專(zhuān)利名稱(chēng)：控制模擬濾波器的帶寬的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明總體上涉及模擬濾波器，并且更具體地涉及使用數(shù)字電路 來(lái)調(diào)諧模擬濾波器。
背景技術(shù)：
連續(xù)時(shí)間、或模擬濾波器常常用在諸如蜂窩電話之類(lèi)的無(wú)線設(shè)備 中。典型情況下，模擬濾波器及其它電路，包括接收器或發(fā)射器處于
使用互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體(CMOS)技術(shù)所制造的單個(gè)集成電路上。 模擬濾波器包括影響所述模擬濾波器的帶寬的組件，包括電阻器和電 容器。集成電路制造或加工過(guò)程可能導(dǎo)致這種組件的實(shí)際值偏離它們 的標(biāo)稱(chēng)值30%那么多，這可以導(dǎo)致帶寬變化50%那么多。帶寬變化還 可能由溫度或電壓變化引起。模擬濾波器的帶寬變化可能導(dǎo)致在無(wú)線 設(shè)備的接收和發(fā)射信號(hào)路徑中的顯著性能劣化。在接收信號(hào)路徑中， 基帶模擬濾波器的帶寬變化導(dǎo)致下述方面的性能劣化靜態(tài)靈敏度、 存在干擾的情況下的靈敏度、接收器三階截取點(diǎn)、抗混疊性能和誤差 向量幅度(EVM)。在發(fā)射信號(hào)路徑中，基帶模擬濾波器的帶寬變化 導(dǎo)致EVM、相鄰信道泄漏率和靜態(tài)/瞬態(tài)功率屏蔽性能的性能劣化。
帶寬跟蹤精度和性能對(duì)在寬帶碼分多址(WCDMA或3G)和高速 下行鏈路分組接入(HSDPA或3.5G)接收器中保持必須的0.1%比特 誤差率(BER) 、 5%EVM、干擾抑制、和模擬到數(shù)字(A/D)抗混疊 保護(hù)是必要的。在已知的3G和3.5G收發(fā)器中，由于達(dá)12.5%的大的 接收器帶寬跟蹤誤差使0.P/。BER靈敏度劣化0.5分貝(dB)，并且使 EVM從2%劣化到8.4%。
跟蹤回路通常用于改變模擬濾波器的R/C濾波器參數(shù)。跟蹤回路跟蹤組件值中可能發(fā)生的變化。由于偽隨機(jī)校準(zhǔn)信號(hào)變化以及由于跟 蹤回路收斂所需的長(zhǎng)期平均使得一些已知方法的跟蹤精度是有限的。 使用偽隨機(jī)校準(zhǔn)信號(hào)的已知方法的整個(gè)校準(zhǔn)時(shí)間大約為IO毫秒，這么 長(zhǎng)是很不利的。不管己知方法的長(zhǎng)校準(zhǔn)時(shí)間，由于偽隨機(jī)信號(hào)的變化， 己知方法也很難實(shí)現(xiàn)高校準(zhǔn)精度。
其它已知的帶寬跟蹤技術(shù)集中于主-從跟蹤原理。這種技術(shù)使用被 配置為振蕩器的濾波器級(jí)，所述振蕩器具有與主濾波器的部分中所使 用的電路完全相同的拓?fù)洹Ｈ魏沃圃爝^(guò)程和/或溫度變化應(yīng)當(dāng)以相同的 量影響主濾波器和從屬電路。該技術(shù)本質(zhì)上在從屬部分周?chē)㈡i相 環(huán)并且通過(guò)調(diào)諧主濾波器的所有電阻器(或電容器)來(lái)將振蕩器的振 蕩(或?yàn)V波器的相位差)始終保持為接近穩(wěn)定值。這種技術(shù)依賴(lài)于主 濾波器和從屬電路的各個(gè)部分之間的匹配。然而，精確匹配并不總是 可能的，這是因?yàn)橹鳛V波器占用與振蕩器所占用的不同的晶片部分， 并且缺乏匹配導(dǎo)致跟蹤精度的性能劣化。
其它已知的設(shè)計(jì)使用帶內(nèi)音調(diào)(tone)和帶邊音調(diào)來(lái)調(diào)諧濾波器。
在這種設(shè)計(jì)中，帶內(nèi)音調(diào)提供測(cè)量帶邊音調(diào)的基準(zhǔn)。這種設(shè)計(jì)要求額 外的時(shí)間，這是因?yàn)橛捎谛盘?hào)不以復(fù)合格式存在所以要求獨(dú)立的、非 同時(shí)的測(cè)量。此外，因?yàn)闉V波器的幅度響應(yīng)的斜率低，所以損失了校 正精度。另外，當(dāng)濾波器在頻率上被調(diào)諧到較低時(shí)，帶邊校準(zhǔn)信號(hào)的 幅度下降，進(jìn)一步降低了分辨率。
一些已知的電阻器/電容器(R/C)調(diào)諧系統(tǒng)使用專(zhuān)用的模擬振蕩 器，其跟蹤要求調(diào)諧的R/C時(shí)間常數(shù)級(jí)(雙二階(biquad)和混頻器極 (mixerpole))。使用比較器輸出來(lái)測(cè)量振蕩器的R/C時(shí)間常數(shù)，所 述比較器輸出會(huì)強(qiáng)迫調(diào)諧系統(tǒng)的控制邏輯來(lái)檢査數(shù)字計(jì)時(shí)器的值并且 確定振蕩器的R/C時(shí)間常數(shù)是否被最優(yōu)地調(diào)諧。根據(jù)R/C時(shí)間常數(shù)是 否太慢、太快或在容差內(nèi)，數(shù)字累積器分別被減小、增大或保持不變。 不利地是，要求專(zhuān)用的模擬電路來(lái)執(zhí)行R/C時(shí)間常數(shù)測(cè)量，并且所要求的模擬電路的復(fù)雜度比數(shù)字電路更加關(guān)鍵。模擬電路的增加不利地 增加了設(shè)計(jì)時(shí)間、晶片面積和電流消耗(current drain)。
己知的數(shù)字跟蹤方法使用快速傅里葉變換(FFT)方法來(lái)用于功率 檢測(cè)；然而，F(xiàn)FT方法不利地導(dǎo)致大量的硬件成本和電流消耗。
此外，所有已知的方法缺乏對(duì)有源濾波器的品質(zhì)因數(shù)(Q)的任何 動(dòng)態(tài)控制來(lái)改進(jìn)跟蹤性能。


圖1是包括具有模擬濾波器的接收器的收發(fā)器的一部分以及用于 調(diào)諧所述模擬濾波器的數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)的簡(jiǎn)化功能框圖； 圖2示出了圖1的數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)的簡(jiǎn)化功能框圖； 圖3是圖1的模擬濾波器的示意圖4是在R/C校準(zhǔn)期間和在正常接收器操作期間圖1的模擬濾波
器的幅度響應(yīng)的圖表；
圖5是圖1的模擬濾波器的一族幅度響應(yīng)的圖表；
圖6是用于操作圖1的數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)的方法的流程圖7示出了圖1的數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)的示例性仿真結(jié)果；以及
圖8是包括發(fā)射器模擬濾波器的發(fā)射器的一部分的簡(jiǎn)化功能框
圖，以及用于調(diào)諧所述發(fā)射器模擬濾波器的數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)的簡(jiǎn)化功能框圖。
具體實(shí)施例方式
圖1是收發(fā)器100的簡(jiǎn)化功能框圖，包括一部分零IF或基帶接收 器101。在示例性實(shí)施例中，收發(fā)器100是移動(dòng)或無(wú)線電話。接收器 101包括通過(guò)天線切換113耦合到天線104的第一低噪聲放大器(LNA) 102、耦合到第一LNA的帶通濾波器106、耦合到所述帶通濾波器的第 二 LNA 108、耦合到本地振蕩器112和第二 LNA的混頻器(mixer)l 10、 以及耦合到所述混頻器的混頻器極114。混頻器極114具有輸出116，該輸出116經(jīng)由開(kāi)關(guān)122耦合到基帶或中頻放大器(IFA) 120的輸入 118。 IFA 120具有輸出123。數(shù)字DC校正值124經(jīng)由五比特連接件 (coupling) 127被插入到DC偏移校正(DCOC)數(shù)模(D/A)轉(zhuǎn)換器 126的輸入中。DCOC D/A轉(zhuǎn)換器126的輸出信號(hào)為dcoc—dac—out 128。 如在下面更完整地解釋地，依照本發(fā)明將DC校正值124與雙音調(diào)訓(xùn)練 或校準(zhǔn)信號(hào)196合并。IFA 120的輸出123和DCOC D/A轉(zhuǎn)換器126 的dcoc_dac—out 128在加法器121處被合并并且被饋送入基帶連續(xù)時(shí)間 或模擬濾波器132的輸入130中。模擬濾波器132是低通濾波器并且 包括至少一個(gè)帶寬確定R/C電路。模擬濾波器132的輸出131耦合到 連續(xù)時(shí)間5: AA/D轉(zhuǎn)換器134，在示例性實(shí)施例中其具有96MHz的采 樣頻率。A/D轉(zhuǎn)換器134耦合到抽取濾波器(decimation filter) 136， 該抽取濾波器以較低的采樣頻率消除假信號(hào)。在示例性實(shí)施例中較低 的采樣頻率為8MHz。抽取濾波器耦合到信道濾波器138。信道濾波器 138耦合到解調(diào)器(未示出)。發(fā)射器800也耦合到天線切換113。用 于控制或調(diào)諧模擬濾波器132的帶寬頻率的數(shù)字跟蹤或調(diào)諧系統(tǒng)250 耦合到接收器101。數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)250經(jīng)由連接件103、 105、 107、 109、 111、 129、 135、 137、 175、 179和197耦合到接收器101 。
圖2示出了數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)250的簡(jiǎn)化功能框圖。數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)250 包括從接收器101接收信號(hào)的數(shù)字增益歸一化電路252。來(lái)自接收器 101的信號(hào)是cap—tune—din 139，其是來(lái)自抽取濾波器136的輸出。接 收器101的抽取濾波器136經(jīng)由15比特連接件137耦合到數(shù)字調(diào)諧系 統(tǒng)250的歸 一化電路252。歸 一化電路252經(jīng)由8比特連接件與400 kHz DFT單頻率倉(cāng)功率檢測(cè)電路254并聯(lián)地耦合到200 kHz離散傅里葉變 換(DFT)單頻率倉(cāng)(bin)功率檢測(cè)電路253。 200 kHz DFT單頻率倉(cāng) 功率檢測(cè)電路253和400 kHz DFT單頻率倉(cāng)功率檢測(cè)電路254都分別 耦合到線性到dB標(biāo)度轉(zhuǎn)換電路255和256。固定增益258和線性到dB 標(biāo)度轉(zhuǎn)換電路256的輸出耦合到加法器260，該加法器260將較大的增 益信號(hào)262作為其輸出。較大的增益信號(hào)262和來(lái)自線性到dB標(biāo)度轉(zhuǎn) 換電路255的輸出被饋送到加法器264中。較大的增益信號(hào)262在被饋送到加法器264的輸入之前被置為負(fù)。加法器264的輸出信號(hào)為 cap—tune_pow_diff 266。 cap—tune_pow—diff 266是在200 kHz的響應(yīng)的 功率估計(jì)和400 kHz的響應(yīng)的功率估計(jì)之間的差。cap—tune_pow_diff 266是以分貝測(cè)量的值。加法器264的輸出耦合到幅度電路268的輸入， 所述幅度電路268將誤差值270作為其輸出，該誤差值270為其輸入 的絕對(duì)值。幅度電路268的輸出耦合到最小誤差搜索控制單元272的 輸入。最小誤差搜索控制單元272包括在其所耦合到的系統(tǒng)控制器274 的控制下的組合和時(shí)序邏輯電路。在示例性實(shí)施例中，系統(tǒng)控制器274 為微處理器。最小誤差搜索控制單元272的輸出經(jīng)由四比特連接件271 耦合到復(fù)用器276的輸入265。最小誤差搜索控制單元272輸出四比特 值，該四比特值表示模擬濾波器132的至少一個(gè)R/C電路的最優(yōu)電容 設(shè)置。掃描發(fā)生器278經(jīng)由四比特連接件273耦合到復(fù)用器276的另 一輸入267。在閉環(huán)訓(xùn)練或校準(zhǔn)時(shí)段期間，掃描發(fā)生器278逐步調(diào)試模 擬濾波器132的每個(gè)可能的R/C設(shè)置，而A/D轉(zhuǎn)換器134的R/C設(shè)置 被保持在標(biāo)稱(chēng)設(shè)置上。在示例性實(shí)施例中，A/D轉(zhuǎn)換器134的標(biāo)稱(chēng)設(shè) 置是最大電容以防止A/D轉(zhuǎn)換器134削波。掃描發(fā)生器278輸出從二 進(jìn)制"0000"到二進(jìn)制"1011"的四比特值序列。復(fù)用器276的輸出 269經(jīng)由四比特連接件275耦合到溫度計(jì)編碼電路281。復(fù)用器276在 其所耦合到的系統(tǒng)控制器274的控制之下。在閉環(huán)校準(zhǔn)時(shí)段期間，復(fù) 用器276的輸出信號(hào)為來(lái)自掃描發(fā)生器278的輸出信號(hào)。在依照本發(fā) 明由數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)250確定最優(yōu)電容設(shè)置之后，來(lái)自復(fù)用器276的輸 出信號(hào)為來(lái)自最小誤差搜索控制單元272的輸出。復(fù)用器276的輸出 信號(hào)為cap—tune—setting 280。 cap—tune—setting 280是從二進(jìn)制"0000" 到二進(jìn)制"1011"的四比特值。cap—tune—setting 280的每個(gè)值表示模擬 濾波器132的R/C電路的電容設(shè)置。來(lái)自溫度計(jì)編碼電路281的輸出 277經(jīng)由十一比特連接件179耦合到模擬濾波器132的ctune輸入182。 溫度計(jì)編碼電路281將四比特cap—tune_setting 280映射或轉(zhuǎn)換成H"^ — 比特連接件179上的控制信號(hào)。
系統(tǒng)控制器274經(jīng)由連接件175耦合到模擬濾波器132的Q_tune輸入183。系統(tǒng)控制器274還經(jīng)由連接件103、 105、 107、 109、 111和 129分別耦合到天線切換113、第一LNA102、第二 LNA 108、混頻器 極114、開(kāi)關(guān)122和IFA 120。數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)250還包括產(chǎn)生200 KHz 音調(diào)405的200 kHz音調(diào)數(shù)字合成器292和產(chǎn)生400 kHz音調(diào)407的 400 kHz音調(diào)數(shù)字合成器294 (參見(jiàn)圖4)。系統(tǒng)控制器274經(jīng)由連接 件117和119分別耦合到200 kHz音調(diào)合成器292和400 kHz音調(diào)合成 器294。在加法器295處合并200 kHz音調(diào)405和400 kHz音調(diào)407。 來(lái)自加法器295的輸出信號(hào)為雙音調(diào)校準(zhǔn)信號(hào)196。來(lái)自加法器295的 輸出經(jīng)由5比特連接件197耦合到另一加法器198的輸入。在加法器 198中將雙音調(diào)校準(zhǔn)信號(hào)196與DC校正值124合并?？蛇x擇地，雙音 調(diào)校準(zhǔn)信號(hào)196在與DC校正值124合并之前被縮放。數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng) 250通過(guò)DCOC D/A轉(zhuǎn)換器126將校準(zhǔn)信號(hào)196施加到模擬濾波器132 的輸入130。因?yàn)橥ㄟ^(guò)已經(jīng)存在于接收器101中的DCOC D/A轉(zhuǎn)換器 126將校準(zhǔn)信號(hào)196插入到接收器101中，所以不要求額外的D/A轉(zhuǎn) 換器。數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)250在接收器101的上電序列期間操作。作為選 擇，數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)250在接收器101不接收任何信號(hào)的時(shí)段期間操作。
在示例性實(shí)施例中，整個(gè)接收器101和整個(gè)數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)250， 包括影響帶寬頻率的模擬濾波器132和電阻器及電容器，處于使用互 補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體(CMOS)技術(shù)制造的單個(gè)集成電路上。在示例性 實(shí)施例中，接收器101的操作頻率范圍近似為800 - 2000 MHz。
圖3是模擬濾波器132的示意圖。模擬濾波器132包括用于改變 模擬濾波器的Q的裝置。用于改變模擬濾波器的Q的裝置包括低電阻 器304、高電阻器306以及用于將所述低電阻器和高電阻器之一切換到 至少一個(gè)R/C電路中的一個(gè)的裝置。在示例性實(shí)施例中，模擬濾波器 132是包括雙二階級(jí)302的有源濾波器。雙二階級(jí)302包括至少一個(gè)運(yùn) 算放大器。在示例性實(shí)施例中，有源濾波器是二階的、Tow - Thomas 濾波器。Tow - Thomas有源濾波器的操作和雙二階級(jí)302的操作對(duì)有 源濾波器領(lǐng)域內(nèi)的普通技術(shù)人員來(lái)說(shuō)是公知的；因此，不會(huì)進(jìn)一步詳細(xì)描述它們。
模擬濾波器132的至少一個(gè)R/C電路中的每個(gè)包括多個(gè)帶寬確定
組件。在示例性實(shí)施例中，帶寬確定組件包括可切換電容器的第一陣
列308和可切換電容器的第二陣列310?？汕袚Q電容器的第一陣列308 與具有第一時(shí)間常數(shù)的第一 R/c電路相關(guān)聯(lián)，并且可切換電容器的第 二陣列310與具有第二時(shí)間常數(shù)的第二 R/C電路相關(guān)聯(lián)。第一 R/C電 路和第二R/C電路中的每個(gè)還分別包括不可切換電容器309和311。任 何時(shí)候，在模擬濾波器132中使用低電阻器304和高電阻器306之一。 使用低電阻器304使低通濾波器在低Q或常規(guī)模式下操作。使用高電 阻器306使低通濾波器在高Q或調(diào)諧模式下操作。在示例性實(shí)施例中， 低Q模式的品質(zhì)因數(shù)為1.0，并且高Q模式的品質(zhì)因數(shù)為1.7。由在 Q—tune輸入183處的信號(hào)來(lái)控制被選擇在模擬濾波器132中使用的電 阻器(低電阻器304或高電阻器306)。在示例性實(shí)施例中，可切換電 容器的第一陣列308包括十一 (11)個(gè)電容器，C1J)到C1—10，每個(gè) 電容器具有相等的第一值，和十一 (11)個(gè)開(kāi)關(guān)，S1—0到Sl_10，用 于將相關(guān)聯(lián)的電容器，C1J)到C1一10，分別連接到模擬濾波器132的 第一 R/C電路。在示例性實(shí)施例中，可切換電容器的第二陣列310包 括H^— (11)個(gè)電容器，C2一0到C2J0，每個(gè)電容器具有相等的第二 值，和十一(ll)個(gè)開(kāi)關(guān)，S2一0到S2J0，用于將相關(guān)聯(lián)的電容器C2一0 到C2—10分別連接到模擬濾波器132的第二 R/C電路。所選擇的第一 陣列308的第一電容是CI—0、C1—0 + Cl_l、Cl—0 + C1—1 +C1_2、C1—0 + CI—1 + CI—2 + CI—3...等之一的電容。類(lèi)似地，所選擇的第二陣列310 的第二電容是C2一0、 C2_0 + C2—1、 C2—0 + C2—1 + C2_2、 C2_0 + C2_l + C2—2 + C2—3...等之一的電容。在第一陣列308中所選擇的第一電容 與在第二陣列310中所選擇的第二電容相關(guān)聯(lián)。第一陣列308和第二 陣列310被結(jié)合在一起使得在ctune輸入182處的單個(gè)信號(hào) cap_tune—setting 280選擇從第一陣列308中選擇出的第一電容和從第 二陣列310中選擇出的第二電容來(lái)用于模擬濾波器132的R/C電路中。 十一比特連接件179中的每個(gè)比特激活與每個(gè)陣列308和310中的每個(gè)電容器相關(guān)聯(lián)的開(kāi)關(guān)之一。
圖4是幅度響應(yīng)(以分貝為單位)相對(duì)頻率(以赫茲為單位)的
圖表401。圖4示出了在R/C校準(zhǔn)期間的模擬濾波器132的代表性幅度 響應(yīng)402和在常規(guī)接收操作期間模擬濾波器的代表性幅度響應(yīng)403。模 擬濾波器132還具有相位響應(yīng)(未示出)。幅度是功率的平方根。以 下，術(shù)語(yǔ)"響應(yīng)"將意指"幅度響應(yīng)"。圖4圖解示出了當(dāng)模擬濾波 器處于高Q模式而不是低Q模式下時(shí)調(diào)諧模擬濾波器132的優(yōu)點(diǎn)。將 模擬濾波器132置于高Q模式有利地在響應(yīng)曲線402中產(chǎn)生高峰值。 在高Q響應(yīng)402中，在靠近高峰值的頻率曲線的斜率顯著地大于在相 同頻率下低Q響應(yīng)403中曲線的斜率。雙音調(diào)校準(zhǔn)信號(hào)196包括200 kHz音調(diào)405和400 kHz音調(diào)407。選擇校準(zhǔn)信號(hào)196的雙音調(diào)405和 407使得它們位于模擬濾波器132的截止頻率的任一側(cè)的頻率處。在示 例性實(shí)施例中，在常規(guī)操作模式期間模擬濾波器132的-3 dB帶寬為350 kHz。在校準(zhǔn)模式期間模擬濾波器132的-3 dB帶寬近似為460 kHz。在 示例性實(shí)施例中，校準(zhǔn)音調(diào)405和407的精確頻率是與系統(tǒng)時(shí)鐘之一 整除(integer-division)相關(guān)的頻率。然而，通常，較低的頻率音調(diào)405 應(yīng)當(dāng)不低于150 kHz并且不高于250 kHz,并且較高的頻率音調(diào)407應(yīng) 當(dāng)不低于350 kHz并且不高于450 kHz,以供在校準(zhǔn)模式期間具有460 kHz的截止頻率的模擬濾波器132使用。
在圖4中垂直線表示的200 kHz音調(diào)405和400 kHz音調(diào)407均 勻地落在處于高Q模式下的模擬濾波器132的響應(yīng)402的高峰值的每 一側(cè)。當(dāng)在高Q模式下調(diào)諧模擬濾波器132時(shí)存在兩個(gè)效果。第一效 果是對(duì)于每個(gè)調(diào)諧步驟響應(yīng)402改變的量。按功率來(lái)測(cè)量響應(yīng)402。作 為將濾波器置于高Q模式的結(jié)果，對(duì)于給定的頻率變化來(lái)說(shuō)，發(fā)生有 利的較大的功率變化。因?yàn)橐粽{(diào)405和407的頻率位于響應(yīng)曲線402 的高斜率或陡峭部分上，所以對(duì)于給定的頻率變化來(lái)說(shuō)，發(fā)生較大的 功率變化。另一方面，當(dāng)模擬濾波器132處于低Q模式下時(shí)，對(duì)于給 定的頻率變化來(lái)說(shuō)，發(fā)生較小的功率變化。第二效果是當(dāng)調(diào)諧模擬濾波器132時(shí)，200 kHz音調(diào)405的響應(yīng)409的功率變化在相對(duì)于400 kHz 音調(diào)407的響應(yīng)411的功率變化的相反方向上移動(dòng)，使得在每個(gè)調(diào)諧 步驟加重響應(yīng)之間的差。這兩個(gè)效果有益地有助于解決音調(diào)405和407 各自的響應(yīng)409和411之間的任何模糊度。數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)250從音調(diào) 405和407之間的多個(gè)絕對(duì)差中選擇一個(gè)絕對(duì)差。由數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)250 使用雙音調(diào)405和407而不是一個(gè)音調(diào)還去除了存在于模擬濾波器132 中的任何增益變化。增益變化部分地由零件變化和/或諸如溫度之類(lèi)的 環(huán)境引起。任何增益變化將會(huì)以近似相同的量影響每個(gè)音調(diào)405和407 各自的響應(yīng)409和411。因此，增益的存在和增益的量都無(wú)助于音調(diào) 405和407各自的響應(yīng)409和411之間的差，或者絕對(duì)差。
現(xiàn)在參照?qǐng)Dl和4，在啟用閉環(huán)校準(zhǔn)過(guò)程之前，在IFA120的輸入 118處的信號(hào)被充分衰減，使得它不干擾數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)250的性能。通 過(guò)將天線切換113、第一LNA 102、第二LNA 108和混頻器110以及 混頻器極114置于最小增益狀態(tài)并且通過(guò)斷開(kāi)到IFA 120的輸入118 的連接來(lái)實(shí)現(xiàn)衰減。在閉環(huán)校準(zhǔn)過(guò)程期間，系統(tǒng)控制器274將IFA120 置于最大增益固定設(shè)置(在示例性實(shí)施例中為12dB固定增益設(shè)置)。 另外，模擬濾波器132被置于產(chǎn)生響應(yīng)402的高Q模式中。高Q模式 允許將音調(diào)405和407同時(shí)施加在較陡峭斜坡的兩側(cè)的頻率上，其中 由響應(yīng)402的高峰值導(dǎo)致所述較陡峭斜坡。同時(shí)施加音調(diào)405和407 導(dǎo)致更快速且更準(zhǔn)確的跟蹤性能。在常規(guī)接收器操作期間，低Q代表 性響應(yīng)403用來(lái)實(shí)現(xiàn)較平坦的帶內(nèi)響應(yīng)以及改進(jìn)的帶外選擇性性能。
在閉環(huán)校準(zhǔn)時(shí)段期間，200 kHz音調(diào)405和400 kHz音調(diào)407被合 并，選擇性地被縮放，被添加到DC校正值124，并且被施加到用于給 定I/Q正交信道的DCOC D/A轉(zhuǎn)換器126。當(dāng)模擬濾波器處于高Q模 式下時(shí)，傳遞音調(diào)405和407穿過(guò)模擬濾波器132。在通過(guò)模擬濾波器 132過(guò)濾了音調(diào)405和407之后，校準(zhǔn)信號(hào)196通過(guò)A/D轉(zhuǎn)換器134 被處理并且被抽取濾波器136向下抽取至較低的采樣率。然后由歸一 化電路252對(duì)較低采樣率信號(hào)進(jìn)行適當(dāng)?shù)貧w一化。歸一化電路252的輸入信號(hào)為capjune—din 139，其具有15比特的動(dòng)態(tài)范圍。在數(shù)字增益 歸一化之后，來(lái)自歸一化電路252的輸出信號(hào)具有8比特動(dòng)態(tài)范圍。 動(dòng)態(tài)范圍的減小使數(shù)字調(diào)諧電路250所需要的硬件最小化。
來(lái)自歸一化電路252的輸出信號(hào)被饋送到兩個(gè)單頻率倉(cāng)DFT功率 檢測(cè)電路253和254以分別檢測(cè)200 kHz音調(diào)405和400 kHz音調(diào)407 的幅度。在檢測(cè)幅度之后，結(jié)果被轉(zhuǎn)換為分貝標(biāo)度以允許在不執(zhí)行任 何高代價(jià)的除法操作的情況下比較所產(chǎn)生的幅度。以分貝為單位的固 定增益被添加到400 kHz音調(diào)407的測(cè)量幅度，使得對(duì)于理想情況來(lái)說(shuō)， 其幅度被歸一化為等于200 kHz音調(diào)405的測(cè)量幅度，即在模擬濾波器 132的響應(yīng)中沒(méi)有帶寬誤差。設(shè)計(jì)者預(yù)先知道模擬濾波器132的極點(diǎn) (pole)和頻率響應(yīng)。因此，當(dāng)模擬濾波器理想地執(zhí)行時(shí)，設(shè)計(jì)者知道 400 kHz音調(diào)407的模擬濾波器132響應(yīng)相對(duì)200 kHz音調(diào)405的模擬 濾波器響應(yīng)的預(yù)期差，以分貝為單位。在示例性實(shí)施例中，設(shè)計(jì)者知 道400 kHz音調(diào)407的模擬濾波器132的理想響應(yīng)比200 kHz音調(diào)405 的模擬濾波器的響應(yīng)少2.5dB。因此，在示例性實(shí)施例中，數(shù)字調(diào)諧電 路250向400 kHz DFT倉(cāng)254的輸出257增加2.5 dB的固定增益。通 常，對(duì)于其它實(shí)施例來(lái)說(shuō)，增加不同的固定增益量。在圖4中所示出 的400 kHz音調(diào)407的模擬濾波器132的響應(yīng)411比200 kHz音調(diào)405 的模擬濾波器的響應(yīng)409少2.5 dB;因此響應(yīng)402是最佳響應(yīng)。
在歸一化之后，使用加法器264來(lái)比較兩個(gè)DFT單頻率倉(cāng)的測(cè)量 幅度以計(jì)算誤差信號(hào)的幅度。幅度電路268的輸出是數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)250 中的誤差信號(hào)。對(duì)于理想情況來(lái)說(shuō)，誤差信號(hào)的幅度為零。從而，閉 環(huán)校準(zhǔn)過(guò)程包括通過(guò)所有其可能的電阻器和/或電容器設(shè)置來(lái)逐步調(diào)試 模擬濾波器132，繼而選擇反映最低誤差測(cè)量的cap—tune—setting 280。 閉環(huán)校準(zhǔn)過(guò)程設(shè)法確定在模擬濾波器132中的多個(gè)電容器值中的哪個(gè) 電容器值提供了示例性實(shí)施例的模擬濾波器的理想性能所預(yù)期的2.5 dB差。作為選擇，閉環(huán)校準(zhǔn)過(guò)程設(shè)法確定在模擬濾波器132中的多個(gè) 電容器值中提供最接近示例性實(shí)施例的模擬濾波器的理想性能所預(yù)期的2.5 dB差的電容器值。
圖5是幅度響應(yīng)(以分貝為單位)相對(duì)頻率(以赫茲為單位)的 對(duì)數(shù)的圖表500。圖5示出了模擬濾波器132的一族501十二 (12)個(gè) 典型高Q響應(yīng)和一族503十二 (12)個(gè)典型低Q響應(yīng)。每個(gè)響應(yīng)的形 狀取決于cap_tune_setting 280的值。在示例性實(shí)施例中，每族501和 503中的響應(yīng)的數(shù)目等于模擬濾波器132的每個(gè)R/C電路中的電容器的 數(shù)目。通常，每族501和503中的響應(yīng)的數(shù)目等于可由數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng) 250控制的模擬濾波器132的頻率確定組件的數(shù)目。
圖6是依照本發(fā)明用于操作數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)250的方法的流程圖 600。所述方法包括以下步驟。在步驟601，運(yùn)行閉環(huán)DC校正算法， 并且保持DC校正值。在Rahman等人的美國(guó)專(zhuān)利No.6，560，447中描述 了可以用于接收器101的DC校正算法的示例，所述美國(guó)專(zhuān)利于2003 年5月6日公布，題目為DC OFFSET CORRECTION SCHEME FOR WIRELESS RECEIVERS,并且被轉(zhuǎn)讓與本申請(qǐng)的受讓人，在此通過(guò)引 用完全并入。由系統(tǒng)控制器274控制的以下動(dòng)作在步驟602進(jìn)行將 天線切換113、第一LNA 102、第二LNA 108和混頻器級(jí)置于最小增 益狀態(tài)；通過(guò)斷開(kāi)到IFA 120的輸入118的連接來(lái)禁用混頻器極114 的輸出116;將模擬濾波器132設(shè)置為高Q模式；將A/D轉(zhuǎn)換器134 的R/C設(shè)置置為標(biāo)稱(chēng)設(shè)置；并且在閉環(huán)校準(zhǔn)時(shí)段期間保持標(biāo)稱(chēng)設(shè)置。 在步驟603，誤差值270被設(shè)置為最大設(shè)置。在步驟604，系統(tǒng)控制器 274激活200 kHz和400 kHz數(shù)字合成器292和294。在步驟605，應(yīng) 用R/C設(shè)置。在步驟606，使用釋抑(hold off)時(shí)段240，以允許與模 擬濾波器132的新濾波器帶寬設(shè)置相關(guān)聯(lián)的瞬變穩(wěn)定。在示例性實(shí)施 例中，釋抑時(shí)段240為IO微秒。在此穩(wěn)定時(shí)段之后，在步驟607在可 編程積分時(shí)段242內(nèi)來(lái)測(cè)量雙音調(diào)405和407之間的功率差?？删幊?積分時(shí)段242 —般被選擇為雙音調(diào)405和407的周期時(shí)段的公倍數(shù)。 通常，可編程積分時(shí)段242大約為雙音調(diào)校準(zhǔn)信號(hào)196的較低音調(diào)的 十(10)個(gè)周期。在示例性實(shí)施例中，可編程積分時(shí)段242為50微秒。有益地是，整個(gè)校準(zhǔn)時(shí)間，即閉環(huán)R/C調(diào)諧算法的完成時(shí)間僅僅近似
為720微秒。
接下來(lái)，在步驟608，最小誤差搜索控制單元272將當(dāng)前測(cè)量的 誤差幅度與先前誤差幅度相比較。如果當(dāng)前誤差幅度小于先前存儲(chǔ)的 誤差幅度，并且在步驟609，如果尚未達(dá)到最終的R/C設(shè)置狀態(tài)，那么 在步驟610，最小誤差搜索控制單元272利用前者的內(nèi)容來(lái)更新后者的 內(nèi)容，并且當(dāng)前的R/C設(shè)置被保存為最優(yōu)的R/C設(shè)置。另一方面，如 果達(dá)到最終的R/C設(shè)置，那么在步驟611，系統(tǒng)控制器274禁用校準(zhǔn)音 調(diào)合成器292和294。再次參照步驟608，如果當(dāng)前誤差幅度不小于先 前存儲(chǔ)的誤差幅度，那么在步驟615，更新R/C設(shè)置，并且流程返回到 步驟605。對(duì)于每個(gè)可能的R/C設(shè)置繼續(xù)該過(guò)程，直到完成最后的R/C 設(shè)置步驟。接下來(lái)，在步驟612，最小誤差搜索控制單元272對(duì)模擬濾 波器132應(yīng)用最優(yōu)的R/C設(shè)置。在步驟613，用于其它接收器級(jí)和A/D 轉(zhuǎn)換器134的R/C設(shè)置從屬于該最優(yōu)的R/C設(shè)置。最后在步驟614， 當(dāng)使帶外選擇性最大化的同時(shí)在常規(guī)接收器操作期間模擬濾波器132 的Q被設(shè)置為低Q模式以使帶內(nèi)峰化最小化。
在針對(duì)模擬濾波器132實(shí)現(xiàn)了最優(yōu)的R/C設(shè)置之后，其它基帶接 收器塊，包括A/D轉(zhuǎn)換器134及其它無(wú)源或有源濾波器級(jí)，從屬于最 優(yōu)的R/C設(shè)置。在示例性實(shí)施例中，A/D轉(zhuǎn)換器134具有一個(gè)或多個(gè) 電容器陣列(未示出)，所述電容器經(jīng)由連接件135從屬于最優(yōu)的R/C 設(shè)置。在A/D轉(zhuǎn)換器134中的每個(gè)電容器陣列中電容器的數(shù)目不必等 于模擬濾波器132中的陣列308或310中電容器的數(shù)目。在其它接收 器塊中從屬電容器的電容不必為與模擬濾波器中電容器的最優(yōu)電容值 相同的值，所述其它接收器塊中從屬電容器的電容值從屬于模擬濾波 器132的最優(yōu)電容設(shè)置。然而，對(duì)于cap_tune_setting 280中的每個(gè)變 化來(lái)說(shuō)，在其它接收器塊中從屬電容器的電容的確具有與模擬濾波器 132中電容器值的百分比變化相同的值的百分比變化。此外，在其它接 收器塊中可以從屬電阻而不是電容。在所有情況下，系統(tǒng)控制器274被預(yù)編程以選擇其它接收器塊中從屬組件(電阻和/或電容)的適當(dāng)值。 在另一實(shí)施例中(未示出)，發(fā)射器800中的R/C組件值也從屬于從
接收器101中的模擬濾波器132所導(dǎo)出的最優(yōu)設(shè)置，盡管所述最優(yōu)設(shè)
置是基于接收器的組件而不是發(fā)射器的組件。
圖7示出了數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)250的示例性仿真結(jié)果。圖7的Sl曲線 示出了模擬信號(hào)dcoc—dac—out 128的時(shí)域曲線。Sl曲線的縱軸表示毫 伏，并且橫軸表示時(shí)間。圖7的S2曲線示出了數(shù)字信號(hào)cap_tune_din 139 的時(shí)域曲線。S2曲線的縱軸表示有符號(hào)的小數(shù)數(shù)字值，其中整個(gè)范圍 為+/-1，并且橫軸表示時(shí)間。cap—tune一dinl39是數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)250的 數(shù)字輸入信號(hào)。圖7的S3曲線示出了數(shù)字信號(hào)cap_tune_pow—diff 266 的時(shí)域曲線。S3曲線的縱軸表示分貝，并且橫軸表示時(shí)間。S3曲線示 出了依照本發(fā)明方法的每個(gè)步驟的誤差信號(hào)的幅度(以分貝為單位)。 在該方法的第八步驟期間出現(xiàn)的最小誤差信號(hào)在S3曲線上被示為從左 邊數(shù)的第八個(gè)設(shè)置。圖7的S4曲線示出了針對(duì)該方法的每個(gè)步驟數(shù)字 信號(hào)cap—tune—setting 280的時(shí)域曲線。S4曲線的縱軸表示電容器陣列 設(shè)置，并且橫軸表示時(shí)間。在示例性實(shí)施例中，設(shè)置的最大數(shù)目為十 二 (12)。依照本發(fā)明，第八設(shè)置被選擇為在圖7中所示出的示例性 仿真的最優(yōu)設(shè)置，這是因?yàn)樵诘诎嗽O(shè)置，數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)250穩(wěn)定在反 映最小誤差幅度的狀態(tài)。設(shè)置的數(shù)目等于在正被調(diào)諧的模擬濾波器132 的R/C電路(多個(gè))中帶寬確定電容器或電阻器(一起被稱(chēng)為"組件") 的數(shù)目。帶寬確定組件的數(shù)目由每個(gè)元件的制造容差(make - tolerance) 加上調(diào)諧模擬濾波器132可能達(dá)到的絕對(duì)精度來(lái)確定。在示例性實(shí)施 例中，帶寬確定組件的數(shù)目為十二 (12)，它們中的十一 (11)個(gè)是 可切換的；然而，本發(fā)明同樣適用于使用更多或更少的帶寬確定組件 數(shù)目。
本發(fā)明的數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)250包括更精確的R/C跟蹤算法，其實(shí)現(xiàn) 了比沒(méi)有使用專(zhuān)用模擬電路的所有已知跟蹤方法的運(yùn)行時(shí)間更短的運(yùn) 行時(shí)間。本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)包括動(dòng)態(tài)控制模擬濾波器132的Q，使用雙音調(diào)用于校準(zhǔn)信號(hào)196，并且使用DFT方法來(lái)用于R/C跟蹤數(shù)字測(cè)量和 控制。本發(fā)明的DFT方法改進(jìn)了性能，即無(wú)失配問(wèn)題，并且在較高密 度CMOS工藝中使晶片面積最小化。與從使用快速傅里葉變換(FFT) 來(lái)計(jì)算平均功率的方法導(dǎo)致的較大晶片面積相比較，本發(fā)明的較小晶 片面積減少了制造成本并且導(dǎo)致明顯較少的電流消耗。在本發(fā)明的數(shù) 字調(diào)諧系統(tǒng)250中，利用Goertzel濾波器來(lái)實(shí)現(xiàn)兩個(gè)DFT倉(cāng)中的每一 個(gè)。本發(fā)明使用的Goertzel濾波器只要求三次乘法，而己知的FFT方 法不利地要求(N/2) log2 (N)次復(fù)數(shù)乘法。利用本發(fā)明的兩點(diǎn)DFT 方法，幅度只被計(jì)算至兩個(gè)倉(cāng)；而利用已知的N點(diǎn)FFT方法，幅度被 計(jì)算至N，其中N大于2。使用DFT方法允許數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)250比已 知的跟蹤方法更迅速地計(jì)算平均功率。
有益地是，依照本發(fā)明的數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)250在較高密度的CMOS 型技術(shù)中引起可忽略的晶片面積增加以及可忽略的電流消耗增加。與 使用模擬電路的一些已知跟蹤電路不同，依照本發(fā)明的數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng) 250使用數(shù)字硬件。由本發(fā)明使用的所要求的數(shù)字電路的復(fù)雜度與已知 方法所使用的模擬電路的復(fù)雜度相比較不關(guān)鍵。模擬電路的減少有益 地減少了設(shè)計(jì)時(shí)間、晶片面積和電流消耗。
與一些已知的跟蹤電路不同，依照本發(fā)明的數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)250不 使用偽隨機(jī)信號(hào)。相反，依照本發(fā)明的數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)250使用兩個(gè)固 定頻率(200 kHz和400 kHz)音調(diào)，其有益地沒(méi)有任何偏差。比已知 的跟蹤電路顯著地減少了用于實(shí)現(xiàn)跟蹤的時(shí)間，這是因?yàn)樵跀?shù)字調(diào)諧 系統(tǒng)250計(jì)算平均功率的每個(gè)場(chǎng)合，它都在具有固定頻率的較小帶寬 上這樣做。
本發(fā)明通過(guò)使用低成本和實(shí)用的數(shù)字方法調(diào)諧電容器陣列來(lái)實(shí)現(xiàn) 高性能帶寬跟蹤。本發(fā)明使用高性能數(shù)字測(cè)量和控制方法來(lái)跟蹤接收 器帶寬誤差達(dá)<6%的校正精度，同時(shí)使采用互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體 (CMOS)技術(shù)的晶片面積和電流消耗最小化。對(duì)于3G和3.5G操作模式，校正精度不會(huì)劣化0.1% BER靈敏度級(jí)并且實(shí)現(xiàn)"。/。 EVM。本 發(fā)明幫助提供"y。接收器EVM性能，其被期望支持高數(shù)據(jù)速率HSDPA 情況，并且本發(fā)明保留了接收器靈敏度要求。數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)250向在 模擬濾波器132的理想目標(biāo)截止頻率的4%內(nèi)的雙二階和混頻器極提供 后調(diào)諧精度。利用數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)250，由溫度和電壓變化(在接收器 101的指定電壓和溫度操作范圍內(nèi))所引起的模擬濾波器132的截止頻 率的變化不超過(guò)1.5%。
圖8是包括發(fā)射器模擬濾波器832的發(fā)射器800的簡(jiǎn)化功能框圖， 以及用于控制所述發(fā)射器模擬濾波器的帶寬頻率的發(fā)射器數(shù)字調(diào)諧系 統(tǒng)850的簡(jiǎn)化功能框圖。發(fā)射器800是基帶或直接啟動(dòng)(direct-launch) 發(fā)射器。發(fā)射器800包括D/A轉(zhuǎn)換器830、發(fā)射器模擬濾波器832、混 頻器835和本地振蕩器840。在混頻器835處將來(lái)自發(fā)射器模擬濾波器 832的輸出信號(hào)與來(lái)自本地振蕩器840的信號(hào)合并。來(lái)自混頻器835的 輸出信號(hào)被饋送到可變?cè)鲆娣糯笃?VGA) 860中。來(lái)自VGA 860的 輸出被饋送到功率放大器870中。來(lái)自功率放大器(PA) 870的輸出 耦合到天線切換113或直接耦合到天線。通過(guò)包括復(fù)用器820來(lái)修改 發(fā)射器800以適應(yīng)發(fā)射器數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)850。復(fù)用器820通過(guò)選擇線 817耦合到發(fā)射器數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)850。在常規(guī)數(shù)據(jù)傳輸操作期間，發(fā)射 數(shù)據(jù)810被饋送到復(fù)用器820的第一輸入851中。校準(zhǔn)信號(hào)196被饋 送到復(fù)用器820的第二輸入852中。在執(zhí)行發(fā)射閉環(huán)校準(zhǔn)過(guò)程之前， VGA 860和PA 870被置于最小增益狀態(tài)以確保不發(fā)射校準(zhǔn)信號(hào)196， 這是因?yàn)檫@種傳輸可能會(huì)成為其它設(shè)備的干擾源。在發(fā)射閉環(huán)校準(zhǔn)過(guò) 程期間，發(fā)射器數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)850的系統(tǒng)控制器將發(fā)射器模擬濾波器 置于高Q模式中，并且選擇復(fù)用器820的第二輸入852來(lái)將校準(zhǔn)信號(hào) 196饋送到D/A轉(zhuǎn)換器830中。來(lái)自D/A轉(zhuǎn)換器830的輸出信號(hào)被饋 送到發(fā)射器模擬濾波器832的輸入中。接下來(lái)，發(fā)射器數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng) 850的系統(tǒng)控制器啟用閉環(huán)R/C調(diào)諧過(guò)程。發(fā)射器數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)850 包括反饋A/D轉(zhuǎn)換器845，該反饋A/D轉(zhuǎn)換器845將在發(fā)射器模擬濾 波器832的輸出處的模擬信號(hào)871轉(zhuǎn)換為數(shù)字形式。作為選擇，在半
20雙工收發(fā)器(未示出)中，在半雙工收發(fā)器的接收器中使用的A/D轉(zhuǎn)
換器(諸如A/D轉(zhuǎn)換器134)被重新使用作為半雙工收發(fā)器的發(fā)射器 中的反饋A/D轉(zhuǎn)換器845。在發(fā)射器800中R/C組件的值從屬于從發(fā) 射器模擬濾波器832的最優(yōu)設(shè)置導(dǎo)出的最優(yōu)設(shè)置，而不是從屬于從接 收器101中的模擬濾波器132的最優(yōu)設(shè)置導(dǎo)出的最優(yōu)設(shè)置。發(fā)射器數(shù) 字調(diào)諧系統(tǒng)850及其相關(guān)聯(lián)的方法基本上與接收器101的數(shù)字調(diào)諧系 統(tǒng)250和相關(guān)聯(lián)的方法類(lèi)似；因此，不進(jìn)一步詳細(xì)描述發(fā)射器數(shù)字調(diào) 諧系統(tǒng)及其相關(guān)聯(lián)的方法。
雖然上面已經(jīng)結(jié)合具體設(shè)備描述了本發(fā)明的原理，不過(guò)應(yīng)當(dāng)清楚 地理解本描述只是示例而并非對(duì)本發(fā)明范圍的限制。例如，盡管示例 性實(shí)施例使用相同值的電容器陣列來(lái)控制濾波器的截止頻率，不過(guò)作 為選擇本發(fā)明使用不同值的電容器陣列來(lái)控制濾波器的截止頻率。盡 管示例性實(shí)施例使用電容器陣列來(lái)控制濾波器的截止頻率，不過(guò)作為 選擇本發(fā)明使用電阻器網(wǎng)絡(luò)或電容器和電阻器的組合來(lái)控制濾波器的
截止頻率。盡管示出了示例性實(shí)施例供具有雙二階級(jí)的有源濾波器使 用，不過(guò)本發(fā)明同樣適用于供沒(méi)有雙二階級(jí)的有源濾波器使用。盡管 示例性實(shí)施例被示為供有源濾波器使用，不過(guò)本發(fā)明同樣適用于供無(wú) 源濾波器使用。盡管示例性實(shí)施例是二階低通濾波器，不過(guò)本發(fā)明同 樣適用于其它階的低通濾波器。盡管示例性實(shí)施例被示為供低通濾波 器使用，不過(guò)本發(fā)明同樣適用于供高通或帶通濾波器使用，并且在這 種情況下，相應(yīng)地調(diào)節(jié)雙音調(diào)校準(zhǔn)信號(hào)的頻率。示例性實(shí)施例使用具 有零IF或基帶接收器的本發(fā)明；然而，本發(fā)明還可以用于非常低頻-IF 接收器中，在這種情況下模擬濾波器可能會(huì)是帶通濾波器而不是低通 濾波器。盡管在使用互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體(CMOS)技術(shù)制造的單個(gè) 集成電路上示出示例性實(shí)施例，不過(guò)本發(fā)明還可以用在使用其它制造 技術(shù)制造的單個(gè)集成電路上。盡管示例性實(shí)施例示出了在相同的單個(gè) 集成電路上的模擬濾波器和數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)，不過(guò)本發(fā)明同樣適用于在 獨(dú)立集成電路上的模擬濾波器和數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)。
權(quán)利要求
1.在無(wú)線設(shè)備中，一種用于獲得模擬濾波器的期望帶寬的方法，所述模擬濾波器具有輸入、輸出、帶寬確定組件和品質(zhì)因數(shù)，所述方法包括以下步驟a)將所述品質(zhì)因數(shù)從常規(guī)Q增加到高Q以在峰化頻率處產(chǎn)生峰值響應(yīng)；b)將所述帶寬確定組件的值順序地設(shè)置為多個(gè)值之一，并且當(dāng)所述帶寬確定組件被設(shè)置為每個(gè)值時(shí)b1)同時(shí)向所述輸入施加第一輸入信號(hào)和第二輸入信號(hào)，所述第一輸入信號(hào)在頻率上處于比所述峰化頻率低的第一頻率處，所述第二輸入信號(hào)在頻率上處于比所述峰化頻率高的第二頻率處，由此在所述輸出處產(chǎn)生幅度響應(yīng)，并且b2)計(jì)算在所述第一頻率處的幅度響應(yīng)的振幅和在所述第二頻率處的幅度響應(yīng)的振幅之間的差；c)將在步驟b2中計(jì)算的多個(gè)差中的每個(gè)差與預(yù)定差相比較以獲得誤差；并且d)基于所述誤差，從所述多個(gè)值中選擇一個(gè)值作為所述帶寬確定組件的最優(yōu)值以便當(dāng)所述品質(zhì)因數(shù)處于常規(guī)Q時(shí)獲得所述模擬濾波器的期望帶寬。
2. 如權(quán)利要求1所述的方法，包括在步驟b)之前衰減在所述模擬濾波器的輸入處的其它信號(hào)的步驟。
3. 如權(quán)利要求1所述的方法，包括在步驟d)之后將所述模擬濾 波器的品質(zhì)因數(shù)返回為所述常規(guī)Q的步驟。
4. 如權(quán)利要求l所述的方法，其中所述帶寬確定組件為電容器并 且最優(yōu)值為最優(yōu)電容。
5. 如權(quán)利要求l所述的方法，其中所述帶寬確定組件為電阻器并 且最優(yōu)值為最優(yōu)電阻。
6. 如權(quán)利要求l所述的方法，其中所述帶寬確定組件具有標(biāo)稱(chēng)值 和實(shí)際值，并且其中所述實(shí)際值受下述的一個(gè)或多個(gè)的影響制造工 藝變化、操作溫度、以及操作電壓。
7. 如權(quán)利要求6所述的方法，其中所述無(wú)線設(shè)備包括另一級(jí)，所 述另一級(jí)包括具有標(biāo)稱(chēng)值和實(shí)際值的另一組件，并且其中所述另一組 件的實(shí)際值成比例地受下述的一個(gè)或多個(gè)的影響制造工藝變化、操 作溫度、以及操作電壓。
8. 如權(quán)利要求7所述的方法，包括基于針對(duì)所述模擬濾波器的帶 寬確定組件所選擇的最優(yōu)值來(lái)針對(duì)所述無(wú)線設(shè)備的所述另一級(jí)中的所 述另一組件選擇成比例的值。
9. 一種設(shè)備，包括模擬濾波器，具有用于接收模擬輸入信號(hào)的輸入，用于提供過(guò)濾 的輸出信號(hào)的輸出，以及用于接收控制信號(hào)的控制輸入，所述控制信 號(hào)用于將所述模擬濾波器的帶寬調(diào)節(jié)為預(yù)定帶寬；模數(shù)轉(zhuǎn)換器，具有耦合到所述模擬濾波器的輸出的輸入，以及輸出；禾口數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)，具有耦合到所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出的輸入；用 于生成校準(zhǔn)信號(hào)的校準(zhǔn)信號(hào)合成器；耦合到所述模擬濾波器的輸入的 校準(zhǔn)信號(hào)輸出，所述校準(zhǔn)信號(hào)包括較高頻率音調(diào)和較低頻率音調(diào)；以 及耦合到所述模擬濾波器的控制輸入的控制輸出，所述數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng) 用于確定在較低頻率處的所述模擬濾波器的輸出的幅度以及在較高頻 率處的所述模擬濾波器的輸出的幅度，并且用于將所述較低頻率處的 所述模擬濾波器的輸出的幅度和所述較高頻率處的所述模擬濾波器的 輸出的幅度之間的差與預(yù)定值相比較以生成所述控制信號(hào)。
10. 如權(quán)利要求9所述的設(shè)備，其中所述模擬濾波器具有用于接 收品質(zhì)因數(shù)信號(hào)的品質(zhì)因數(shù)輸入，并且其中所述數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)具有耦 合到所述模擬濾波器的所述品質(zhì)因數(shù)輸入的品質(zhì)因數(shù)輸出，并且其中 所述數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)生成所述品質(zhì)因數(shù)信號(hào)以在調(diào)節(jié)所述模擬濾波器的 帶寬時(shí)增加所述模擬濾波器的品質(zhì)因數(shù)。
11. 如權(quán)利要求IO所述的設(shè)備，其中所述模擬濾波器包括至少一個(gè)R/C電路、低電阻的電阻器、高電阻的電阻器以及用于將低電阻的 電阻器和高電阻的電阻器之一切換到所述R/C電路中的開(kāi)關(guān)。
12. 如權(quán)利要求ll所述的設(shè)備，其中在校準(zhǔn)時(shí)段期間調(diào)節(jié)所述帶 寬，并且其中響應(yīng)于所述品質(zhì)因數(shù)信號(hào)而將所述高電阻的電阻器切換 到所述R/C電路中，由此在所述校準(zhǔn)時(shí)段期間增加所述模擬濾波器的 品質(zhì)因數(shù)。
13. 如權(quán)利要求ll所述的設(shè)備，其中所述R/C電路包括電容器陣 列，所述電容器陣列中的一個(gè)或多個(gè)電容器能夠響應(yīng)于所述控制信號(hào) 而被切換到所述R/C電路中，由此調(diào)節(jié)所述模擬濾波器的帶寬。
14. 如權(quán)利要求9所述的設(shè)備，其中所述數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)包括兩個(gè) 離散傅里葉變換單頻率倉(cāng)功率檢測(cè)電路和Goertzel濾波器，用于確定所述較低頻率處的所述模擬濾波器的輸出的幅度以及所述較高頻率處 的所述模擬濾波器的輸出的幅度。
15. 如權(quán)利要求9所述的設(shè)備，其中所述設(shè)備在集成電路上。
16. —種集成電路，包括 具有輸入的模擬濾波器；以及耦合到所述模擬濾波器的數(shù)字調(diào)諧電路，所述數(shù)字調(diào)諧電路包括用于在常規(guī)Q和高Q之間改變所述模擬濾波器的品質(zhì)因數(shù)的裝置，用于生成雙音調(diào)的裝置，用于當(dāng)所述模擬濾波器的品質(zhì)因數(shù)為所述高Q時(shí)在所述模擬濾波 器的輸入處同時(shí)施加所述雙音調(diào)的裝置，用于檢測(cè)所述模擬濾波器對(duì)所述雙音調(diào)中的每個(gè)音調(diào)的幅度響應(yīng) 的裝置，用于比較所述模擬濾波器對(duì)所述雙音調(diào)中的每個(gè)音調(diào)的幅度響應(yīng) 的裝置，以及用于響應(yīng)于所述比較來(lái)改變所述模擬濾波器的帶寬的裝置。
17. 如權(quán)利要求16所述的集成電路，其中所述的用于施加的裝置 包括用于衰減在所述模擬濾波器的輸入處的其它信號(hào)的裝置。
18. 如權(quán)利要求16所述的集成電路，其中所述的用于檢測(cè)的裝置 包括兩個(gè)離散傅里葉變換單頻率倉(cāng)功率檢測(cè)電路和Goertzel濾波器。
19. 如權(quán)利要求16所述的集成電路，其中，使用CMOS制造技術(shù)來(lái)制作所述集成電路。
20. 如權(quán)利要求16所述的集成電路，其中所述模擬濾波器是雙二 階有源濾波器。
全文摘要
一種用于改變模擬濾波器(132)的截止頻率的數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)(250)包括數(shù)字合成器(292和294)，用于在增加濾波器的品質(zhì)因數(shù)之后產(chǎn)生被施加到濾波器的輸入的雙音調(diào)校準(zhǔn)信號(hào)(196)。所述濾波器包括至少一個(gè)R/C電路，該R/C電路具有用于改變品質(zhì)因數(shù)的兩個(gè)電阻器(304和306)以及用于改變截止頻率的電容器陣列(308和310)。當(dāng)通過(guò)多個(gè)電容設(shè)置來(lái)順序調(diào)試濾波器時(shí)由兩個(gè)離散傅里葉變換單頻率倉(cāng)功率檢測(cè)電路(253和254)來(lái)測(cè)量濾波器對(duì)每個(gè)音調(diào)(405和407)的幅度響應(yīng)(409和411)的振幅。對(duì)于每個(gè)電容設(shè)置來(lái)說(shuō)，通過(guò)將濾波器對(duì)每個(gè)音調(diào)的響應(yīng)之間的差與預(yù)選值相比較來(lái)選擇R/C電路的最優(yōu)電容。
文檔編號(hào)H04B1/66GK101529730SQ200780038922
公開(kāi)日2009年9月9日 申請(qǐng)日期2007年8月30日 優(yōu)先權(quán)日2006年10月18日
發(fā)明者約翰·J·帕克斯, 詹姆斯·J·里凱斯, 馬希布爾·拉赫曼 申請(qǐng)人:飛思卡爾半導(dǎo)體公司