專利名稱：電流模式射頻接收機(jī)前端的制作方法
電流模式射頻接收機(jī)前端技術(shù)領(lǐng)域本技術(shù)涉及一種電流模式射頻接收機(jī)前端集成電路，所有電路均采用電流模式的方法進(jìn) 行設(shè)計(jì)，屬于模擬集成電路領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
近十年來來，尋呼機(jī)、無繩電話、模擬及數(shù)字蜂窩電話等個人通信系統(tǒng)及數(shù)字電視、廣 播得到了迅猛的發(fā)展。對重量輕、體積小、功耗低及成本低的發(fā)射及接收設(shè)備的需求迅猛增 加。對于移動通信的便攜設(shè)備， 一般采用電池供電，要求在低電壓、低功耗下工作。目前， 移動通信設(shè)備均釆用數(shù)-?；旌霞呻娐吩O(shè)計(jì)，即前端射頻接收電路部分是模擬系統(tǒng)，后端 (A/D轉(zhuǎn)換器后的部分)為數(shù)字系統(tǒng)。由于低電壓、低功耗及小體積的需要，發(fā)展趨勢是將前 端的模擬射頻電路與后端的數(shù)字電路集成于一個芯片上。目前數(shù)字系統(tǒng)的工作電壓及功耗可 以做得非常低，而'數(shù)字系統(tǒng)的低電壓不適合于模擬射頻電路的工作，因?yàn)楫?dāng)模擬射頻電路取 與后端同樣大小的電壓時，射頻電路的動態(tài)范圍、線性度、工作頻率及增益大大受到限制。 另外，由于模擬射頻集成電路功耗大，在進(jìn)行系統(tǒng)集成時，由于熱堆積引起燒壞芯片。所以 前端的射頻電路的工作電壓和功耗與后端的數(shù)字電路的工作電壓和功耗不一致，成為移動通 信設(shè)備數(shù)-?；旌蠁纹傻囊淮笃款i。電流模式電路具有明顯的優(yōu)點(diǎn)第一，現(xiàn)有主要的電子器件(雙極晶體管和場效應(yīng)管) 都是電流輸出器件，它們的被控制量都是電流。如果用電壓變量處理信號，必須在電路內(nèi)部 設(shè)計(jì)高阻抗節(jié)點(diǎn)，進(jìn)行電流一電壓變換。相反，如果以電流作為信息載體，則無須進(jìn)行電流 一電壓變換，不僅減少了元件數(shù)目、簡化了電路結(jié)構(gòu)，而且避免了因引入高值電阻對電路工 作速度和高頻特性的損害。第二，用電流變量可以便捷的完成多種信號運(yùn)算功能，模擬技術(shù) 中幾種最基本的信號處理，如加/減、積分、倍乘等，用電流信號實(shí)現(xiàn)比用電壓信號實(shí)現(xiàn)簡便 得多。第三，由于采用電流進(jìn)行信號處理，沒有高阻抗節(jié)點(diǎn)進(jìn)行電流電壓變換，所以所需的 工作電壓及功耗較低。研究表明，在高頻、高速信號處理領(lǐng)域，電流模式的電路設(shè)計(jì)方法正 在取代傳統(tǒng)的電壓模式設(shè)計(jì)方法。為了克服移動通信設(shè)備數(shù)-模混合單片集成系統(tǒng)中的前端的射頻電路的工作電壓和功耗 與后端的數(shù)字電路的工作電壓和功耗不一致這一瓶頸，本專利采用電流模式設(shè)計(jì)射頻接收機(jī)前端電路，所設(shè)計(jì)的電流模式射頻集成電路比電壓模式射頻集成電路具有更高的速度、更好的抗干擾性、更低的工作電壓和功耗。發(fā)明內(nèi)容本專利實(shí)現(xiàn)了一種電流模式射頻接收機(jī)前端，該前端由非平衡-平衡變壓器、跨導(dǎo)型差分 式電流模式LNA、差分式電流模式混頻器、差分式電流模式I/Q環(huán)型振蕩器、差分式電流模式 放大器、差分式CM0S電流模式濾波器幾個部分組成，采用標(biāo)準(zhǔn)的0.18pmCMOS工藝流片，工作 電壓0. 95V。


圖1是電流模式射頻接收機(jī)前端實(shí)現(xiàn)方案圖。 圖2是非平衡-平衡變壓器實(shí)現(xiàn)方案圖。 圖3是跨導(dǎo)型差分式電流模式LNA的實(shí)現(xiàn)方案圖。 圖4是差分式電流模式混頻器電原理圖。 圖5是差分式電流模式I/Q環(huán)型振蕩器實(shí)現(xiàn)方案圖。 圖6是差分式電流模式放大器實(shí)現(xiàn)方案。 圖7是差分式CMOS電流模式濾波器實(shí)現(xiàn)方案。
具體實(shí)施方式
圖2所示的非平衡-平衡變壓器由兩個串聯(lián)的共柵場效應(yīng)管和一個共源場效應(yīng)管組成，從 500Mhz到10Ghz，該變壓器的相位誤差小于5° 。該非平衡-平衡有源變壓器，相對于無源變壓 器更利于單片集成，相對于source/drain型有源變壓器有更寬的頻帶，相對于推挽型有源 變壓器有更低的功率消耗，相對于共源共柵場效應(yīng)管對具有更更小的相位誤差。圖3所示的跨導(dǎo)型差分式電流模式LNA， M,和M2是差分對的核心，改變U比可以使電路 工作在不同的中心頻率。電路是在PD/0TA ( psesudo differential operational transconductance amplifiers)結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上在上Ms與M4之間M5、 Me之間增加小電阻，通過 仿真調(diào)試選擇合適的大小，可以提高LNA的高頻性能。電感U、 UM,、 M2的C^、 C^構(gòu)成LNA 的匹配網(wǎng)絡(luò)。電感L提供源極負(fù)反饋，提高電路的線性度，同時，這兩個電感也產(chǎn)生一個實(shí) 阻抗提供給輸入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)。其實(shí)現(xiàn)是通過另下式中的虛部等于零消除電抗得到的。Zin=Ls. gM/Css + j(w(Ls+ Lg ) -l/wCgs)傳統(tǒng)的FD (fully differential)結(jié)構(gòu)由帶有尾電流源的差分對構(gòu)成，本專利采用的PD (pseudo differential)結(jié)構(gòu)沒有尾電流源。簡單的去掉尾電流 源將增大電路的AcM (共模增益)，在FD結(jié)構(gòu)中，能夠采用增加偏置電流源對應(yīng) 的輸出阻抗的方法減少AcM。但是對PD 0TA結(jié)構(gòu)，Acm等于Adm，都是ga.這 樣共模抑制比等于1， AeM太大。本專利設(shè)計(jì)時在此基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn)， 其電路如圖3所示，AcM I *=0=Vocln/VicB I w=0= (gml-galgm2/ (gm2+g01+g02) ) / (g01+g02) =gnl/g 2這實(shí)際上是增加了共模反饋的PD OTA電路，適當(dāng)選擇&1、 gw可以降低電路 的共模增益。圖4是差分式電流模式混頻器，混頻器的輸入是差分電流1 和Iy，輸出是差分電流L和I2。電路采用兩個電流回路實(shí)現(xiàn)電流模式乘法器。其實(shí)現(xiàn)原理如下-如果晶體管M,-Me都嚴(yán)格一樣，那么V^-Vgs2都一致。I'iHWlc6/lc5 (1)I廣If(Ic3+lJ-(X4+lJ (2)Iyl=Ic3+Ic4 (3)Iy2=Ic5+Ic6 (4) 把(3)、 (4)帶入(2)可得=〉12= (Iyl+Iy2) -2*(i"+:u) (5)用L、 Ix2、 Iyi和Iy2表示Ic4和1。6帶入可得l-i2= ay「iy2) / a'+ij (6)易得Ix(Differential L current) = (Ix「Il2) Iy(Differential Iy current) = (Iyl_Iy2)Iref 二(I"化2)=> I,-I2=Ix*Iy/ Iref該混頻器相對于傳統(tǒng)的電壓模式混頻器，所有串聯(lián)的晶體管都用并聯(lián)結(jié) 構(gòu)替代，減少了共源共柵結(jié)構(gòu)數(shù)目。并且利用電流輸入替代電壓輸入，解決了晶體管層疊的問題，實(shí)現(xiàn)了低電壓。差分電流輸入有一點(diǎn)跟double-balanced混 頻器相似，就是偶數(shù)階諧波失真很小。差分LNA的電流輸出直接作為差分MIXER的輸入，也不需要額外的V-I轉(zhuǎn) 換單元電路。圖5所示為本專利采用的電流模式Q/I振蕩器，提供兩路正交的差分振蕩 信號。該振蕩器采用低頻普通環(huán)型振蕩器獲得高頻的I/Q電流振蕩信號輸出， 實(shí)現(xiàn)原理如下A1-A6為六個延時單元構(gòu)成普通的低頻環(huán)型振蕩器。如果一個延時單元的延 時為U那么振蕩的周期是12U在每一個延時單元后面接了一個g，單元，將電 壓信號轉(zhuǎn)化成電流信號。易知，1路信號是12、 14、 Ie的和信號，Q路信號是L、 13、 Is的和信號，那么1/Q路信號的振蕩周期變成了原始信號的1/3，也就是4U 工2是Qi反相延時U 14是.Q3反相延時U 16是Q5反相延時td之間相位相差90。， 也就是Q相對于I在相位上滯后90° ,所以最終實(shí)現(xiàn)了 I/Q兩路正交差分電流信 號輸出。圖6所示電路為差分式電流模式放大器，其作用是插入到混頻器和濾波器之 間，提高了電流信號增益。其中Mh M2和為M7、 Ms均為l: Id的電流鏡(即兩者溝導(dǎo)長寬比之間的比值為1: IO， M5、 Me和M3、仏為1: 1(2的電流鏡。L+、Ii -分別為差分輸入，1。+、 1。—分別為差分輸出，可知其差分電流增益為K&。圖7所示為本專利設(shè)計(jì)的最后一個單元電路，是電流模式低通濾波器電路。 由于基于CM0S電流鏡差分式電流模式濾波器具有電路結(jié)構(gòu)簡單，在正電源電壓與 地之間或正負(fù)電源電壓之間僅有一個M0S管，所以所需電源很低、功耗也很低。Iip、Iin為差分式輸入，I。P 、 1。n為差分式低通濾波器輸出。
權(quán)利要求
1、一種電流模式射頻接收機(jī)前端，其特征在于所述的射頻接收機(jī)前端所用核心電路均采用電流模式的方法進(jìn)行設(shè)計(jì)，所設(shè)計(jì)的射頻集成電路比電壓模式射頻集成電路具有更高的速度、更好的抗干擾性、更低的工作電壓和功耗。
2、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的射頻接收機(jī)前端，其特征在于其電路包含如下幾個核心電路 一個 跨導(dǎo)型差分式電流模式LNA、兩個差分式電流模式混頻器、 一個差分式電流模式1/Q環(huán)型 振蕩器、兩個差分式電流模式放大器、兩個差分式CMOS電流模式濾波器。
3、 根據(jù)權(quán)利要求2所述的射頻接收機(jī)前端，其特征在于其跨導(dǎo)型差分式電流模式LNA采用 PD/0TA (psesudo differential operational transconductance amplifiers)電路基本 結(jié)構(gòu)，滿足Lsg /Css=50產(chǎn)生輸入阻抗的50 Q實(shí)部，w(Ls+ U )=l/wCBS ，將電路調(diào)諧到 工作中心頻率。八《| =。=&1/&2具有較低的共模增益。為了實(shí)現(xiàn)功耗和噪聲系數(shù)的最優(yōu)化，輸入晶體管選擇最憂器件寬度W= -^-。其中Ls為源級負(fù)反饋電感，&為輸2woZC。^a,帆尸。入晶體管的跨導(dǎo)，U為柵極串聯(lián)電感，(^為輸入晶體管柵源寄生電感，g^g^為電流鏡單 元晶體管跨導(dǎo)，w。為工作中心頻率，L為器件溝道長度，C。,為氧化物單位面積電容，Rs 為源阻抗，'込^^為在一定功率約束條件下，最優(yōu)化的輸入回路等效品質(zhì)因數(shù)。該部分 電路為專利要求4所述的混頻器提供射頻輸入。
4、 根據(jù)權(quán)利要求2所述的射頻接收機(jī)前端，其特征在于其差分式電流模式混頻器的LO輸入、 RF輸入、IF輸出都為電流，采用兩個電流回路實(shí)現(xiàn)電流模式乘法器。所采用的晶體管都嚴(yán) 格一樣，相對于電壓模式混頻器所有串聯(lián)晶體管都用并聯(lián)結(jié)構(gòu)替代，減少了共源共柵結(jié)構(gòu) 數(shù)目，以電流輸入替代電壓輸入，解決晶體管層疊問題，實(shí)現(xiàn)低電壓工作，且跟雙平衡混 頻器一樣，偶數(shù)諧波失真很小，.滿足i^M^。/W，其中iif為為輸出中頻差分電流，U為 輸入射頻差分電流，h。為輸入本振差分電流，U為射頻輸入級偏置電流。差分LNA的電流 輸出直接作為差分MIXER的輸入，不需要額外的V-I轉(zhuǎn)換單元電路。整個混頻電路供電電壓為1.2V，功率消耗低于3mW， 1IP為9.5dB，具有很好的線性。
5、 根據(jù)權(quán)利要求2所述的射頻接收機(jī)前端，其特征在于其差分式電流模式I/Q環(huán)型振蕩器在 采用六個延時單元構(gòu)成的普通環(huán)型振蕩器基礎(chǔ)上添加g^單元，將產(chǎn)生的六個電流信號間隔 分為兩組取模，六延時單元環(huán)型振蕩器，各個延時單元時延為td，振蕩周期為12td，構(gòu)成 的兩路新電流信號振蕩周期為4td，所以頻率比原電壓振蕩信號提高三倍，且相位相差90°， 為專利要求4所述的混頻器提供本振輸入。整個振蕩電路供電電壓低于IV，兩路正交電流 輸出相位誤差低于1°。
6、 根據(jù)權(quán)利要求2所述的射頻接收機(jī)前端，其特征在于其差分式電流模式放大器采用電流鏡 實(shí)現(xiàn)，插入到混頻器和濾波器之間，實(shí)現(xiàn)電流放大，提高電流信號增益。放大器分兩級放 大，放大倍數(shù)分別為K,和K2。
7、 根據(jù)權(quán)利要求2所述的射頻接收機(jī)前端，其特征在于其差分式CMOS電流模式濾波器基于 電流鏡實(shí)現(xiàn)，電路結(jié)構(gòu)簡單，正電源電壓與地之間或正負(fù)電源電壓之間僅有一個MOS管,所 以所需電源很低、功耗也很低。
全文摘要
本發(fā)明專利名稱為電流模式射頻接收機(jī)前端，屬于模擬集成電路領(lǐng)域。電路中非平衡-平衡變壓器產(chǎn)生平衡式差分輸出信號；差分跨導(dǎo)LNA經(jīng)過低噪聲放大，產(chǎn)生差分輸出電流；差分式電流模式I/Q環(huán)型振蕩器提供兩路相互正交的差分式本振電流信號；LNA和振蕩器的輸出電流直接作為差分電流模式混頻器的輸入；差分式電流模式放大器提高電流信號增益；基于CMOS電流鏡的差分式電流模式低通濾波器在正電源電壓與地之間或正負(fù)電源電壓之間只有一個MOS管。整體電路以電流信號為處理對象，電路內(nèi)部節(jié)點(diǎn)電阻低，降低了電路的工作電壓和功耗，克服了移動通信設(shè)備數(shù)-?；旌蠁纹上到y(tǒng)中的前端射頻電路與后端數(shù)字電路工作電壓和功耗不一致這一瓶頸。
文檔編號H04B1/28GK101232293SQ200810030420
公開日2008年7月30日 申請日期2008年1月3日 優(yōu)先權(quán)日2008年1月3日
發(fā)明者李仁發(fā), 超 杜, 楊昌勇, 王春華, 晶 琚, 馬銘磷 申請人:湖南大學(xué)