專利名稱：用于無線通信的接收器及該接收器的操作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種用于無線通信的接收器及該接收器的操作方法。 尤其是，本發(fā)明涉及一種直接變頻接收器，其通過形成和使用調(diào)制信
號的同相位(I)以及正交相位(Q)分量，能夠解調(diào)一種頻率調(diào)制(FM) 射頻(RF)信號。
背景技術(shù)：
使用直接變頻構(gòu)造以檢測接收信號的I (同相位)及Q (正交相 位)分量的傳統(tǒng)FM無線接收器可能經(jīng)歷非最佳性能。首先，這種接收 器在I與Q分量之間的相對相位和振幅中可能形成誤差。在相對相位中 的誤差，此處稱之為"相位誤差"，并且在相對振幅中的誤差，此處 稱之為"振幅誤差"，它們有時被統(tǒng)稱為"正交不平衡"誤差。而且， 接收器硬件可能在I和Q分量中引入直流(DC)偏置誤差。例如，這 種誤差可能由頻率下變頻中使用的本地振蕩器所產(chǎn)生的輻射以及該接 收器的放大器中的不均衡而導(dǎo)致。所有這些誤差可能在生成的輸出信 號中促成失真，例如，該接收器所產(chǎn)生的音頻信號。這種失真對于用 戶可能是不可接受的。
在現(xiàn)有技術(shù)中，已知用于估計前面所述的I和Q分量中的各種誤差 的流程。已經(jīng)發(fā)現(xiàn)這些流程在某些條件下可能是不準(zhǔn)確的。此外，已 知流程可能依賴于接收FM信號的調(diào)制特征，或者依賴于檢測并修正接 收信號的載波頻率和用于獲取該信號的本地振蕩器信號頻率之間的任 何頻率偏置誤差的需要。這些依賴性會增加該接收器中的處理復(fù)雜性。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的第一方面，提供一種根據(jù)隨附的權(quán)利要求中的權(quán)利
6要求l的無線接收器。
根據(jù)本發(fā)明的第二方面，提供一種根據(jù)隨附的權(quán)利要求中的權(quán)利 要求16的操作方法。
在將要描述的本發(fā)明的實施方式中，采用了一種新的且改善的流 程，以估計前述I分量和Q分量中誤差的至少其中之一。
現(xiàn)在將通過參考附圖的示例，描述本發(fā)明的實施方式，其中


圖1是實施本發(fā)明的一種直接變頻RF接收器的結(jié)構(gòu)示意圖。 圖2是實施本發(fā)明的一種可選直接變頻RF接收器的部件的結(jié)構(gòu)示意圖。
圖3是圖1或圖2的接收器的處理器中的一種操作方法的流程圖。 圖4是在處理器中使用了圖3的方法的處理器的說明性示例的結(jié)構(gòu) 示意圖。
圖5是圖4的處理器中的數(shù)據(jù)有效性檢查器中所使用的一種說明性 方法的流程圖。
圖6是相位誤差相對于RSSI (接收信號強度指示)的曲線圖，說明 當(dāng)在圖3的方法中應(yīng)用相位誤差估計時，使用第一誤差估計流程而非第 二誤差估計流程的益處。
圖7是振幅誤差相對于RSSI的曲線圖，進一步說明當(dāng)在圖3的方法 中應(yīng)用相位誤差估計時，使用第一誤差估計流程而非第二誤差估計流 程的益處。
圖8是DC誤差相對于RSSI的曲線圖，進一步說明當(dāng)在圖3的方法中 應(yīng)用DC偏置誤差估計時，對于高(好)RSSI信噪比使用第一誤差估計 流程而非第二誤差估計流程的益處。
具體實施方式
圖I示出了實施本發(fā)明的說明性RF直接變頻接收器IOO。進入接收 頻率調(diào)制RF信號x(t)經(jīng)由輸入通路101傳遞。來自輸入通路101的分支連 接103、 105分別通向兩個信道，S卩I信道110和Q信道112。接收信號x(t) 的同相位或"I"分量在I信道110中產(chǎn)生和處理。接收信號x(t)的正交相 位或"Q"分量在Q信道112中產(chǎn)生和處理。混頻器107、 109分別包含在 I信道110和Q信道112中。本地振蕩器lll生成具有與接收RF信號x(t)的 載波頻率相同頻率的基準(zhǔn)信號。基準(zhǔn)信號的第一分量直接應(yīng)用于混頻 器107，在此處，將它乘以接收RF信號x(t)。基準(zhǔn)信號的第二分量應(yīng)用 于移相器113，移相器113移動基準(zhǔn)信號的相位。來自移相器113的相移 輸出信號應(yīng)用于混頻器109，在此處，將它乘以接收RF信號x(t)。移相 器113與混頻器107和109組合，目的在于在分別應(yīng)用于混頻器107和109 的基準(zhǔn)信號的分量之間引入具有單位增益的九十(90)度的相移。在 實踐中，產(chǎn)生的相移與九十度稍有差別，為90+o;度，其中，a為誤差， 它可以為正或負值。該誤差a導(dǎo)致前面所述的相位誤差。相位誤差是I 信道110中的混頻器107和Q信道112中的混頻器109分別作為輸出所提 供的信號之間的相位不平衡。
而且，在實踐中，例如，由于混頻器107和109的不相等的增益， 引入了與單位稍微有差異的增益。引入的增益可能具有高于或低于單 位的值，產(chǎn)生前述的振幅誤差。振幅誤差是I信道110中的混頻器107和 Q信道112中的混頻器109分別作為輸出所提供的信號之間的振幅不平衡。
而且，接收器100生成剩余DC偏置，例如，這種偏置可能由硬件
組件的操作而導(dǎo)致，特別是與下述的低通濾波器i15、 in相關(guān)聯(lián)的本
地振蕩器lll以及活動組件(未示出)。這種偏置在I信道110中的混頻 器107和Q信道112中的混頻器109分別作為輸出所提供的信號中產(chǎn)生 DC偏置。這些誤差此處分別被稱為"IDC誤差"和"QDC誤差"。
從混頻器107的輸出信號通過低通濾波器115，產(chǎn)生濾波輸出同相
8位分量I(t)。從混頻器109的輸出信號通過低通濾波器117，產(chǎn)生濾波輸 出正交相位分量Q (t)。
連接119對低通濾波器115所通過的濾波輸出分量I (t)取樣，并且 連接121對低通濾波器(LPF) 117所通過的濾波輸出分量Q (t)取樣。 將連接119和121獲取的各個取樣信號，作為各個輸入，提供至振幅誤 差估計處理器123。處理器123操作，以估計與分量I (t)和Q (t)相關(guān) 的已經(jīng)被引入的振幅誤差，后面將更詳細地描述處理器123的操作。處 理器123產(chǎn)生的輸出信號是振幅誤差校正信號，其指示由振幅誤差引入 的估計增益的倒數(shù)值。該校正信號經(jīng)由連接125應(yīng)用于振幅調(diào)整器127， 振幅調(diào)整器127修正積分分量Q (t)，以消除振幅誤差。
低通濾波器115所通過的濾波輸出分量I (t)進一步被連接122所取 樣，形成對I DC誤差估計處理器124的輸入。處理器124操作，以估計 被應(yīng)用于其的濾波分量I (t)中的I DC誤差。低通濾波器117所通過的 濾波輸出分量Q (t)進一步被連接126所取樣，形成對QDC誤差估計處 理器128的輸入。處理器128操作，以估計被應(yīng)用于其的濾波輸出分量Q
(t)中的QDC誤差。處理器124和128中的每個都生成修正信號作為輸 出，它抵消了在所應(yīng)用的分量中的估計DC誤差。因此，如果通過處理 器124和128估計的DC誤差估計為+E微伏，則該處理器生成-E微伏的DC 修正信號。將來自處理器124的DC修正信號經(jīng)由連接130添加至分量I
(t)。將來自處理器128的DC修正信號經(jīng)由連接132添加至分量Q (t)。
低通濾波器115通過的濾波輸出分量I (t)進一步由連接131取樣， 并且低通濾波器117通過的濾波輸出分量Q (t)進一步由連接129取樣。 將連接129和131所獲得的取樣信號，作為各自輸入，提供至估計處理 器133的相位誤差。處理器133操作，以估計前述的相位誤差。從處理 器133的輸出信號是相位修正信號，指示需要應(yīng)用于分量Q (t)以抵消 估計相位誤差的相位調(diào)整值。將處理器133所產(chǎn)生的相位修正信號經(jīng)由 連接34應(yīng)用于移相器137。移相器137經(jīng)由包含在Q信道112中的連接135連接至低通濾波器117。從而，移相器137在通過連接126、 132和129之 后，處于濾波輸出分量Q (t)的通路上。
將修正了振幅誤差和Q DC誤差的濾波正交分量Q(t)經(jīng)由連接135 應(yīng)用于移相器137。移相器137從而應(yīng)用相位調(diào)整，該調(diào)整抵消了處理 器133所估計的相位誤差。將來自移相器137的且與修正了相位誤差和 振幅誤差以及Q DC誤差的正交分量Q (t)形式相對應(yīng)的輸出信號，應(yīng) 用于處理器139。將與由低通濾波器115作為輸出所產(chǎn)生并且修正了I DC誤差的濾波同相位分量I(t)相對應(yīng)的信號，經(jīng)由包含在I信道110中 的連接141，作為輸入應(yīng)用于處理器139。
處理器139計算根據(jù)其各自輸入，計算分量Q (t)的當(dāng)前值除以分 量I (t)的當(dāng)前值所得的商值，Q (t) /1 (t)，并且將表示該計算結(jié)果 的信號提供至進一步的處理器143。處理器143計算從處理器139所提供 的輸入信號所代表的商值的反正切(arctg)值。將來自處理器143的輸 出信號應(yīng)用于進一步的處理器145，它計算至處理器145的輸入信號關(guān) 于時間t的微分，d/dt。最后，將表示處理器145所計算的微分的輸出信 號從處理器145應(yīng)用于音頻輸出147。音頻輸出147包括變換器，例如， 音頻揚聲器，它將來自處理器145的處于電子信號形態(tài)的輸出信號轉(zhuǎn)換 成音頻信號，例如，語音信息。處理器139、 143和145以及音頻輸出147 的操作是原本已知的。
在圖1的接收器100中，應(yīng)用修正信號以分別補償振幅誤差和相位 誤差的振幅調(diào)整器127以及移相器137處于Q信道112中，以將適當(dāng)?shù)男?正應(yīng)用于正交分量Q (t)。對于那些熟悉本領(lǐng)域的人員顯而易見的是， 可選擇地，振幅調(diào)整器127和/或移相器137可以在I信道110中，以將修 正應(yīng)用于同相位分量I(t)。在這種情形下，該應(yīng)用的修正當(dāng)然將不同。
在圖1中作為獨立的處理器示出了IDC誤差估計處理器124、 QDC 誤差估計處理器128、振幅誤差估計處理器123以及相位誤差估計處理器133。然而，這些處理器之中的兩個或多個的功能可以合并為單一處 理器。這在圖2中所示的修改的接收器200中示出，其中，與圖l中的部 件相同的部件具有相同的附圖標(biāo)記。為簡明起見，并非所有接收器200 的部件在圖2中示出。在接收器200中，低通濾波器115所通過的濾波I (同相位)分量I(t)以及低通濾波器117所通過的濾波Q (正交相位)分 量Q(t)分別由單一對連接201、 203取樣。取樣I分量I (t)以及取樣Q分 量Q (t)中的每一個，此處稱之為"分量(components)"或者單數(shù)形 式的"分量(component)"，被傳送至單一誤差修正處理器205，該處 理器參考前述，分別計算IDC誤差、QDC誤差、相位誤差以及振幅誤 差中的每一個各自的值。從處理器205的連接209將輸出振幅修正信號 從處理器205傳遞至振幅調(diào)整器127，以應(yīng)用振幅調(diào)整信號，該信號抵 消處理器205估計的振幅誤差。從處理器205至在連接114處的I信道110 的連接211將DC修正信號傳遞至I信道110，該DC修正信號抵消了處理 器205所計算的IDC誤差。從處理器205至在連接135處的Q信道112的連 接213將DC修正信號傳遞至Q信道112，該DC修正信號抵消了處理器205 所計算的Q DC誤差。從處理器205的連接215將相位修正信號傳遞至移 相器137，以促使移相器137應(yīng)用相位調(diào)整，該相位調(diào)整抵消了處理器 205所估計的相位誤差。
圖1的接收器100的處理器124、 128、 123、 133中的每一個，以及 圖2的接收器200的處理器205，應(yīng)用了實施本發(fā)明的操作方法，本發(fā)明 的操作方法包含一種用于誤差估計的新流程。圖3是實施本發(fā)明的方法 300的流程圖，它示出了該新流程的使用。最初，假設(shè)將通過方法300 估計I DC誤差或Q DC誤差。在后文描述該方法估計相位誤差及振幅誤 差的適應(yīng)性。在步驟301中，要處理的分量，I分量或Q分量，以已知 方式，形成為離散連續(xù)量化樣本。形成樣本的速率可以在IO， 000和30， OOO離散樣本之間，例如，每秒20， OOO樣本。在步驟303中，對包括離
散量化樣本的當(dāng)前數(shù)據(jù)的有效性進行檢驗。有效性檢驗確定該數(shù)據(jù)對 于后面在步驟309中的使用是否有效。該有效性檢査的目的是確定在信 號振幅中是否存在突變，該突變與在這一數(shù)據(jù)緩沖時間期間的信號質(zhì)量值(例如，接收信號強度指示(RSSI)值)相關(guān)。如果存在這種突變，則該數(shù)據(jù)是無效的，因為，基于這種數(shù)據(jù)的誤差估計將給出錯誤的結(jié)果。后文將結(jié)合圖5描述用于步驟303的有效性檢查的流程的詳細 示例。在步驟305中，其在步驟303中的指示數(shù)據(jù)是有效的之后而完成， 例如，以一種已知方式，通過將包括離散樣本的數(shù)據(jù)填充至緩沖器存 儲，形成數(shù)據(jù)塊，可以根據(jù)要估計的誤差選擇數(shù)據(jù)塊的大小。對于IDC 誤差或QDC誤差估計，該塊可以具有ni個離散樣本，其中，im是介于 三百和七百之間的數(shù)字，例如，512 (29)。在步驟307中，以一種已知方式，測量接收信號x(t)的信號質(zhì)量。 測量的信號質(zhì)量值可以是RSSI (接收信號強度指示)和/或該接收信號 x(t)的S/N (信噪比)。在步驟309中，根據(jù)步驟307中測量的信號質(zhì)量 值，選擇用于估計分量樣本的塊值的流程。塊值是在步驟305中形成的 每個數(shù)據(jù)塊的代表值。在步驟309可能選擇的第一流程(此處稱之為"最 大值(MAX) /最小值(MIN)")中，得到用于數(shù)據(jù)塊的離散量化樣 本的最大值和最小值。然后，通過將該最大值和最小值相加并除以二， 得出塊值。在步驟309可能選擇的第二流程(此處稱之為"均值 (MEAN)")中，將數(shù)據(jù)塊中所有量化樣本的值相加，以得出塊總和 值。然后，該塊總和值除以該數(shù)據(jù)塊中量化樣本的數(shù)目，得出均值， 作為該塊值。第二流程近似于得出該塊關(guān)于時間的積分，然后得出該 積分的均值。如后文所述，已經(jīng)發(fā)現(xiàn)，當(dāng)接收信號x(t)質(zhì)量好時，對于 塊值估計，使用第一流程給出較準(zhǔn)確的結(jié)果。當(dāng)接收信號質(zhì)量差時， 第一流程不適合，因為在存在噪聲(噪聲電平與信號電平相當(dāng))的情 況下，難以定義信號最大值和最小值。如后文所述，當(dāng)信號質(zhì)量差時， 第二流程給出較好的結(jié)果，因而被使用。尤其是，當(dāng)RSSI高于(好于)-95dBm (在五十(50)歐姆射頻(RF) 系統(tǒng)中，低于l毫瓦九十五分貝)時，第一流程給出較好的結(jié)果?？蛇x 地，當(dāng)S/N值大于三十五(35)分貝時，第一方法給出較好的結(jié)果。步 驟309生成"1"輸出，以指示在步驟309中選擇第一流程，并且，可選地，生成"2"輸出，以指示在步驟309中選擇第二流程。如果步驟309生成"1"輸出，隨后是步驟311，其中使用上述第一 流程估計分量的塊值。如果步驟309生成"2"輸出，隨后是步驟313， 其中使用上述的第二流程估計分量的塊值。在步驟315中，使用步驟311 或步驟313所估計的塊值，估計誤差。該誤差是前述的IDC誤差和QDC 誤差之一，并且以一種已知方式，在步驟315中進行估計。在下文給出 執(zhí)行不同誤差估計的計算流程的示例。最后，在步驟307中，應(yīng)用修正信號，以抵消如上所述估計的IDC 誤差或QDC誤差。在要估計相位誤差或振幅誤差的情形下，可以使用方法300的一種 修正形式，其中在應(yīng)用步驟311或步驟313之前，進一步處理步驟305中 形成數(shù)據(jù)塊的數(shù)據(jù)，以形成進一步的數(shù)據(jù)塊，因此，將步驟311和313 應(yīng)用于通過進一步處理從I或Q分量樣本的塊得出的數(shù)據(jù)塊。進一步處 理的說明性示例在后文描述。在要估計的誤差是相位誤差的情形下， 在步驟305中形成的初始數(shù)據(jù)塊具有ri2個離散樣本，其中，n2是介于1000 和3000之間的數(shù)字，例如，2048 (211)。在要估計的誤差是振幅誤差 的情況下，在步驟305中形成的初始數(shù)據(jù)塊可能具有n3個離散樣本，其 中n3是介于3000和5G00之間的數(shù)字，例如，4096 (212)。再次將步驟 307至305應(yīng)用于相位和振幅誤差估計?？梢砸砸环N已知方式，執(zhí)行步 驟317中用于估計相位誤差的誤差估計，例如，如下文所述，與用于IDC 或QDC誤差估計的方式不同?？梢砸砸环N已知方式，執(zhí)行步驟317中用 于用于估計振幅誤差的誤差估計，例如，如下文所述，與用于IDC或Q DC以及相位誤差估計的方式不同。圖4示出了處理器400的功能單元，該處理器400是圖2的處理器205 的示例，示出了方法300的應(yīng)用，用于同時估計IDC誤差、QDC誤差、 相位誤差以及振幅誤差中的每一個。在圖4中，輸入接收信號x(t)的I分13量I (t)和Q分量Q (t)分別由連接201和203取樣，如前文結(jié)合圖2所述 的。通過以已知方式操作的I量化器401，以一種已知方式，最初將I分 量I (t)初始分成離散、連續(xù)和量化的樣本。這些樣本此處被稱之為"I 數(shù)據(jù)"。同樣，通過Q量化器403，最初將Q分量Q (t)分成離散、連續(xù) 和量化的樣本。這些樣本在此處被稱之為"Q數(shù)據(jù)"。例如，被選取以 形成I數(shù)據(jù)和Q數(shù)據(jù)的每一個的每個量化樣本的大小，可以是約50 (五 十)微秒，使用每秒約2萬樣本的量化樣本的速率。I量化器401并行連接至，并且將I數(shù)據(jù)提供至I有效性緩沖器405、 I DC數(shù)據(jù)緩沖器411、 I相位數(shù)據(jù)緩沖器413以及I振幅(amp.)數(shù)據(jù)緩沖 器415。同樣，Q量化器403并行連接至，并且將Q數(shù)據(jù)提供至有效性緩 沖器407、QDC數(shù)據(jù)緩沖器417、Q相位數(shù)據(jù)緩沖器419以及Q振幅(amp.) 數(shù)據(jù)緩沖器421。緩沖器405、 407、 411、 413、 415、 417、 419以及421中的每一個 包括一個用于將數(shù)據(jù)添加于其中的臨時存儲。這些緩沖器中的每一個 具有能夠容納的I數(shù)據(jù)或Q數(shù)據(jù)中的最大容量。I有效性緩沖器405和Q有 效性緩沖器407的每一個的最大容量可以是，例如，256 (二百五十六) 個量化樣本。I DC數(shù)據(jù)緩沖器411和Q DC數(shù)據(jù)緩沖器417的最大容量可 以是，例如，512 (五百一十二)個量化樣本。I相位數(shù)據(jù)緩沖器413以 及Q相位數(shù)據(jù)緩沖器419的最大容量可以是，例如，2048 (二千零四十 八)個量化樣本。I振幅數(shù)據(jù)緩沖器415以及Q振幅數(shù)據(jù)緩沖器421的最 大容量可以是，例如，4096 (四千零九十六)個量化樣本。當(dāng)緩沖器405、 407、 411、 413、 415、 417、 419以及421中每一個 都充滿時，將其中的數(shù)據(jù)以I或Q數(shù)據(jù)樣本塊形式作為數(shù)據(jù)輸出而提供， 塊大小等于存儲在生成該塊的緩沖器中的量化樣本的最大數(shù)量。然后， 每個緩沖器進一步接收輸入數(shù)據(jù)，直至其再次充滿等。將來自I有效性緩沖器405的I數(shù)據(jù)塊以及來自Q有效性緩沖器407的Q數(shù)據(jù)塊，傳遞至有效性檢查器409。由于在振幅(信號質(zhì)量)中沒 有發(fā)生突變，有效性檢測器409操作，以確定其所接收的I及Q數(shù)據(jù)是否 有效。下文將結(jié)合圖5，更為詳細地描述有效性檢査器409的操作。如果有效性檢査器409確定其所檢查的數(shù)據(jù)塊有效，它允許來自I 量化器301的已檢查的I數(shù)據(jù)塊被添加至緩沖器411、 413、 415，并且允 許來自Q量化器403的已檢查的Q數(shù)據(jù)塊被添加至緩沖器417、419和421。 因此，向緩沖器411、 413、 415、 417、 419和421添加數(shù)據(jù)，取決于有 效性檢查器409允許添加每個給定的已檢査的數(shù)據(jù)塊。如果有效性檢査 器409確定其所檢查的數(shù)據(jù)塊為無效，它停止將來自I量化器301的相應(yīng)I 數(shù)據(jù)塊添加至緩沖器4U、 413、 415，并且停止將來自Q量化器403的相 應(yīng)Q數(shù)據(jù)塊添加至緩沖器417、 419和421。當(dāng)有效性檢查器409允許時， 到緩沖器411、 413、 415、 417、 419和421中的每一個的數(shù)據(jù)添加一直 繼續(xù)進行直到每個緩沖充滿。然后，每個緩沖器將該數(shù)據(jù)作為數(shù)據(jù)塊 輸出而提供，并且開始重新填充等。將I DC數(shù)據(jù)緩沖器411連接至I DC估計流程選擇器423，以使得當(dāng)I DC數(shù)據(jù)緩沖器411充滿時，它向IDC估計流程選擇器423提供I數(shù)據(jù)塊。 將I相位數(shù)據(jù)緩沖器413連接至I相位估計流程選擇器425，以使得當(dāng)I相 位數(shù)據(jù)緩沖器413充滿時，它向I相位估計流程選擇器425提供I數(shù)據(jù)塊。 I將振幅數(shù)據(jù)緩沖器415連接至I振幅估計流程選擇器427，以使得當(dāng)I振 幅數(shù)據(jù)緩沖器415充滿時，它向I振幅估計流程選擇器427提供I數(shù)據(jù)塊。 將Q DC數(shù)據(jù)緩沖器417連接至Q DC估計流程選擇器429，以使得當(dāng)Q DC數(shù)據(jù)緩沖器417充滿時，它向QDC估計流程選擇器429提供Q數(shù)據(jù)塊。 將Q相位數(shù)據(jù)緩沖器419連接至Q相位估計流程選擇器431，以使得當(dāng)Q 相位數(shù)據(jù)緩沖器419充滿時，它向Q相位估計流程選擇器431提供Q數(shù)據(jù) 塊。將Q振幅數(shù)據(jù)緩沖器421連接至Q振幅估計流程選擇器433，以使得 當(dāng)Q振幅數(shù)據(jù)緩沖器421充滿時，它向Q振幅估計流程選擇器433提供Q 數(shù)據(jù)塊。選擇器423、 425、 427、 429、 431和433中的每一個，為向其提供 的每個數(shù)據(jù)塊，選擇一種流程，用于該數(shù)據(jù)塊的數(shù)據(jù)塊值的估計。將 選擇器423、 425、 427、 429、 431和433中的每一個連接至一個RSSI測 量器434 (它可能處于處理器205外部)。RSSI測量器434以一種已知方 式測量值，該值對于選擇器423、 425、 427、 429、 431和433中每一個 所接收的數(shù)據(jù)塊，是輸入接收信號x(t)的RSSI (接收信號強度指示)的 當(dāng)前值。將當(dāng)前測量RSSI值從RSSI測量器434，提供至選擇器423、 425、 427、 429、 431和433中每一個。選擇器423、 425、 427、 429、 431和433 中每一個，根據(jù)當(dāng)前測量RSSI值，選擇前文所定義的第一流程("最 小值/最大值")或第二流程("均值")。因此，當(dāng)測量RSSI值高于(好于)預(yù)定閾值時，選擇器423、 425、 427、 429、 431和433中每一 個選擇第一流程，用于執(zhí)行塊值估計，并且當(dāng)測量RSSI值不大于預(yù)定 閾值時，選擇第二流程，用于執(zhí)行塊值估計。優(yōu)選地，RSSI閾值為-95dBm(在50歐姆RF系統(tǒng)中，低于l毫瓦九十五分貝)?？傊?，在選擇器423、 425、 427、 429、 431和433的每一個都可以 使用不同閾值，以確定是否使用第一或第二流程。然而，可以方便地 使用共同閾值。將I DC估計流程選擇器423連接至I DC誤差估計器435，并且將每 塊IDC數(shù)據(jù)以及其所選擇的用于估計相應(yīng)數(shù)據(jù)塊值的流程的指示，傳 遞至估計器435。將Q DC估計流程選擇器429連接至Q DC誤差估計器 436，并且將每塊QDC數(shù)據(jù)以及其所選擇的用于估計相應(yīng)數(shù)據(jù)塊值的 流程的指示，傳遞至估計器436。 IDC誤差估計器435以及QDC誤差估 計器436中的每一個都使用所選擇的流程，估計該數(shù)據(jù)塊值的值，然后， 進一步使用該數(shù)據(jù)塊值，以一種已知方式估計DC偏置誤差。IDC估計 器435向連接211 (圖2)提供作為IDC修正信號的輸出，并且QDC估計 器436向連接213 (圖2)提供作為QDC修正信號的輸出。例如，IDC偏置誤差可以使用如于2006年3月18日提交的英國專利16申請?zhí)朑B0505493.7，題為"Receiver for receipt and demodulation of a frequency modulated RF signal and a method of operation"， 等同于2006 年2月26日提交的國際申請?zhí)朠CT PCT/US06/06821 (在此引入其全部內(nèi) 容作為參考)中所述的流程在IDC估計器435中估計。該流程使用的計 算基于該關(guān)系HW①dc—est =丄f I(t)dt[等式l ]其中，HW(I)dc—est為要估計的IDC偏置誤差。類似地，QDC偏置 誤差可以在IDC估計器436中估計，如英國專利申請?zhí)朑B 0505493.7中 所述，使用的計算基于該關(guān)系HW(Q)dc一est = * f Q(t)dt [等式2]其中，HW(Q)ck^est為要估計的Q DC偏置誤差。與等式1和等式2 相關(guān)的第一流程和第二流程的使用在后文進一步分析。將圖4中I相位估計流程選擇器425以及Q相位估計流程選擇器431 連接至相位誤差估計器437，并且選擇器425和431中的每一個，將每個數(shù)據(jù)塊及其所選擇用于估計數(shù)據(jù)塊值的流程的指示一起傳送。估計器 437使用其所接收的數(shù)據(jù)塊估計相位誤差值。因此，相位誤差估計器437 生成輸出相位誤差修正信號，該信號經(jīng)由連接215傳送至移相器137 (圖 2)，以修正估計相位誤差。例如，可以通過估計器437估計誤差，如公開的英國專利說明書號 GB-A-2414609 (在此引入其全部內(nèi)容作為參考)所述，使用的計算基 于該關(guān)系<formula>formula see original document page 18</formula> [等式3]<formula>formula see original document page 18</formula> [等式4] 其中，L為矢量內(nèi)積，s為要確定的相位誤差，0為頻率調(diào)制信號， 其可以是已知用于相位誤差計算目的，t為時間，T為使用的積分時間(前 文所述的相位數(shù)據(jù)塊的長度)，并且A為信號振幅。s的值可能通過尋 找L (s)的絕對值的最小值而單獨地得出。如果如GB-A-2414609所述來計算相位誤差，估計器215為I相位數(shù) 據(jù)塊中的I (t)的每一個量化值以及Q相位數(shù)據(jù)塊中的每一個量化值Q (t)形成乘積，從而形成乘積值的數(shù)據(jù)塊。然后，將用于估計數(shù)據(jù)塊 值的選擇的流程應(yīng)用于乘積值的數(shù)據(jù)塊。從該數(shù)據(jù)塊值，可以得出向 量內(nèi)積L。將I振幅流程選擇器427以及Q振幅流程選擇器433連接至振幅誤差 估計器439。選擇器427和433中每一個，將每個數(shù)據(jù)塊及其所選擇用于 估計數(shù)據(jù)塊值的流程的指示一起傳送。估計器439以一種已知方式，估 計振幅誤差值。因此，振幅誤差估計器439生成輸出振幅誤差修正信號， 該信號經(jīng)由連接209傳送至振幅調(diào)整器127 (圖2)，以修正估計振幅誤 差。例如，可以如公開的英國專利說明書號GB-A-2415846 (在此引入 其全部內(nèi)容作為參考)所述來估計該振幅誤差，使用的計算基于該關(guān) 系<formula>formula see original document page 18</formula>其中，"為振幅誤差，其它符號如上面所定義。如果如GB-A-2415846中所述，使用上面的等式5計算振幅誤差， 估計器439為在I相位數(shù)據(jù)塊中的I (t)的每一個量化值，形成一個平方 值，并且為在Q相位數(shù)據(jù)塊中的Q (t)的每一個量化值，形成一個平方 值，從而形成每一個單獨平方值的數(shù)據(jù)塊。然后，將用于估計I數(shù)據(jù)的 數(shù)據(jù)塊值的已選擇流程，應(yīng)用于I(t)平方值的數(shù)據(jù)塊。將用于估計Q數(shù) 據(jù)的數(shù)據(jù)塊值的已選擇流程，應(yīng)用于Q(t)平方值的數(shù)據(jù)塊。結(jié)果，使用 等式5，估計器439求出用于I (t)平方值數(shù)據(jù)塊的塊值與用于Q (t)平 方值數(shù)據(jù)塊的塊值的商值，并且求出該商值的平方根，從該平方根，1 + a，從而很容易得出"。圖5是圖4所示的有效性檢查器409的操作方法500的流程圖。在步 驟501中，將I數(shù)據(jù)塊從I有效性緩沖器405傳遞。在步驟503中，該數(shù)據(jù) 被分成兩個矢量(部分)V1和V2。矢量V1和V2是分別在數(shù)據(jù)塊的第一 半部分和第二半部分的量化樣本。在步驟505中，得出矢量V1和V2的最大值V1匪和V2麗以及最小值Vlmin和V2min。在步驟507中，計算矢量Vl和V2的Delta值。Vl的Delta值Delta 1是V1最大值V1 max和Vl最小值 VI min之間的差。V2的Delta值Delta 2是V2最大值V2隨和V2最小值 V2n^之間的差。在步驟509中，應(yīng)用一種算法，以確定I數(shù)據(jù)是否有效。 這通過兩個條件1和2以及確定是否條件1和2得到滿足來執(zhí)行。條件l和 2定義如下條件l: Delta 1的值介于T2'Delta2的值與Tl'Delta2的值之間，其 中T2和T1是預(yù)定乘數(shù)，并且" "代表乘法運算；以及條件2: V1麗的值介于T2'V2謹?shù)闹岛蚑1'V2隨的值之間，其中， T1和T2以及" "如條件l中所述。通過根據(jù)方法500中所使用的其它條件的分析，可以得出用于應(yīng)用 條件1和2的T1和T2的適當(dāng)值。對于50 (五十)微秒長的量化樣本以及 256 (二百五十六個)量化樣本的有效性數(shù)據(jù)塊，典型值分別為0.96和 1.04。步驟509所產(chǎn)生的指示條件1和條件2是否均被滿足的信號，將輸入 提供至步驟513。在步驟511中，將與在步驟509中所應(yīng)用的算法類似的 算法應(yīng)用于Q數(shù)據(jù)，以確定該Q數(shù)據(jù)是否有效。步驟511處于與步驟501 至507類似的步驟(未示出)之后。步驟511所產(chǎn)生的指示步驟511中應(yīng) 用的算法是否已經(jīng)得出該Q數(shù)據(jù)是有效的信號，也將輸入提供至步驟 513。步驟513確定在相應(yīng)塊中的I數(shù)據(jù)和Q數(shù)據(jù)是否均有效，如步驟509 和511的輸出所指示的。如果在步驟513中發(fā)現(xiàn)I數(shù)據(jù)和Q數(shù)據(jù)中的一個 或兩個為無效，步驟513在步驟515中生成"NO"輸出，指示I和Q數(shù)據(jù) 為無效。如果在步驟513中發(fā)現(xiàn)I數(shù)據(jù)和Q數(shù)據(jù)均有效，步驟513在步驟 519中生成"YES"輸出，指示I和Q數(shù)據(jù)為有效。如果步驟513生成"NO"輸出，指示步驟515中的I和Q數(shù)據(jù)為無效， 則步驟517隨后生成指示，指示已經(jīng)分析的無效數(shù)據(jù)塊將不被添加到緩 沖器411和421。如果步驟513生成"YES"輸出，指示在步驟519中I和Q 數(shù)據(jù)是有效的，有效性檢查器409發(fā)出信號，指示已經(jīng)分析的有效數(shù)據(jù) 塊可以被添加至緩沖器411和421。當(dāng)接收信號質(zhì)量大于預(yù)定閾值時，在實施本發(fā)明的方法300的步驟 311中使用第一流程的益處，可以通過實際實驗和/或數(shù)理分析，通過獨 立地使用第一和第二流程中的每一個將誤差估計(或來自已知誤差的 估計誤差的偏差)繪制為RSSI的函數(shù)來闡述。為了論證在振幅誤差估計中使用第一流程的益處，執(zhí)行如下的實際實驗。在具有已知特性的接收器中檢測已知頻率調(diào)制信號，即具有750Hz頻率偏差(此處稱之為"DPL/PL")的67Hz (六十七赫茲)數(shù) 字專線子音頻信令。所使用的接收器中接收信號的振幅誤差已知為2%(百分之二)。使用八(8)秒的數(shù)據(jù)分析時間，將160，000個離散數(shù)據(jù) 樣本分成具有4096個樣本長度的塊。估計作為接收信號的測量RSSI的 函數(shù)的振幅誤差。單獨使用上述的第一和第二流程，以獲得用于振幅 誤差估計的塊值。圖6示出了獲得的結(jié)果。圖6是以百分比(基于該振 幅)為單位的估計振幅誤差從已知振幅誤差的偏差的曲線圖600，與以 dBm (在50歐姆RF系統(tǒng)中，低于l毫瓦的分貝)為單位的RSSI對比而繪 制。理想地，該偏差應(yīng)為零。虛垂直線603所示的-95dBm的閾值將低(差)和高(好)RSSI值區(qū)分開來。曲線605指示使用前文所述的第一 流程("最小值/最大值")時，在低RSSI值的振幅誤差偏差，并且曲 線607指示使用前文所述的第二流程("均值")時，在低RSSI值的振 幅誤差偏差。曲線607所示的偏差保持接近零，而曲線605所示的偏差 對于處于閾值603以下的RSSI值不理想地迅速上升。因此，對于低于(差 于)RSSI閾值603的RSSI值，第二流程("均值")給出更好的性能， 從而被選擇用于塊值估計。曲線601指示使用前文所述的第一流程("最 小值/最大值")時，在高RSSI值的振幅誤差偏差，并且曲線602指示使 用前文所述的第二流程("均值")時，在高RSSI值的振幅誤差偏差。 曲線601所示的偏差比曲線602所示的偏差更接近于零。因此，對于高 于(好于)RSSI閾值603的RSSI值，第一流程("最小值/最大值") 給出更好的性能，從而被選擇用于塊值估計。為了闡述在相位誤差估計中使用第一流程的益處，通過如上所述 的用于振幅誤差分析的相同接收器，檢測已知相同的頻率調(diào)制信號。 所使用的接收器中接收信號的相位誤差已知為四(4)度。再次使用八 (8)秒的數(shù)據(jù)分析時間，以提供160,000個離散數(shù)據(jù)樣本，這些樣本被 分成具有2048個樣本長度的塊。使用上述的第一和第二流程，獨立估 計作為接收信號的測量RSSI的函數(shù)的相位誤差，以獲得用于相位誤差 估計的塊值。圖7示出了得出的結(jié)果。圖7是以度為單位的估計相位誤21差從已知相位誤差的偏差的曲線圖700，與以dBm(在50歐姆RF系統(tǒng)中， 低于l毫瓦的分貝)為單位的RSSI進行對比而繪制。理想地，該偏差應(yīng) 為零。得出的結(jié)果與圖6的曲線圖600中繪制的振幅誤差估計的結(jié)果相 似。虛垂直線703所示的-95dBm的閾值將低(差)和高(好)RSSI值區(qū) 分開來。曲線705指示使用前文所述的第一流程("最小值/最大值") 時，在低RSSI值的相位誤差偏差，并且曲線707指示使用前文所述的第 二流程("均值")時，在低RSSI值的相位誤差偏差。曲線707所示的 偏差保持接近零，而曲線705所示的偏差對于處于閾值703以下的RSSI 值不理想地迅速上升。因此，對于低于(差于)RSSI閾值703的RSSI 值，第二流程("均值")給出更好的性能，從而被選擇用于在相位 誤差確定中所使用的塊值估計。曲線701指示使用前文所述的第一流程 ("最小值/最大值")時，在高RSSI值的相位誤差偏差，并且曲線702 指示使用前文所述的第二流程("均值")時，在高RSSI值的相位誤 差偏差。曲線701所示的偏差比曲線702所示的偏差更接近于零。因此， 對于高于(好于)RSSI閾值603的RSSI值，第一流程("最小值/最大 值")給出更好的性能，從而被選擇用于在相位誤差確定中所使用的 塊值估計。當(dāng)比較第一和第二流程，以用于提供估計DC誤差的塊值時，第二 ("均值")流程在低(差)RSSI值再次表現(xiàn)出好于第一 ("最小值/ 最大值")流程。然而，對于高(好)RSSI值，第二 ("均值")流 程能夠產(chǎn)生大的估計誤差。這可以進行如下的詳細分析前面給出的等式l可以被重寫如下HW (I)dc—est =丄f I(t)dt =丄f (HW(I)dc + Acos(20n(wmt)))dt =丁HW(I)dc + 〖(J 。 (2《)+ 2尤J k (27|fd )c。s(2kco ra t脾= HW(I)dc + AJ。(27ifd) [等式6]其中J表示貝塞耳函數(shù)；K表示貝塞耳函數(shù)的階；Jo表示零階貝塞耳函數(shù)(等于常數(shù))；HW(I)dc是接收器硬件所導(dǎo)致的實際IDC偏置誤差；A為接收信號的振幅；A具有對RSSI值的已知的比例；力為在已知頻率調(diào)制信號中所使用的以赫茲為單位的偏差頻率；A為以每秒弧度來為單位的該已知調(diào)制信號的角頻率(例如，已知"PL/DPL"音頻信令音調(diào))；以及 T為積分時間。上述給定參數(shù)的典型值可應(yīng)用如下HW(I)dc = 3 x l(T3伏特； 力=750赫茲； J"2機)=8.2x10-3.使用這些典型值，利用等式3，能夠?qū)⒂糜?60 dBm的RSSI值的 HW(I)dc—est (以伏特為單位)計算為HW(I)dc + 9.8 x IO-3。也使用這些 典型值，利用等式6，能夠?qū)⒂糜?110dBm的RSSI值的HW(I)dc—est(以 伏特為單位)計算為HW(I)dc + 32 x 10—6。從這些計算中可以看出， HW(I)dc一est與用于-llO dBm的RSSI值的HW(I)dc基本相同，而用于-60 dBm RSSI值的HW(I)dc—est顯著地不同于真實值HW(I)dc。對于-60 dBm RSSI值的這種差異是由于在前文所定義的第二流程("均值")中， 使用近似積分函數(shù)來估計HW(I)dc一est。然而，取而代之，如果使用前 文所定義的第一流程("最小值/最大值")來估計HW(I)dc一est，得出 的結(jié)果與HW(I)dc基本相同。當(dāng)估計HW(Q)dc一est時，獲得相似的結(jié)果。 圖8中給出了用于高RSSI值的H Wdc—est和H Wdc的散度的曲線圖說明。圖8是當(dāng)存在已知0.005伏特的DC偏置誤差時，對于RSSI的高值， 與以犯m (在50歐姆RF系統(tǒng)中，低于l毫瓦的分貝)為單位的RSSI進行對比而繪制的估計DC誤差的曲線圖800。使用通過應(yīng)用專利申請GB 0505493.7所描述的且在上文等式6中所總結(jié)的DC誤差計算流程進行數(shù) 學(xué)分析而獲得的結(jié)果繪制曲線圖800。圖8中的曲線801指示當(dāng)使用上述 的第二流程("均值")而得出塊值時所獲得的結(jié)果。線803指示0.005 伏的應(yīng)用DC誤差(這個可能是在分量I(t)或分量Q(t)中的誤差)。使用 上述的均值流程("最小值/最大值")所獲得的結(jié)果提供圖表(plot)， 它基本上與線803相符?？梢詤⒄涨懊娼o出的等式6，對此作如下解釋。 如果使用第一流程("最小值/最大值")執(zhí)行積分來獲得塊值，那么 獲得的結(jié)果僅是HW(I)dc，因為在等式6的第二線上的其他項彼此抵消。 然而，如果使用第二流程("均值")，那么所獲得的結(jié)果為HW(I)dc + AJ。(27!/d)，如在等式6的第三線中。因此，對于在-95 dBm以上的 高(好)RSSI值，估計DC誤差從0.005伏特快速偏離，如用于第二流程 ("均值")的曲線801所示，但是對于第一流程("最小值/最大值")， 基本保持在線803上，即，基本保持等于0.005伏特。這些結(jié)果可通過實 驗驗證來確認?？傊颂幟枋龅谋景l(fā)明的具體實施方式
允許在廣泛的動態(tài)范圍 內(nèi)，準(zhǔn)確估計DC誤差、振幅誤差以及相位誤差。此處所述的本發(fā)明實 施方式在第一和第二流程中所使用的兩種不同算法之間轉(zhuǎn)換的能力， 例如，方法300的步驟311和313，允許根據(jù)接收信號質(zhì)量，獲得第一和 第二流程中每一個的優(yōu)勢。此外，在本發(fā)明的實施方式中，誤差估計 不像在現(xiàn)有技術(shù)中那樣，依賴于(i)接收FM信號的調(diào)制特征或(ii) 檢測和修正任何接收信號的載波頻率與用于獲得該信號的本地振蕩器 信號頻率之間的頻率誤差的需要。這導(dǎo)致了算法收斂速度，即，達到 誤差估計結(jié)果的速度，該速度快于任何現(xiàn)有技術(shù)的速度。盡管就上述實施方式而言，已經(jīng)對本發(fā)明作了描述，尤其是參考 了附圖，但其并不限于這些實施方式中所述的具體形式。更確切地說， 本發(fā)明的范圍僅受隨附的權(quán)利要求的限制。在權(quán)利要求中，詞語"包 括(comprising)"或"包含(including)"并不排除其他完整體或步驟的存在。而且，盡管分別地列出，但多個裝置、元件或方法步驟可 以通過，例如，單一單元或處理器來實現(xiàn)。此外，盡管在不同權(quán)利要 求中可能包含個別特征，這些特征可能被有利地組合，并且包含在不 同權(quán)利要求中并不意味著特征的組合是不可行的和/或有利的。另外，
單數(shù)提及并不排除多數(shù)。因此，"一個(a)"、"一個(an)"、"第 一 (first)"、"第二 (second)"等提及并不排除多數(shù)。
權(quán)利要求
1. 一種用于通過直接變頻流程接收和解調(diào)頻率調(diào)制RF(射頻)信號的無線接收器，包括用于生成和處理接收信號的同相位和正交相位分量的信道；以及處理器，所述處理器用于周期性地估計所述同相位和正交相位分量至少之一的誤差，以及用于生成調(diào)整所述同相位和正交相位分量至少之一的信號，以補償所估計的誤差，其中，所述處理器用于選擇性地應(yīng)用多個不同流程中的每一個來估計所述誤差，所述流程包括當(dāng)所接收RF信號的信號質(zhì)量值高于閾值時所應(yīng)用的第一流程，以及當(dāng)所接收RF信號的信號質(zhì)量值不高于所述閾值時所應(yīng)用的第二流程。
2. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的接收器，包括信號質(zhì)量估計器，可操作 地耦合到所述處理器，以向所述處理器提供對所接收RF信號的當(dāng)前信 號質(zhì)量的測量，并且所述處理器用于響應(yīng)接收所述測量，以選擇用于 估計所述誤差的流程。
3. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的接收器，其中，所述信號質(zhì)量估計器用 于測量所接收RF信號的RSSI (接收信號強度指示)，并且所述處理器 用于當(dāng)所接收RF信號具有高于-95dBm (在五十歐姆RF系統(tǒng)中，低于l 毫瓦九十五分貝)的RSSI閾值的測量RSSI值時，應(yīng)用所述第一流程。
4. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的接收器，其中，所述信號質(zhì)量估計器用 于測量所接收RF信號的信噪比，并且所述處理用于當(dāng)所接收信號具有 大于35分貝的信噪比閾值的信噪比測量值時，應(yīng)用所述第一流程。
5. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的接收器，其中，所述第一流程包括形成 從所接收RF信號的同相位分量或正交相位分量得出的數(shù)據(jù)的離散樣本 的塊，估計所述塊的所述離散樣本的最大值和最小值，并且估計所述 最大值和最小值的均值。
6. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的接收器，其中，所述第二流程包括估計 從所接收RF信號的同相位分量或正交相位分量得出的數(shù)據(jù)樣本的塊中 的所有離散樣本的和，并且將所述和除以所述塊中的離散樣本的數(shù)目。
7. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的接收器，其中，所述處理器用于選擇性 地通過所述第一流程和所述第二流程，估計從所接收RF信號的所述同 相位分量或所述正交相位分量中每一個得出的數(shù)據(jù)離散樣本的塊的塊 值。
8. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的接收器，其中，所述處理器用于估計所 接收RF信號的所述同相位分量或所述正交相位分量的DC偏置誤差，并 且發(fā)出提供調(diào)整的信號以補償所估計的DC偏置誤差。
9. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的接收器，其中，所述處理器用于在所述 第一流程中以及可選地在所述第二流程中，使用iM個離散樣本的連續(xù) 塊，其中，q為介于300到700之間的數(shù)字。
10. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的接收器，其中，所述處理器用于估計相 位誤差，所述相位誤差由所接收RF信號的所述同相位與正交相位分量 之間的相位相對差值的誤差組成，并且所述處理器用于發(fā)出提供調(diào)整 的信號以補償所估計的相位誤差。
11. 根據(jù)權(quán)利要求10所述的接收器，其中，所述處理器用于使用 n2個離散樣本的連續(xù)塊進行相位誤差估計，其中，ti2為介于1000到3000之間的數(shù)字。
12. 根據(jù)權(quán)利要求10所述的接收器，其中，應(yīng)用所述第一或第二 流程進行相位誤差估計的所述樣本塊包括所述同相位分量的離散樣本 與所述正交相位分量的相應(yīng)的離散樣本的乘積的樣本塊。
13. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的接收器，其中，所述處理器用于估計振 幅誤差，所述振幅誤差是所接收RF信號的所述同相位和正交相位分量 之間的振幅相對比率的誤差，并且所述處理器用于發(fā)出提供調(diào)整的信 號以補償所估計的振幅誤差。
14. 根據(jù)權(quán)利要求ll所述的接收器，其中，所述處理器用于使用 n3個離散樣本的連續(xù)塊進行振幅誤差估計，其中，n3為介于3000到5000 之間的數(shù)字。
15. 根據(jù)權(quán)利要求ll所述的接收器，其中，所述處理器用于選擇 性地通過所述第一流程和所述第二流程，估計從所接收RF信號的所述 同相位分量或所述正交相位分量中每一個的離散樣本得出的數(shù)據(jù)塊的 塊值，其中，每一所述塊都包括所述離散樣本的值的平方的塊。
16. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的接收器，其中，在所述第一流程中，以 及可選地在第二流程中，所述離散樣本以介于每分鐘10,000到30，000離 散樣本之間的比率而形成。
17. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的接收器，其中，所述處理器用于應(yīng)用這 樣的流程，所述流程用于確定代表離散樣本的數(shù)據(jù)對于用于所述第一 流程中是否有效，所述離散樣本被包括在或轉(zhuǎn)換成要應(yīng)用所述第一流 程的數(shù)據(jù)塊。
18. —種用于通過直接變頻流程接收和解調(diào)頻率調(diào)制RF (射頻) 信號的無線接收器中的操作的方法，該方法包括生成接收RF信號的同 相位和正交相位分量；周期性地估計所述同相位和正交相位分量至少 之一的誤差，以及將調(diào)整應(yīng)用于所述同相位和正交相位分量至少之一， 以補償所估計的誤差，其中，所述誤差估計包括選擇性地應(yīng)用多個不 同流程中的每一個，所述流程包括當(dāng)所接收RF信號的信號質(zhì)量值高于閾值時所應(yīng)用的第一流程，以及當(dāng)所接收RF信號的信號質(zhì)量值不高于 所述閾值時所應(yīng)用的第二流程。
全文摘要
一種用于通過直接變頻流程而接收和解調(diào)頻率調(diào)制RF(射頻)信號的無線接收器(100)，包括用于生成接收RF信號的同相位和正交相位分量的信道(110，112)；以及處理器(123，133)，用于周期性地估計在所述同相位和正交相位分量至少之一中的誤差，以及用于生成調(diào)整所述同相位和正交相位分量至少之一的信號，以補償所述檢測誤差，其中，所述處理器用于選擇性地應(yīng)用多個不同流程中的每一個來估計所述誤差，所述流程包括當(dāng)所述接收RF信號的信號質(zhì)量值高于閾值時所應(yīng)用的第一流程，以及當(dāng)所述RF接收信號的信號質(zhì)量值不高于所述閾值時所應(yīng)用的第二流程。
文檔編號H04L27/00GK101536443SQ200780015358
公開日2009年9月16日 申請日期2007年4月13日 優(yōu)先權(quán)日2006年4月28日
發(fā)明者奧瓦迪亞·格羅斯曼, 尼爾·科斯, 摩西·本-阿云, 馬克·羅森塔爾 申請人:摩托羅拉公司