拖尾效應來確定關于被相移的帶的數(shù)量的選擇?；趫Dla、圖2a和圖3中所描述的幾何位置，期望的濾波器響 應為頻率fd的函數(shù)，頻率fa與和偏離中央的收聽位置處的左揚聲器和 右揚聲器之間的路徑差相等的波長對應。這顯示在等式l中<formula>formula see original document page 12</formula>其中，dL為從聽眾到左揚聲器的距離，dR為從聽眾到右揚聲器的距離，c為聲音速度(所有距離以米為單位)。IDP補償濾波器的相位性能的特征可由圖10a中的容差來描繪， 在圖10a中，fa為與和路徑差相等的波長對應的頻率；B為帶的數(shù)量；AFbeg、 AF^d和AFend分別為第一帶之前、所有帶之間和最后帶之后的 轉變寬度；APbnd為帶內部的相位誤差；APbeg、 APmid和APend分另'J為 第一帶之前、所有帶之間和最后帶之后的相位誤差。雖然在所有帶上將這些容差指定為基本相等，但是可替換地，可 對每個帶不同地指定它們。例如，可能有利的是，對于第一帶，具有 非?？斓霓D變，在第一帶中，人的耳朵對相位最敏感，隨著頻率上升，
具有更寬的轉變，以降低濾波器階數(shù)和改進效率。概括來說，可使用將左音頻信號和右音頻信號劃分為子帶的濾波 器組來實現(xiàn)濾波器，在所述濾波器組中，交替子帶進行相位調整，以使兩個聲道之間的這些子帶中的相對相位為180°。圖26a和圖26b顯 示一般濾波器組實現(xiàn)的例子。沒有被相移的子帶可能需要延遲處理， 以使它們的延遲與移相處理所給予的任何延遲匹配。可通過將子帶加 起來(見圖6a和圖6b)或者通過反向濾波器組來實現(xiàn)子帶的重新組 合?？商鎿Q地，可直接設計濾波器賦予期望的相位響應。 以下在有限脈沖響應(FIR)濾波器的討論中接著是基于濾波器 組的設計的例子；然而，濾波器組方法可使用無限脈沖響應(IIR) 濾波器。在FIR濾波器討論之后，討論可導致非常有效率的IIR濾波 器的許多直接設計方法。有限脈沖響應濾波器可使用有限脈沖響應(FIR)濾波器和線性相位數(shù)字濾波器或濾 波器函數(shù)來實現(xiàn)對諸如圖3的例子中的布置的IDP相位補償?？稍O計 這樣的濾波器或濾波器函數(shù)來實現(xiàn)極可預見的受控的相位和幅值響 應。圖7a和圖7b顯示如分別應用于兩個聲道之一的本發(fā)明的多方面 的可行的基于FIR的實現(xiàn)的框圖。在處理左聲道的圖7a例子中，產(chǎn)生兩個互補梳狀濾波的信號(在 703和709)，如果將這個兩個信號合起來，將具有基本平坦的幅值 響應。圖8a顯示帶通濾波器或濾波器函數(shù)("BP濾波器")702的梳 狀濾波器響應?？捎靡粋€或多個濾波器或濾波器函數(shù)來獲得這樣的響 應。圖8b顯示由BP濾波器702、時間延遲或延遲函數(shù)("延遲")704 和減法組合器708的方案產(chǎn)生的有效梳狀濾波器響應。為了使梳狀濾 波器響應基本互補，BP濾波器702和延遲704應該基本上具有相同 的延遲特性(見圖8a和圖8b)。將梳狀濾波的信號之一進行90°相 移以在期望的頻帶中給予期望的相位調整。雖然可將兩個梳狀濾波的 信號中的任一個移動90°，但是在這個例子中，在709的信號被相移。
移動信號中的一個或另一個的選擇影響在圖7b的例子中顯示的相關 處理中的選擇，從而從聲道到聲道的總移位如期望那樣。線性相位FIR 濾波器的使用允許使用僅為如圖8a的例子中的一組頻帶選擇的一個 濾波器或多個濾波器來經(jīng)濟地產(chǎn)生兩個梳狀濾波的信號(703和709 )。 優(yōu)選地，通過BP濾波器702的延遲不隨頻率改變。這允許通過以下 方式產(chǎn)生互補信號將原始信號延遲與FIR BP濾波器702的群延遲 相同的時間量，并從延遲的原始信號減去濾波后的信號(在如圖7a 中顯示的減法組合器708中)。在將通過90。相移過程給出的任何頻 率不變的延遲合起來之前應該將這些延遲應用于沒有被相位調整的 信號，以再次確保平坦的響應。濾波后的信號709通過寬帶90。移相器或移相過程("90。移相") 710以產(chǎn)生信號711。通過與卯。移相710具有相同的延遲特性的延遲 或延遲函數(shù)712來延遲信號703以生成信號713。在加法求和器或求 和函數(shù)714中，90。移相的信號711和延遲的信號713產(chǎn)生輸出信號 715?？墒褂迷S多已知方法中的任何一種方法來實現(xiàn)90。相移，諸如希 耳伯特變換。輸出信號715具有基本一致的增益，在未修改的帶和被 相移的帶之間在對應于轉變點的頻率處僅有非常窄的-3dB陡降，但是 輸出信號715具有頻率變化的相位響應，如圖9a所示。圖7b顯示本發(fā)明的多個方面應用于兩個聲道中的另一個，在這 種情況下即右聲道的框圖。這個框圖與左聲道的框圖非常類似，除了 從濾波后的信號(在這種情況下為信號723 )減去延遲的信號(在這 種情況下為信號727)，而不是反之亦然。如圖9b所示，最終的輸出 信號735具有基本一致的增益，但是對被相移的頻帶具有-90。相移(與 如圖9a所示的左聲道中的+90。相比)。圖9c中顯示兩個輸出信號715和715之間的相對相位差。相位 差顯示對于在每個收聽位置主要是異相的每個頻帶的180。組合相移。 因而，異相頻帶在收聽位置變成主要是同相。圖lla和圖llb中顯示 產(chǎn)生的對每個收聽位置(見圖3)的校正IDP。FIR幅值和相位響應由于FIR濾波器的性質，不可能產(chǎn)生全通的FIR濾波器(除了 純延遲之外)。因而，不可避免地在濾波器幅值響應中存在一些偏離。 對于上述FIR實現(xiàn)，圖12和圖13提供關于兩個不同濾波器階數(shù)的幅 值和相位響應示例。在帶之間的轉變區(qū)域期間，在幅值響應中存在-3dB陡降。隨著 濾波器階數(shù)增加，陡降的寬度變小，從+/-90至0的相位轉變變快。 然而，更大的濾波器階數(shù)意味著更大的脈沖響應。雖然FIR濾波器容易設計，但是它們具有實現(xiàn)本發(fā)明的多方面 所不期望的某些特性。首先，它們要求相對長的脈沖響應來實現(xiàn)要求 的幅值和相位響應——長脈沖響應導致高計算復雜度。第二，長脈沖 響應導致對于脈沖的或沖擊的音頻信號的聽得到的不期望的時間脫 尾效應。FIR實現(xiàn)的考慮為了效率，圖7a和圖7b中的濾波器或濾波處理702和722分別 被構造為等間隔梳狀濾波器組，該等間隔梳狀濾波器組之后為低通濾 波器?？捎行实貙⑹釥顬V波器實現(xiàn)為稀疏FIR濾波器。可采用低通 濾波器來停止在預期的截止頻率以上的帶的相位調整。裝置或處理710和730為卯。相移濾波器或濾波處理。對于在 44.1kHz和48kHz的采樣速率下適合于大多數(shù)音頻頻率的濾波器，需 要400~800個濾波器抽頭。由于使用直接巻積的實施方案昂貴，所 以可將快速傅立葉變換(FFT)用于采用快速巻積。此外，對于44.1kHz和48kHz的采樣速率，濾波處理的低通濾 波器應該具有200~400個抽頭。它還可從快速巻積獲利，并可與90° 移相濾波器或濾波器過程組合。無限脈沖響應濾波器優(yōu)選的實施方案使用無限脈沖響應(IIR)全通濾波器來實現(xiàn)期 望的相位響應。IIR濾波器具有這樣的優(yōu)點，即，對于期望的相位和 幅值響應，它們典型地具有比類似的FIR濾波器更短的脈沖響應。更 短的脈沖響應導致計算復雜度降低和時間脫尾效應減小。然而，IIR濾波器難以設計。群延遲方法大多數(shù)經(jīng)典的IIR濾波器設計技術聚焦在與特定的幅值響應匹 配。然而，存在用于設計全通IIR濾波器的幾種技術。用于全通濾波 器設計的一種方法基于找到適合期望的群延遲的最小第p階。這種方 法可通過例如使用諸如MATLAB( MATLAB為The MathWorks， Inc. 的商標)的計算機工具來實現(xiàn)。可使用MATLAB函數(shù)iirgrpdelay.m， 其為濾波器設計工具框的一部分。在實現(xiàn)本發(fā)明的方面中，理想的相 位響應是具有尖銳的轉變的交替帶。由于群延遲是相位的一階導數(shù)， 所以理想的群延遲在帶內為0，在轉變處為士oo。由于這樣的不連續(xù)不 可能適合最小第p階算法，所以必須找到對導數(shù)沒有不連續(xù)點的理想 相位響應的近似值。通過將期望的相位響應選擇為最優(yōu)地與期望的帶 對準的正弦曲線，可設計接近所需響應的IIR濾波器。圖14顯示使 用群延遲方法設計的濾波器的幅值和相位響應。然而，群延遲算法在更大的階數(shù)上變得數(shù)值不穩(wěn)定，通常不收斂。 此外，由于該算法適合于群延遲，所以群延遲中的任何誤差引起由于 積分而造成的相位響應中的更大誤差。因而，存在大量試錯法或參數(shù) 搜索以找到具有期望性能的濾波器。另外，由于該方法僅可設計小階 數(shù)，所以該方法可能不適用于需要大量帶內的相位調整的應用。也就 是說，到兩個揚聲器的距離差，即A距離大的情況。特征濾波器方法用于設計IIR全通濾波器的另 一技術是特征濾波器方法。參見， 例如以下技術論文T, Q. Nguyen et al， "Eigenfilter Approach for the Design of Allpass Filters Approximating a Given Phase Response", IEEE Trans on Signal Processing, vol. 42(9)， 09/1994和Tkacenko et al， "On The Eigenfilter Design Method and Applications: A Tutorial", IEEE Transactions on Circuits And Systems—II: Analog And Digital Signal Processing, Vol， 50， No. 9, September 1994， http:〃www.svstems.caltech.edu/EE/Grout)s /dsp/students/andre/uaDers/iournal/eigen tutorial.Ddf。特征濾波器方法允許與期望的相位響應之間的近似最小平方擬 和。雖然不保證生成穩(wěn)定的濾波器，但是如果適當?shù)卦O置條件，則它 可靠地產(chǎn)生穩(wěn)定的濾波器。另外，存在更接近真實的最小平方或更接 近相位等量波動的一些迭代方法。由于特征濾波器方法可在數(shù)值上穩(wěn) 定，甚至直到為大的濾波器階數(shù)，所以它是非常有效的技術。特征濾波器方法基于找到可表示為濾波器系數(shù)二次形式的誤差 度量，諸如F^Pa，其中，e為誤差，a為分母濾波器系數(shù)的矢量，P 為矩陣。 一旦被表示為公式，就可使用Rayleigh原理找到a。因而， P的特征值與誤差e成比例，與最小特征值相關聯(lián)的特征矢量為a的 最佳解。對于全通濾波器，階數(shù)N的濾波器的總相位&(w)通過以下表達 式與分母的相位么(w)相關似勁=——2勁 (2) 其中，w表示以弧度為單位的頻率。對全通濾波器的最小平方相位誤差的一個近似估計為￡ -丄jV(w)(ar:y(vv))2i/a; (3) 其中，s(o;) = [sin(^4.^(ft))) sin(^,^(o;) + w)… sin(A乂"(勁+ Wo;)]7" (4) 『(w)為用戶提供的加權，A,^(w)為分母的期望相位。從(l),有=—士 ( 血(w)+w勁 (5)接下來，我們可將誤差度量e表示為二次式P-丄fw(ty)s(o))/(的^y (6) s=arPa，其中， "可用離散和來近似積分P:丄lM古教"KO) (7)其中，M為分割
; y = s[O] + k[O] * a; for (i = 1; i < N; ++i)a -a -k[i]*s[i],'s[i-l] = s[幻+ k[i] * a;s[N-l] = a;
其中，a為累加器；s為濾波器狀態(tài)陣列；k為格系數(shù)。IIR濾波器階數(shù)減少 IIR群延遲最小第p階算法具有優(yōu)于特征濾波器方法的一個優(yōu)點 在于，它能夠設計更有效率的濾波器。這是由于它僅使用截止頻率以 下(<6kHz)的區(qū)域中的極點，在所述區(qū)域中，帶的相位正被修改。 在這個頻率以上，設計方法忽略更高頻率處的相位。圖23顯示使用 群延遲方法設計的濾波器的極點/零點繪圖。然而，對于產(chǎn)生穩(wěn)定的濾波器的特征濾波器方法，必須采用約束 (如前所述)。當將權重O分配給截止頻率以上的所有頻率時，沒有辦法保證7T處的相位。即使以71附近的不為零的權重采用 小區(qū)域也不產(chǎn)生穩(wěn)定的濾波器。因而，所述算法在單位圓周圍均勻地 分布極點和零點。這允許濾波器為近似線性相位，并給出對所有頻率的已知的相位響應。圖24顯示使用特征濾波器方法設計的濾波器的極點/零點繪圖。發(fā)現(xiàn)，在特征濾波器算法產(chǎn)生穩(wěn)定的濾波器之后，可刪除一些不 必要的極點和零點。這可以以一些相位精度為代價荻得顯著的濾波器階數(shù)減少(直到75% )，作為結果而產(chǎn)生的濾波器不再在所有頻率處 為近似線性相位。由于人類聽覺系統(tǒng)在較高頻率對相位不敏感，所以 可容忍由于一些極點/零點的去除而引起的一些相位失真，相對于未改 變的濾波器，這些相位失真將不變得聽得到。圖25顯示與圖24相同 的濾波器的極點/零點繪圖，但是去除了近似73%的極點/零點。圖27 顯示減少之前的相位響應，圖28顯示減少之后的相位響應。刪除靠近單位圓的極點的效果主要是對它附近的頻率的局部影
響。然而，將對所有頻率有小的全面影響。因此，如圖28中所見， 刪除所有高頻極點可引起從期望的頻率響應的明顯的相位偏差。校正這樣的相位偏差的一種方法是使期望的響應預扭曲，在特征 濾波器設計中使用這樣的預扭曲?？赏ㄟ^以下方式找到合理的預扭 曲，所述方式即，找到減小的濾波器和原始濾波器之間的誤差，并迭 代地從期望的相位響應減去該誤差。從等式(10 ) 、 ( 11)和(12 )，給定D) 、 ^乂血(w)和『(w); 設e/ge"y /妙(夂血(w),(w),A0為執(zhí)行上述特征濾波器i殳計方法來i殳計長度 N的濾波器的函數(shù)，i殳_ re^ced(^ ^ PT(O)), 7V， / )為這才羊的函數(shù)，該函數(shù)首先執(zhí)行特征濾波器設計，然后，通過當根據(jù)增加角度整理極點時保持最低k個極點來將階數(shù)減少因子R，其中，通過以下公式給 出k:.2 — 1 (19)為了計算減少的校正的濾波器，首先找到左濾波器和右濾波器的未減少響應"/""丄=eigenfilter〖 ,w" w)' W〖(20) "/"",/ = eigenfilter (^f,/ ,細(勁，W(o;入W (21)計算左濾波器和右濾波器之間的相對相位a/",/沐e,/""(6;) = phase (a,""" — phase (a/u".zJ (22) 接下來，執(zhí)行若干次迭代以對傳送到特征濾波器設計例行程序的 期望的相位響應進行預扭曲。首先，發(fā)送具有原始期望的相位響應的迭代的初始值；^.w".o(勁=(24)對于每個迭代步驟i，基于更新的期望的響應計算減少的濾波器: u = eigenfilter—reduced〖^/.z^w , W(w人/ ) (25) "i,/ = eigenfilter—reduced (^/,r,虹 ,(勁，WYw),尺〗 (26)并計算左濾波器和右濾波器之間的相對相位沐e"(勁=phase (a,./ ) - phase (aa>) (27)
然后，找到當前減少的濾波器和原始的未減少的濾波器之間的誤差A,(財=unwrap (沐e"(勁 一 沐"/"〃(勁) (28)這個誤差用于更新期望的響應。然而，由于預計減少截止以上的 響應不同，所以應該對這個范圍中的響應進行最少修改，雖然期望避 免不必要的不連續(xù)。對這進行計數(shù)的一種方法是從最后校正的頻率直 到Nyquist使期望的響應轉變變成線性。一A,(尺.；r) A,(尺'；r)D, , (29);r(l 一 / )1 一 / 最后，產(chǎn)生用于下一迭代的期望的響應。^.W".w(勁- + (30)W)=知./w".,(勁—(31)為了示出這種方法，圖26顯示對給出圖27中顯示的響應的左濾 波器和右濾波器的原始相位響應。如圖28所示，在減少之后，響應 表現(xiàn)出顯著的相位偏差。為了校正偏差，對期望的相位響應進行預扭 曲。圖29顯示在五次迭代之后的預扭曲的相位響應。在圖30中這獲 得校正的相位響應。實踐中，將在八次迭代內極大地改進響應。有時，在幾次迭代改 進之后，結果將背離期望的結果，有時變得不穩(wěn)定。因此，通過迭代 跟蹤質量度量并挑選執(zhí)行最佳的迭代是有用的。在車輛中圖8(a，b)、圖9(a，b)和圖ll(a，b)顯示從每個收聽位置到兩個揚聲 器的距離差近似為0.33米的示例的濾波器和相位響應。因而，被相位 調整的第一帶分別在250Hz開始和在750Hz結束，帶結構每lkHz重 復。雖然發(fā)現(xiàn)這個示例對許多車輛環(huán)境工作，但是可通過測量特定車 輛的合適的內部尺寸來為其定制濾波器。許多車輛在車輛的前乘客區(qū)中包括左揚聲器和右揚聲器(或揚聲 器聲道)，在后乘客區(qū)中包括左揚聲器聲道和右揚聲器聲道。由于前 乘客主要從前聲道接收聲音，后乘客從后聲道接收聲音，并且由于從 乘客到揚聲器的距離對于前乘客和后乘客可不同，所以與使用與那排揚聲器和乘坐位置相關聯(lián)的A距離設計的每對濾波器一起應用本發(fā)明 的實現(xiàn)兩次是有利的， 一次用于前乘客聽到的前揚聲器， 一次用于后 乘客聽到的后揚聲器。如果存在附加排的乘客，每個乘客具有附加的 揚聲器，則可重復本發(fā)明的實現(xiàn)。結果是坐在車輛的左側和右側的每 排乘客感知到改進的成像。應該指出，由于對于離左揚聲器和右揚聲 器等距離的位置，即，坐在每排坐位中央的乘客而言IDP不再是零，所以對于坐在車輛中央的乘客而言，成像劣化。多路揚聲器許多車輛還使用多路揚聲器系統(tǒng)來再現(xiàn)全范圍的音頻頻率。典型 地，將低頻揚聲器放置在門低處，將中頻/高頻揚聲器放置在門高處或 前儀表板上。在這些多路揚聲器構造中，對低頻揚聲器到聽眾的A距 離通常與對中頻/高頻揚聲器的A距離不同。在這種情形下，如果分 頻頻率低得足以在正被相位調整的帶的頻率范圍內，則不可能設計為 對低頻和中頻/高頻揚聲器都工作的單對濾波器?？赏ㄟ^許多方式改進 這個問題。首先，由于人類聽覺系統(tǒng)在較低頻對相位更敏感一些，所以到低 頻揚聲器的A距離可用于濾波器設計，并可將相位調整的帶的頻率上 限近似降至揚聲器分頻頻率。第二，可應用本發(fā)明的實現(xiàn)多次以產(chǎn)生為低頻和中頻/高頻揚聲 器對的每對特制的分離的濾波器對。以這種方式，低頻或中頻/高頻揚聲器對的每對具有僅調整落在揚聲器的頻率范圍中的帶的濾波器，并 基于，特別是基于揚聲器對到聽眾的A距離設計每對濾波器。環(huán)繞聲如上所述，發(fā)現(xiàn)本發(fā)明的方面對存在對稱離軸的收聽位置的雙聲 道立體聲呈現(xiàn)的聲音質量有利。本發(fā)明的方面還對立體聲材料具有多 于兩個聲道(比如，多聲道環(huán)繞)的呈現(xiàn)有好處。接下來描述本發(fā)明 的方面的這樣的應用。
四聲道環(huán)繞特別是在汽車市場中，四聲道揚聲器非常普遍。由于普通的環(huán)繞 共振峰包括中央揚聲器的離散信號，所以典型地將中央信號等同地與 左信號和右信號組合，并通過左揚聲器和右揚聲器呈現(xiàn)中央信號。由 于在這種情況下左揚聲器和右揚聲器包含重要的共同內容，所以本發(fā) 明的方面對左揚聲器信號和右揚聲器信號的應用導致中央信號內容 的成像得到改進?？商鎿Q地，在與左聲道信號和右聲道信號組合之前，可將本發(fā)明 的方面僅應用于中央內容。以這種方式，對于由中央聲道信號產(chǎn)生的 共同內容，成像得到改進，但是左信號和右信號沒有改變。這假設在 左音頻信號和右音頻信號與中央內容組合之前左音頻信號和右音頻 信號之間的共同內容很少或者沒有共同內容。將本發(fā)明的方面應用于前面的左揚聲器信號和右揚聲器信號對 于在正確的感知位置中傳遞所述內容是重要的。另外，將本發(fā)明的方 面應用于后揚聲器對收聽體驗也是有利的。對于計劃來自聽眾后面、特別是6.1源(諸如Dolby Pro Logic Hx或Dolby Digital EX )的內容， 應用于后揚聲器的本發(fā)明的方面幫助確保適當?shù)豝f吏后面的虛擬圖4象 居中，并最小化聽得到的梳狀濾波效果。"Dolby"、 "Dolby Digital"、 "Dolby Pro Logic，，、 "Dolby Digital" 、 "Dolby Pro Logic IIx，，和"Dolby Digital EX，，為Dolby Laboratories Licensing Corporation的商標。在車輛中，前揚聲器和后乘客之間的直接路徑通常被前座阻擋。為了補償這，可將前內容中的一些內容混合到后揚聲器中。通過將本 發(fā)明的方面應用于后揚聲器，可以以它輔助乘客的相同方式為后乘客 改進成像。五聲道環(huán)繞或三聲道LCR呈現(xiàn) 圖19顯示當存在左揚聲器、中央揚聲器和右揚聲器時車輛前座 的收聽位置和揚聲器布局。指出，中央揚聲器可以與左揚聲器和右揚 聲器不在相同的軸上，但是這可通過引入延遲來調整。通過這種構造， 中央信號看似來自車輛的中央線(聽眾之間)，而不是每個聽眾的前面。以前的對這個問題的一個解決方案是將中央聲道信號中的一些 信號混合到左揚聲器和右揚聲器中并按比例降低中央揚聲器的級別。 由于左聽眾靠近左揚聲器、右聽眾靠近右揚聲器，所以這個解決方案 幫助把中央虛擬圖像拖一些到每個聽眾的前面。然而，這種方法受下 述事實限制，即，它還產(chǎn)生左揚聲器和右揚聲器之間的中央內容的重 要梳狀濾波。發(fā)現(xiàn)，將本發(fā)明的方面應用于左揚聲器信號和右揚聲器信號顯著地改進這個揚聲器布置中的中央虛擬成像。這顯示在圖24中。增益 參數(shù)"和6控制混合到左揚聲器和右揚聲器中的合成中央內容的量?？蛇@樣控制這些參數(shù)，以使功率守恒。也就是說，"2+62=1。六聲道或七聲道環(huán)繞 與劇院設置不同，當在車輛中使用六或七聲道時，它們通常包括 三對揚聲器加上可能的中前聲道。在這種情況下，由于與以上相同的 原因，發(fā)現(xiàn)在每對揚聲器上使用本發(fā)明的方面的實現(xiàn)是有利的。共同的A距離可用于構造濾波器或者用于最大化效果，或者每一揚聲器排 對可具有使用距最近的聽眾或沒有被坐位遮擋的最近的聽眾的唯一 的A距離而計算的唯一的濾波器。圖21a、圖21b、圖21c顯示車輛中揚聲器/聽眾布局的三個不同例子。圖21a中的示例顯示具有兩個收聽位置的四聲道揚聲器構造。由 于收聽位置處的A距離對于前揚聲器對和后揚聲器對不同，所以可使 用唯一設計的濾波器對來處理到每排揚聲器的信號。圖21b中的示例顯示更傳統(tǒng)的具有兩排聽眾的四聲道揚聲器配 置。由于前聽眾主要聽見前揚聲器，后聽眾主要聽見后揚聲器，所以 由于前座的遮擋和揚聲器的方向性，而導致可在每排與其它排沒有干 擾地使用本發(fā)明的多方面的實現(xiàn)。此外，如果每排具有不同的A距離， 則可為每排唯一地設計濾波器。圖21c中的示例顯示具有兩排聽眾的三排揚聲器。如前，前座所 提供的遮擋使得前面的聽眾主要聽見前揚聲器。在這個例子中，中間 揚聲器和后揚聲器可具有應用于為后乘客改進虛擬圖像的本發(fā)明的多方面的實現(xiàn)。由于中間揚聲器和后揚聲器具有到后聽眾的不同的A 距離，所以中間揚聲器和后揚聲器每個可具有唯一的濾波器對。實施可用硬件或軟件或者硬件和軟件的組合(比如，可編程邏輯陣列) 來實現(xiàn)本發(fā)明。除了以其它方式說明以外，作為本發(fā)明的一部分而包 括的任何算法并不是固有地與任何特定計算機或其它設備相關。具體 地講，可通過根據(jù)這里的教導而編寫的程序來使用各種通用機器，或 者可更方便地構造更專用的設備(比如，集成電路)來執(zhí)行所需的方 法步驟。因而，可在在一個或多個可編程計算機系統(tǒng)上執(zhí)行的一個或 多個計算機程序中實現(xiàn)本發(fā)明，所述可編程計算機系統(tǒng)每個包括至少 一個處理器、至少一個數(shù)據(jù)存儲系統(tǒng)(包括易失性和非易失性存儲器 和/或存儲元件)、至少一個輸入裝置或端口和至少一個輸出裝置或端 口 。程序代碼被應用于輸入數(shù)據(jù)以執(zhí)行這里所描述的功能和產(chǎn)生輸出 信息?？梢砸云谕挠嬎銠C語言(包括機器、匯編或高級別進程、邏 輯或面向對象的編程語言)實現(xiàn)每個這樣的程序以與計算機系統(tǒng)通 信。在任何情況下，所述語言可以是編譯或解釋的語言。優(yōu)選地將每個這樣的計算機程序存儲在通用或專用可編程計算 可讀的存儲介質或裝置(比如，固態(tài)存儲器或介質、或者磁介質或光 學介質)上或者將每個這樣的計算機程序下載到所述存儲介質或裝 置，以用于當計算機系統(tǒng)讀取所述存儲介質或裝置以執(zhí)行這里所描述 的過程時對計算機進行配置和操作計算機。還可考慮將本發(fā)明實現(xiàn)為 用計算機程序構造的計算機可讀存儲介質，其中，這樣構造的存儲介質使計算機系統(tǒng)以特定的預定義的方式操作以執(zhí)行這里所描迷的功能。已描述本發(fā)明的許多實施例。然而，將理解，可在不脫離本發(fā)明 的精神和范圍的情況下進行各種修改。例如，這里所描述的步驟中的 一些步驟可獨立排序，因而，可按與所描述的順序不同的順序執(zhí)行這 些步驟。
權利要求
1、一種用于減小在相對于揚聲器的某些收聽位置發(fā)生的隨頻率變化的相位差的方法，所述揚聲器在收聽空間中再現(xiàn)多個聲道中的各個聲道，所述相位差發(fā)生在相位差在主要是同相和主要是異相之間交替的一系列頻帶中，所述方法包括調整多個頻帶中的相位，在該多個頻帶中多個聲道在這樣的收聽位置為異相。
2、 根據(jù)權利要求1所述的方法，其中，所述收聽空間為車輛的內部。
3、 根據(jù)權利要求1或權利要求2所述的方法，其中，調整多個 頻帶中的相位包括滿足以下條件的頻帶如果沒有應用相位調整，因 在這樣的收聽位置的相位差產(chǎn)生的梳狀濾波通帶和谷的寬度將大于 或相當于臨界帶寬。
4、 根據(jù)權利要求1-3中的任何一個所述的方法，其中，存在兩 個聲道， 一個或多個揚聲器再現(xiàn)每個聲道。
5、 根據(jù)權利要求4所述的方法，其中，所述調整將180。相移加 到兩個聲道之間的相對相位。
6、 根據(jù)權利要求5所述的方法，其中，將一個聲道上的相位移 動90°，將另一聲道中的相位移動-90°。
7、 根據(jù)權利要求5或權利要求6所述的方法，其中，通過一組 濾波器實現(xiàn)調整，該組濾波器提供基本平坦的幅值響應和產(chǎn)生具有0° 和180。的交替帶的聲道之間的組合相位響應移動的相位響應。
8、 根據(jù)權利要求7所述的方法，其中，所述濾波器包括有限脈 沖響應(FIR)濾波器。
9、 根據(jù)從屬于權利要求5的權利要求7所述的方法，其中，所 述濾波器包括無限脈沖響應(IIR)濾波器。
10、 根據(jù)權利要求9所述的方法，其中，使用特征濾波器方法獲 得所述無限脈沖響應濾波器。
11、 被配置為執(zhí)行如權利要求1-10中任何一個所述的方法的設備。
12、 一種存儲在計算機可讀介質上的計算機程序，用于使計算機 執(zhí)行如權利要求1-10中任何一個所述的方法。
全文摘要
一種用于減小在相對于揚聲器的某些收聽位置發(fā)生的隨頻率而變化的相位差的方法包括調整多個頻帶中的相位，在所述頻帶中，多個聲道在這樣的收聽位置為異相，所述揚聲器在收聽空間中再現(xiàn)多個聲道的各個聲道，所述相差發(fā)生在相位差在主要是同相和主要是異相之間交替的頻帶序列中。這樣的相位調整包括下述頻帶，在所述頻帶中，由這樣的收聽位置處的相位差而產(chǎn)生的梳狀濾波通帶和谷的寬度將大于或等于如果沒有應用相位調整的臨界點寬度。收聽空間可以是車輛的內部。
文檔編號H04S1/00GK101401454SQ200780009089
公開日2009年4月1日 申請日期2007年3月14日 優(yōu)先權日2006年3月15日
發(fā)明者B·A·庫克, M·J·史密瑟斯 申請人:杜比實驗室特許公司