專利名稱：基于分數(shù)階傅立葉變換的自適應(yīng)干擾分離的信號收發(fā)裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無線通信中的一種自適應(yīng)傳輸方法和裝置，具體涉及一種利用信號在分數(shù)階傅立葉變換(Fractional Fourier Transform，F(xiàn)rFT)域的能量集中特性來進行干擾分離以及反饋給發(fā)送端和接收端以調(diào)整發(fā)送波形以及分數(shù)域濾波器長度的自適應(yīng)傳輸裝置。

背景技術(shù)：
隨著人們對于高數(shù)據(jù)速率多媒體通信需求的增長，超寬帶技術(shù)成為短距離高速無線接入的候選方案之一，為了避免其對現(xiàn)存系統(tǒng)造成干擾，美國聯(lián)邦通信委員會嚴格限制這一系統(tǒng)的發(fā)射功率不得大于-41.3dBm/MHz，因此超寬帶系統(tǒng)中的多徑、多用戶干擾以及同頻段其它系統(tǒng)的干擾成為限制系統(tǒng)性能的主要因素之一，同時為了保留超寬帶系統(tǒng)易于實現(xiàn)的特性，希望利用一種抗干擾技術(shù)就可以實現(xiàn)對于上述干擾的聯(lián)合抑制。
在傳統(tǒng)的傅立葉變換域中，由于正弦波信號在傅立葉域具有比較好的能量集中特性，因此可以通過傅立葉域的濾波來實現(xiàn)對于干擾信號的有效抑制，但是隨著信號占用帶寬的增加，在傅立葉域進行濾波以降低干擾的優(yōu)勢越來越不明顯。而近20年來，在傳統(tǒng)傅立葉變換的基礎(chǔ)上又提出了分數(shù)傅立葉變換的思想，線性調(diào)頻信號是分數(shù)傅立葉變換域的一組正交基函數(shù)，在分數(shù)域會具有比較好的能量集中特性，因此可以考慮采用線性調(diào)頻信號作為脈沖超寬帶系統(tǒng)的發(fā)送信號以利用其在分數(shù)域的能量集中特性抑制干擾。
如果將傳統(tǒng)的傅立葉變換算子看作是從時間軸逆時針旋轉(zhuǎn)π/2到頻率軸的線性算子，則分數(shù)傅立葉變換算子就是可旋轉(zhuǎn)任意角度φα的線性算子。分數(shù)傅立葉變換在保留傳統(tǒng)傅立葉變換的性質(zhì)和特點的基礎(chǔ)上又添加了其特有的新優(yōu)勢，如其可以同時考慮時頻域的信息，因此說分數(shù)傅立葉變換是一種廣義的傅立葉變換。
分數(shù)傅立葉變換有很多種等價的定義方式，這里只給出最常見的積分形式定義方式。
函數(shù)f(t)為信號的時域表達形式，其α階分數(shù)傅立葉變換為
其中u代表分數(shù)域坐標(biāo)，此時積分形式的定義可以表示成下面的式子
式中，算子核

可以定義為以下的形式 式中，φα＝απ/2為分數(shù)傅立葉變換的旋轉(zhuǎn)角度。
分數(shù)傅立葉變換的逆變換可以表示為
上式表明信號f(t)的分數(shù)階傅立葉變換可以解釋為f(t)在以逆變換核

為基的函數(shù)空間上的展開，而該核是一組正交的線性調(diào)頻信號，具體寫出線性調(diào)頻信號的一般表達式如下 f(t)＝Aexp(j(2πf0t+πμ0t2))(4) 其中A為信號幅度參數(shù)；f0為線性調(diào)頻信號的中心頻率；μ0為線性調(diào)頻信號的調(diào)頻率。傳統(tǒng)傅立葉變換是以正余弦函數(shù)作為基分解的，因此正余弦函數(shù)在頻域表現(xiàn)為沖擊函數(shù)，同理，根據(jù)上述分數(shù)傅立葉變換具有的線性調(diào)頻信號基分解特性，一個線性調(diào)頻信號在適當(dāng)?shù)姆謹?shù)階傅立葉域中將表現(xiàn)為一個沖擊函數(shù)，即
式中，lF為任意實數(shù)。
上述線性調(diào)頻信號是復(fù)信號，而實際系統(tǒng)的發(fā)送信號應(yīng)該是實信號，因此利用復(fù)信號的性質(zhì)，取兩個共軛線性調(diào)頻信號疊加作為實際的發(fā)送信號，其表達式如下 c(t)＝c1(t)+c2(t) ＝exp{j(2πf0t+πkt2)}+exp{-j(2πf0t+πkt2)}(6) ＝2cos(2πf0t+πkt2) 則上式中的兩個線性調(diào)頻信號分別在α階分數(shù)域和-α階分數(shù)域能量最集中。利用這一實信號的時移疊加可以組成滿足FCC頻譜規(guī)范且在分數(shù)域具有比較好的能量聚集特性的脈沖波形，其波形如說明書附圖中的圖2至圖4所示，表達式為 對這一信號在分數(shù)域進行濾波就可以有效將期望信號和干擾信號分離開，通過對分離開的期望信號和干擾信號進一步分析可以估計得到接收端的信干比以及受到正弦系統(tǒng)干擾的頻段和強度。利用這些估計得到的參數(shù)可以反過來通知發(fā)送端調(diào)整發(fā)送的脈沖波形、接收端調(diào)整濾波器窗的長度以實現(xiàn)降低干擾，提高系統(tǒng)性能的目的。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明是為了解決脈沖超寬帶系統(tǒng)中存在多種干擾影響系統(tǒng)性能的問題，提出了一種基于分數(shù)階傅立葉變換的自適應(yīng)干擾分離的信號收發(fā)裝置。
本發(fā)明的信號發(fā)送裝置100包括以下部分 信號源1，用于產(chǎn)生待發(fā)送的二進制數(shù)字信息{bn}，并將產(chǎn)生的二進制數(shù)字信息{bn}發(fā)送給基帶調(diào)制器7； 基帶調(diào)制器7，用于把接收到的二進制數(shù)據(jù){bn}調(diào)制轉(zhuǎn)換成輸出數(shù)據(jù)流{dn}發(fā)送給調(diào)制多址器2； 接收反饋模塊6，用于接收信號接收裝置200發(fā)送的反饋參數(shù)，并將所述反饋參數(shù)發(fā)送給參數(shù)選擇器3； 參數(shù)選擇器3，用于根據(jù)接收到的接收反饋模塊6發(fā)送的反饋參數(shù)選擇相應(yīng)的波形參數(shù)，并將所述波形參數(shù)發(fā)送給線性調(diào)頻信號產(chǎn)生器4； 幀同步時鐘9，用于產(chǎn)生同步時鐘信號，并將產(chǎn)生的同步時鐘信號分別發(fā)送給線性調(diào)頻信號產(chǎn)生器4和跳時碼產(chǎn)生器8以保證二者在給定的時間到達調(diào)制多址器2； 跳時碼產(chǎn)生器8，用于產(chǎn)生多址需要的偽隨機碼序列，并在幀同步時鐘9輸出的同步時鐘信號的控制下同步輸出所述偽隨機碼序列發(fā)送給調(diào)制多址器2； 線性調(diào)頻信號產(chǎn)生器4，用于根據(jù)參數(shù)選擇器3發(fā)送的參數(shù)產(chǎn)生線性調(diào)頻信號p(t)，并在幀同步時鐘9輸出的同步時鐘信號的控制下同步發(fā)送所述線性調(diào)頻信號p(t)給調(diào)制多址器2； 調(diào)制多址器2，用于根據(jù)接收到的線性調(diào)頻信號p(t)和偽隨機碼序列，對信號源1輸出的二進制數(shù)字信息進行TH-BPSK調(diào)制，獲得發(fā)送的脈沖信號s(l)(t)，并將所述發(fā)送的脈沖信號s(l)(t)通過發(fā)送天線5發(fā)送出去。
本發(fā)明的信號接收裝置200包括以下部分 采樣器11，用于對接收天線30獲得的信號進行離散采樣，獲得接收信號r(n)，并將獲得的接收信號r(n)分別傳遞給α階離散分數(shù)傅立葉變換器12和-α階離散分數(shù)傅立葉變換器13； α階離散分數(shù)傅立葉變換器12，用于將接收到的信號進行α階離散分數(shù)傅立葉變換獲得信號

并將獲得的信號

傳遞給一號分數(shù)傅立葉變換域濾波器14； 一號分數(shù)傅立葉變換域濾波器14，用于根據(jù)信號處理與參數(shù)估計模塊20發(fā)送的參數(shù)調(diào)整分數(shù)域濾波長度ΔL，還用于對接收到的信號進行濾波，提取接收信號中如公式(7)所示的p1(t)部分

并將所述提取的信號

傳遞給-α階分數(shù)傅立葉變換器15； -α階分數(shù)傅立葉變換器15，用于將接收到的信號

進行-α階分數(shù)傅立葉變換，獲得對p1(t)的離散估計信號

并將所述估計信號

傳遞給相加器18； -α階離散分數(shù)傅立葉變換器13，用于將接收到的信號進行-α階離散分數(shù)傅立葉變換獲得信號

并將獲得的信號

傳遞給二號分數(shù)傅立葉變換域濾波器16； 二號分數(shù)傅立葉變換域濾波器16，用于根據(jù)信號處理與參數(shù)估計模塊20發(fā)送的參數(shù)調(diào)整分數(shù)域濾波長度ΔL，還用于對接收到的信號進行濾波，提取接收信號中如公式(7)所示的p2(t)部分

并將所述提取的信號

傳遞給α階分數(shù)傅立葉變換器17； α階分數(shù)傅立葉變換器17，用于將接收到的信號

進行α階分數(shù)傅立葉變換，獲得對p2(t)的離散估計信號

并將所述估計信號

傳遞給相加器18； 相加器18，用于將-α階分數(shù)傅立葉變換器15的輸出信號

和α階分數(shù)傅立葉變換器17的輸出信號

進行疊加，獲得抑制干擾以后的估計發(fā)送信號

并將獲得的估計發(fā)送信號

分別發(fā)送給減法器19和信號處理與參數(shù)估計模塊20； 減法器19，用于將相加器18輸出的估計發(fā)送信號

從采樣器11獲得的接收信號r(n)中減去，獲得估計干擾信號

并將所述估計干擾信號

發(fā)送給信號處理與參數(shù)估計模塊20； 信號處理與參數(shù)估計模塊20，用于根據(jù)接收到的發(fā)送信號s(l)(t)的估計值

和干擾信號I(t)的估計值

獲得反饋參數(shù)信干比、正弦干擾的頻率范圍，并將所述反饋參數(shù)分別發(fā)送給發(fā)送反饋模塊21和一號分數(shù)傅立葉變換域濾波器14、二號分數(shù)傅立葉變換域濾波器16，還用于輸出待發(fā)送的數(shù)據(jù)信息給數(shù)據(jù)檢測模塊22； 數(shù)據(jù)檢測模塊22，用于對接收到的數(shù)據(jù)信息進行檢測判決，進而獲得輸出的二進制數(shù)據(jù)信息； 發(fā)送反饋模塊21，用于將接收到的參數(shù)信號發(fā)送給信號發(fā)送裝置100的接收反饋模塊6。
本發(fā)明的信號收發(fā)裝置的工作原理為當(dāng)接收端的信噪比較高(即可以忽略加性高斯白噪聲對系統(tǒng)的影響)且僅僅考慮一幀信號對應(yīng)的時間長度時(即此時的

對接收信號分別進行α階和-α階的離散分數(shù)階傅立葉變換，則在α域p1(t)會具有比較好的能量聚集特性，因此通過長為ΔL的濾波器以后，可以濾出p1(t)的大部分能量，而其它信號經(jīng)過濾波器以后均受到了明顯的抑制，再將濾波后的信號經(jīng)過-α階的分數(shù)階傅立葉變換就可以得到濾波后的時域波形r1(n)。由于通常情況下r1(n)為一個復(fù)數(shù)序列，因此需要與另一組在-α域進行濾波后的信號r2(n)進行疊加以消除虛數(shù)部分的影響。經(jīng)過疊加后的信號為

接收信號r(n)減去疊加后信號

可以得到對于干擾信號的估計

由于對于不同干擾能量以及不同干擾頻率，所采用的發(fā)射波形以及接收端分數(shù)域濾波器的長度也應(yīng)該是隨之變化的，因此需要將期望信號的估計

與干擾信號的估計

一起送入信號處理與參數(shù)估計模塊20，進而得到信干比SIR的估計值以及正弦干擾頻率的估計值，根據(jù)這些參數(shù)估計值確定發(fā)送波形的參數(shù)以及濾波器的長度ΔL，這樣就可以實現(xiàn)自適應(yīng)的基于分數(shù)階傅立葉變換FrFT的信號傳輸。
本發(fā)明利用在分數(shù)傅立葉變換域具有比較好能量集中特性的發(fā)送信號，通過在信號接收裝置200增加離散分數(shù)傅立葉變換將期望信號和干擾信號有效分離開，然后利用信號處理和參數(shù)估計方法估計得到信干比和正弦干擾頻率范圍等參數(shù)，并將這些參數(shù)反饋給信號發(fā)送裝置100的脈沖產(chǎn)生器和信號接收裝置200的分數(shù)傅立葉變換域濾波器以實現(xiàn)自適應(yīng)抑制干擾的目的。
本發(fā)明設(shè)計合理、工作可靠，具有較大的推廣價值，適用于高數(shù)據(jù)速率多媒體通信領(lǐng)域。



圖1是本發(fā)明的信號收發(fā)裝置的結(jié)構(gòu)示意圖。圖2至圖4是Chirp信號作為疊加基本脈沖所得到的滿足FCC頻譜規(guī)范的波形圖，其中圖2是時域波形，圖3是功率譜密度，圖4是分數(shù)域波形圖。圖5至圖7是對多址干擾的抑制的效果示例，其中圖5是時域波形，圖6是分數(shù)域波形，圖7是濾波后再反變換到時域得到的信號波形。圖8、圖9是對多徑干擾抑制效果的示例，其中圖8是原始波形圖，圖9是濾波后波形圖。圖10、圖11是對正弦波干擾抑制效果的示例，所述正弦波的載波頻率為5.5GHz，其中圖10是原始波形圖，圖11是濾波后波形圖。

具體實施例方式 本實施方式所述的信號收發(fā)裝置的應(yīng)用背景為脈沖體制超寬帶系統(tǒng)，在該系統(tǒng)中采用的調(diào)制方式為BPSK，多址方式為跳時(TH)碼分多址，基本波形為滿足FCC頻譜規(guī)范且在分數(shù)傅立葉變換域具有能量集中特性的脈沖波形的情況。
本實施方式的信號發(fā)送裝置100由以下部分組成 信號源1，用于產(chǎn)生待發(fā)送的二進制數(shù)字信息{bn}，并將產(chǎn)生的二進制數(shù)字信息{bn}發(fā)送給基帶調(diào)制器7； 基帶調(diào)制器7，用于把接收到的二進制數(shù)據(jù){bn}調(diào)制轉(zhuǎn)換成輸出數(shù)據(jù)流{dn}發(fā)送給調(diào)制多址器2； 接收反饋模塊6，用于接收信號接收裝置200發(fā)送的反饋參數(shù)，并將所述反饋參數(shù)發(fā)送給參數(shù)選擇器3； 參數(shù)選擇器3，用于根據(jù)接收到的反饋參數(shù)選擇相應(yīng)的波形參數(shù)，并將所述波形參數(shù)發(fā)送給線性調(diào)頻信號產(chǎn)生器4； 幀同步時鐘9，用于產(chǎn)生同步時鐘信號，并將產(chǎn)生的同步時鐘信號分別發(fā)送給線性調(diào)頻信號產(chǎn)生器4和跳時碼產(chǎn)生器8以保證二者在給定的時間到達調(diào)制多址器2； 跳時碼產(chǎn)生器8，用于產(chǎn)生多址需要的偽隨機碼序列，并在幀同步時鐘9輸出的同步時鐘信號的控制下同步輸出所述偽隨機碼序列發(fā)送給調(diào)制多址器2； 線性調(diào)頻信號產(chǎn)生器4，用于根據(jù)參數(shù)選擇器3發(fā)送的參數(shù)產(chǎn)生線性調(diào)頻信號p(t)，并在幀同步時鐘9輸出的同步時鐘信號的控制下同步發(fā)送所述線性調(diào)頻信號p(t)給調(diào)制多址器2； 調(diào)制多址器2，用于根據(jù)接收到的線性調(diào)頻信號p(t)和偽隨機碼序列，對信號源1輸出的二進制數(shù)字信息進行TH-BPSK調(diào)制，獲得發(fā)送的脈沖信號s(l)(t)，并將所述發(fā)送的脈沖信號s(l)(t)通過發(fā)送天線5發(fā)送出去。
本實施方式的信號發(fā)送裝置100產(chǎn)生的發(fā)送信號應(yīng)當(dāng)滿足如下準(zhǔn)則 第二、發(fā)送信號在分數(shù)傅立葉變換域具有比較好的能量集中特性； 第三、發(fā)送信號滿足FCC的頻譜規(guī)范； 第四、發(fā)送信號的參數(shù)可以根據(jù)反饋回來的信息自適應(yīng)調(diào)整。
滿足上述三點的發(fā)送信號能夠保證在分數(shù)域可以將期望信號和干擾信號進行有效區(qū)分。其中第一點主要從抑制干擾的角度出發(fā)，只有在分數(shù)階傅立葉變換FrFT域具有比較好的能量聚集特性才能保證經(jīng)過窄帶濾波以后可以將正弦信號干擾、多徑干擾以及多用戶干擾和期望信號分離開，這樣才可以接著進行下面的參數(shù)估計以便可以自適應(yīng)調(diào)整發(fā)送脈沖的參數(shù)以及接收端的參數(shù)；第二點是為了保證超寬帶通信系統(tǒng)的正常運行，因為超寬帶信號必須滿足FCC所給定的頻譜規(guī)范；第三點是為了使得這種自適應(yīng)的傳輸方式具有可實現(xiàn)性。
在本實施方式的信號發(fā)送裝置100中，所述基帶調(diào)制器7將輸入的二進制數(shù)據(jù){bn)調(diào)制轉(zhuǎn)換成輸出數(shù)據(jù)流{dn)的過程，是將所述數(shù)據(jù)流{bn)中的二進制數(shù)碼“1”和“0”映射為“1”和“-1”轉(zhuǎn)換成輸出數(shù)據(jù)流{dn)，轉(zhuǎn)換原則為 所述參數(shù)選擇器3根據(jù)接收到的正弦干擾信號占用頻段的信息，從中選擇出對該頻段干擾具有最優(yōu)抑制特性的脈沖波形的參數(shù)發(fā)送給線性調(diào)頻信號產(chǎn)生器4，從而完成了發(fā)送裝置與接收裝置的自適應(yīng)調(diào)整，所述參數(shù)包括每次線性調(diào)頻信號的時移間隔τ；疊加的時移脈沖的數(shù)量M；疊加的系數(shù)尾βm；發(fā)射信號的中心頻率f0；線性調(diào)頻信號的調(diào)頻率k。
所述線性調(diào)頻信號產(chǎn)生器4產(chǎn)生的線性調(diào)頻信息p(t)為 對于第l個用戶，所述調(diào)制多址器2輸出的脈沖信號s(l)(t)為
其中，Tf為一幀數(shù)據(jù)的持續(xù)時間，或稱為脈沖重復(fù)時間。
{cj(l)}是跳時碼產(chǎn)生器8為每個用戶產(chǎn)生的一個特定的跳時序列，其中l(wèi)＝1，2，……，L為用戶序號，這種跳時序列能夠降低因多址接入而產(chǎn)生的脈沖碰撞，從而提高系統(tǒng)的容量。
Tc為每個跳時碼持續(xù)的時間，

表示取z的整數(shù)部分，Ns為每一比特數(shù)據(jù)要發(fā)送的脈沖數(shù)，

是第l個用戶在第j幀傳送的調(diào)制信息。
本實施方式的信號接收裝置200由以下部分組成 采樣器11，用于對接收天線30獲得的信號進行離散采樣，獲得接收信號r(n)，并將獲得的接收信號r(n)分別傳遞給α階離散分數(shù)傅立葉變換器12和-α階離散分數(shù)傅立葉變換器13； α階離散分數(shù)傅立葉變換器12，用于將接收到的信號進行α階離散分數(shù)傅立葉變換獲得信號

并將獲得的信號

傳遞給一號分數(shù)傅立葉變換域濾波器14； 一號分數(shù)傅立葉變換域濾波器14，用于根據(jù)信號處理與參數(shù)估計模塊20發(fā)送的參數(shù)調(diào)整分數(shù)域濾波長度ΔL，還用于對接收到的信號進行濾波，提取接收信號中如公式(7)所示的p1(t)部分

并將所述提取的信號

傳遞給-α階分數(shù)傅立葉變換器15； -α階分數(shù)傅立葉變換器15，用于將接收到的信號

進行-α階分數(shù)傅立葉變換，獲得對p1(t)的離散估計信號

并將所述估計信號

傳遞給相加器18； -α階離散分數(shù)傅立葉變換器13，用于將接收到的信號進行-α階離散分數(shù)傅立葉變換獲得信號

并將獲得的信號

傳遞給二號分數(shù)傅立葉變換域濾波器16； 二號分數(shù)傅立葉變換域濾波器16，用于根據(jù)信號處理與參數(shù)估計模塊20發(fā)送的參數(shù)調(diào)整分數(shù)域濾波長度ΔL，還用于對接收到的信號進行濾波，提取接收信號中如公式(7)所示的p2(t)部分

并將所述提取的信號

傳遞給α階分數(shù)傅立葉變換器17； α階分數(shù)傅立葉變換器17，用于將接收到的信號

進行α階分數(shù)傅立葉變換，獲得對p2(t)的離散估計信號

并將所述估計信號

傳遞給相加器18； 相加器18，用于將-α階分數(shù)傅立葉變換器15的輸出信號

和α階分數(shù)傅立葉變換器17的輸出信號

進行疊加，獲得抑制干擾以后的估計發(fā)送信號

并將獲得的估計發(fā)送信號

分別發(fā)送給減法器19和信號處理與參數(shù)估計模塊20； 減法器19，用于將相加器18輸出的估計發(fā)送信號

從采樣器11獲得的接收信號r(n)中減去，獲得估計干擾信號

并將所述估計干擾信號

發(fā)送給信號處理與參數(shù)估計模塊20； 信號處理與參數(shù)估計模塊20，用于根據(jù)接收到的發(fā)送信號s(l)(t)的估計值

和干擾信號I(t)的估計值

獲得反饋參數(shù)信干比、正弦干擾的頻率范圍，并將所述反饋參數(shù)分別發(fā)送給發(fā)送反饋模塊21和一號分數(shù)傅立葉變換域濾波器14、二號分數(shù)傅立葉變換域濾波器16，還用于輸出待發(fā)送的數(shù)據(jù)信息給數(shù)據(jù)檢測模塊22； 數(shù)據(jù)檢測模塊22，用于對接收到的數(shù)據(jù)信息進行檢測判決，進而獲得輸出的二進制數(shù)據(jù)信息； 發(fā)送反饋模塊21，用于將接收到的參數(shù)信號發(fā)送給信號發(fā)送裝置100中的接收反饋模塊6。
其中，所述采樣器11獲得的接收信號r(n)為 r(n)＝s(l)(n)+I(n)+n(n)＝s(l)(n)+Is(n)+Ip(n)+Iu(n)+n(n)(11) 其中s(l)(n)是期望信號，Is(n)是正弦波干擾信號，Ip(n)是多徑干擾信號，Iu(n)是多用戶干擾信號，n(n)是加性高斯白噪聲信號。
信號處理與參數(shù)估計模塊20中，獲得接收裝置的信干比的過程為 假設(shè)接收端具有理想同步(即接收裝置知道發(fā)送信號到達接收裝置的精確時間)且加性高斯白噪聲可以忽略時，僅僅考慮一幀信號對應(yīng)的時間長度(即此時的

計算得到接收裝置的信干比為 式中，N為每幀信息對應(yīng)的分數(shù)域采樣點個數(shù)。
信號處理與參數(shù)估計模塊20中，獲得正弦干擾的頻率范圍的估計值的過程為 對減法器19送來的信號

做快速傅立葉變換(FFT)獲得該干擾信號的離散頻域特性，由于正弦干擾信號占用的帶寬很窄，而超寬帶信號占用的帶寬則很寬，因此在頻域上正弦干擾信號體現(xiàn)出比較好的能量集中特性，從而在接收信號的頻譜圖上可以明顯得出正弦干擾信號所占用的頻段。
所述一號分數(shù)傅立葉變換域濾波器14和二號分數(shù)傅立葉變換域濾波器16根據(jù)信號處理與參數(shù)估計模塊20發(fā)送的參數(shù)調(diào)整分數(shù)域濾波長度ΔL的過程為當(dāng)信干比SIR比較高時，即干擾的影響比較小時，通過反饋通道增加接收裝置濾波器窗函數(shù)的長度ΔL以提高接收到的期望信號能量；當(dāng)信干比SIR比較低時，即干擾的影響比較大時，通過反饋通道降低接收端濾波器窗函數(shù)的長度ΔL以避免干擾信號的影響。
所述數(shù)據(jù)檢測模塊22對接收到的數(shù)據(jù)信息進行檢測判決的方法為 若
若
采用本實施方式的信號收發(fā)裝置進行信號的收發(fā)對外界干擾的濾除效果參見圖5至圖11，其中圖5至7是多址干擾時的原始信號與經(jīng)過干擾抑制以后的信號的對比示意圖；圖8、圖9是多徑干擾時的原始信號與經(jīng)過干擾抑制以后的信號的對比示意圖；圖10、圖11是正弦波干擾時的原始信號與經(jīng)過干擾抑制以后的信號的對比示意圖。從圖中可以看到，經(jīng)過濾波處理以后，干擾信號的能量下降很多，而期望信號的能量則基本不變，因此可以實現(xiàn)抑制干擾的目的。
權(quán)利要求
1、基于分數(shù)階傅立葉變換的自適應(yīng)干擾分離的信號發(fā)送裝置(100)，其特征在于它由以下部分組成
信號源(1)，用于產(chǎn)生待發(fā)送的二進制數(shù)字信息{bn}，并將產(chǎn)生的二進制數(shù)字信息{bn}發(fā)送給基帶調(diào)制器(7)；
基帶調(diào)制器(7)，用于把接收到的二進制數(shù)據(jù){bn}調(diào)制轉(zhuǎn)換成輸出數(shù)據(jù)流{dn}發(fā)送給調(diào)制多址器(2)；
接收反饋模塊(6)，用于接收信號接收裝置(200)發(fā)送的反饋參數(shù)，并將所述反饋參數(shù)發(fā)送給參數(shù)選擇器(3)；
參數(shù)選擇器(3)，用于根據(jù)接收到的反饋參數(shù)選擇相應(yīng)的波形參數(shù)，并將所述波形參數(shù)發(fā)送給線性調(diào)頻信號產(chǎn)生器(4)；
幀同步時鐘(9)，用于產(chǎn)生同步時鐘信號，并將產(chǎn)生的同步時鐘信號分別發(fā)送給線性調(diào)頻信號產(chǎn)生器(4)和跳時碼產(chǎn)生器(8)以保證二者在給定的時間到達調(diào)制多址器(2)；
跳時碼產(chǎn)生器(8)，用于產(chǎn)生多址需要的偽隨機碼序列，并在幀同步時鐘(9)輸出的同步時鐘信號的控制下同步輸出所述偽隨機碼序列發(fā)送給調(diào)制多址器(2)；
線性調(diào)頻信號產(chǎn)生器(4)，用于根據(jù)參數(shù)選擇器(3)發(fā)送的參數(shù)產(chǎn)生線性調(diào)頻信號p(t)，并在幀同步時鐘(9)輸出的同步時鐘信號的控制下同步發(fā)送所述線性調(diào)頻信號p(t)給調(diào)制多址器(2)；
調(diào)制多址器(2)，用于根據(jù)接收到的線性調(diào)頻信號p(t)和偽隨機碼序列，對信號源(1)輸出的二進制數(shù)字信息進行TH-BPSK調(diào)制，獲得發(fā)送的脈沖信號s(l)(t)，并將所述發(fā)送的脈沖信號s(l)(t)通過發(fā)送天線(5)發(fā)送出去。
2、根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于分數(shù)階傅立葉變換的自適應(yīng)干擾分離的信號發(fā)送裝置(100)，其特征在于，所述基帶調(diào)制器(7)將輸入的二進制數(shù)據(jù){bn}調(diào)制轉(zhuǎn)換成輸出數(shù)據(jù)流{dn}的過程，是將所述數(shù)據(jù)流{bn}中的二進制數(shù)碼“1”和“0”映射為“1”和“-1”轉(zhuǎn)換成輸出數(shù)據(jù)流{dn}，轉(zhuǎn)換原則為
3、根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于分數(shù)階傅立葉變換的自適應(yīng)干擾分離的信號發(fā)送裝置(100)，其特征在于，所述參數(shù)選擇器(3)根據(jù)接收到的正弦干擾信號占用頻段的信息，從中選擇出對該頻段干擾具有最優(yōu)抑制特性的脈沖波形的參數(shù)發(fā)送給線性調(diào)頻信號產(chǎn)生器(4)，所述參數(shù)包括每次線性調(diào)頻信號的時移間隔τ；疊加的時移脈沖的數(shù)量M；疊加的系數(shù)βm；發(fā)射信號的中心頻率f0；線性調(diào)頻信號的調(diào)頻率k。
4、根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于分數(shù)階傅立葉變換的自適應(yīng)干擾分離的信號發(fā)送裝置(100)，其特征在于，所述線性調(diào)頻信號產(chǎn)生器(4)產(chǎn)生的線性調(diào)頻信息p(t)為
對于第l個用戶，所述調(diào)制多址器(2)輸出的脈沖信號s(t)為
其中，Tf為一幀數(shù)據(jù)的持續(xù)時間，或稱為脈沖重復(fù)時間，{cj(t)}是跳時碼產(chǎn)生器(8)為每個用戶產(chǎn)生的一個特定的跳時序列，其中l(wèi)＝1，2，……，L為用戶序號，Tc為每個跳時碼持續(xù)的時間，
表示取z的整數(shù)部分，Ns為每一比特數(shù)據(jù)要發(fā)送的脈沖數(shù)，
是第l個用戶在第j幀傳送的調(diào)制信息。
5、基于分數(shù)階傅立葉變換的自適應(yīng)干擾分離的信號接收裝置(200)，其特征在于它由以下部分組成
采樣器(11)，用于對接收天線(30)獲得的信號進行離散采樣，獲得接收信號r(n)，并將獲得的接收信號r(n)分別傳遞給α階離散分數(shù)傅立葉變換器(12)和-α階離散分數(shù)傅立葉變換器(13)；
α階離散分數(shù)傅立葉變換器(12)，用于將接收到的信號進行α階離散分數(shù)傅立葉變換獲得信號
并將獲得的信號
傳遞給一號分數(shù)傅立葉變換域濾波器(14)；
一號分數(shù)傅立葉變換域濾波器(14)，用于根據(jù)信號處理與參數(shù)估計模塊(20)發(fā)送的參數(shù)調(diào)整分數(shù)域濾波長度ΔL，還用于對接收到的信號進行濾波，提取接收信號中的p1(t)部分
并將所述提取的信號
傳遞給-α階分數(shù)傅立葉變換器(15)；
-α階分數(shù)傅立葉變換器(15)，用于將接收到的信號
進行-α階分數(shù)傅立葉變換，獲得對p1(t)的離散估計信號
并將所述估計信號
傳遞給相加器(18)；
-α階離散分數(shù)傅立葉變換器(13)，用于將接收到的信號進行-α階離散分數(shù)傅立葉變換獲得信號
并將獲得的信號
傳遞給二號分數(shù)傅立葉變換域濾波器(16)；
二號分數(shù)傅立葉變換域濾波器(16)，用于根據(jù)信號處理與參數(shù)估計模塊(20)發(fā)送的參數(shù)調(diào)整分數(shù)域濾波長度ΔL，還用于對接收到的信號進行濾波，提取接收信號中的p2(t)部分
并將所述提取的信號
傳遞給α階分數(shù)傅立葉變換器(17)；
α階分數(shù)傅立葉變換器(17)，用于將接收到的信號
進行α階分數(shù)傅立葉變換，獲得對p2(t)的離散估計信號
并將所述估計信號
傳遞給相加器(18)；
相加器(18)，用于將-α階分數(shù)傅立葉變換器15的輸出信號
和α階分數(shù)傅立葉變換器(17)的輸出信號
進行疊加，獲得抑制干擾以后的估計發(fā)送信號
并將獲得的估計發(fā)送信號
分別發(fā)送給減法器(19)和信號處理與參數(shù)估計模塊(20)；
減法器(19)，用于將相加器(18)輸出的估計發(fā)送信號
從采樣器(11)獲得的接收信號r(n)中減去，獲得估計干擾信號
并將所述估計干擾信號
發(fā)送給信號處理與參數(shù)估計模塊(20)；
信號處理與參數(shù)估計模塊(20)，用于根據(jù)接收到的發(fā)送信號s(l)(t)的估計值
和干擾信號I(t)的估計值
獲得反饋參數(shù)信干比、正弦干擾的頻率范圍，并將所述反饋參數(shù)分別發(fā)送給發(fā)送反饋模塊(21)和一號分數(shù)傅立葉變換域濾波器(14)、二號分數(shù)傅立葉變換域濾波器(16)，還用于輸出待發(fā)送的數(shù)據(jù)信息給數(shù)據(jù)檢測模塊(22)；
數(shù)據(jù)檢測模塊(22)，用于對接收到的數(shù)據(jù)信息進行檢測判決，進而獲得輸出的二進制數(shù)據(jù)信息；
發(fā)送反饋模塊(21)，用于將接收到的參數(shù)信號發(fā)送給信號發(fā)送裝置(100)中的接收反饋模塊(6)。
6、根據(jù)權(quán)利要求5所述的基于分數(shù)階傅立葉變換的自適應(yīng)干擾分離的信號接收裝置(200)，其特征在于，所述采樣器(11)獲得的接收信號r(t)為
r(n)＝s(l)(n)+I(n)+n(n)＝s(l)(n)+Is(n)+Ip(n)+Iu(n)+n(n)，
其中s(l)(n)是期望信號，Is(n)是正弦波干擾信號，Ip(n)是多徑干擾信號，Iu(n)是多用戶干擾信號，n(n)是加性高斯白噪聲信號。
7、根據(jù)權(quán)利要求5所述的基于分數(shù)階傅立葉變換的自適應(yīng)干擾分離的信號接收裝置(200)，其特征在于，所述信號處理與參數(shù)估計模塊(20)獲得接收裝置的信干比的過程為
假設(shè)接收端具有理想同步(即接收裝置知道發(fā)送信號到達接收裝置的精確時間)且加性高斯白噪聲可以忽略時，僅僅考慮一幀信號對應(yīng)的時間長度(即此時的
計算得到接收裝置的信干比為
式中，N為每幀信息對應(yīng)的分數(shù)域采樣點個數(shù)。
8、根據(jù)權(quán)利要求5所述的基于分數(shù)階傅立葉變換的自適應(yīng)干擾分離的信號接收裝置(200)，其特征在于，所述信號處理與參數(shù)估計模塊(20)獲得正弦干擾的頻率范圍的估計值的過程為
對減法器(19)送來的信號
做快速傅立葉變換獲得該干擾信號的離散頻域特性，由于正弦干擾信號占用的帶寬很窄，而超寬帶信號占用的帶寬則很寬，因此在頻域上正弦干擾信號體現(xiàn)出比較好的能量集中特性，從而在接收信號的頻譜圖上可以明顯得出正弦干擾信號所占用的頻段。
9、根據(jù)權(quán)利要求5所述的基于分數(shù)階傅立葉變換的自適應(yīng)干擾分離的信號接收裝置(200)，其特征在于，所述一號分數(shù)傅立葉變換域濾波器(14)和二號分數(shù)傅立葉變換域濾波器(16)根據(jù)信號處理與參數(shù)估計模塊(20)發(fā)送的參數(shù)調(diào)整分數(shù)域濾波長度ΔL的過程為當(dāng)信干比SIR比較高時，即干擾的影響比較小時，通過反饋通道增加接收裝置濾波器窗函數(shù)的長度ΔL以提高接收到的期望信號能量；當(dāng)信干比SIR比較低時，即干擾的影響比較大時，通過反饋通道降低接收端濾波器窗函數(shù)的長度ΔL以避免干擾信號的影響。
10、根據(jù)權(quán)利要求5所述的基于分數(shù)階傅立葉變換的自適應(yīng)干擾分離的信號接收裝置(200)，其特征在于，所述數(shù)據(jù)檢測模塊(22)對接收到的數(shù)據(jù)信息進行檢測判決的方法為
若
若
全文摘要
基于分數(shù)階傅立葉變換的自適應(yīng)干擾分離的信號收發(fā)裝置，涉及無線通信中的一種自適應(yīng)傳輸裝置。它解決了脈沖超寬帶系統(tǒng)中存在多種干擾影響系統(tǒng)性能的問題。本發(fā)明利用在分數(shù)傅立葉變換域具有比較好能量集中特性的發(fā)送信號，通過在信號接收裝置增加離散分數(shù)傅立葉變換將期望信號和干擾信號有效分離開，然后利用信號處理和參數(shù)估計方法估計得到信干比和正弦干擾頻率范圍等參數(shù)，并將這些參數(shù)反饋給信號發(fā)送裝置的脈沖產(chǎn)生器和信號接收裝置的分數(shù)傅立葉變換域濾波器以實現(xiàn)自適應(yīng)抑制干擾的目的。本發(fā)明能夠應(yīng)用到高數(shù)據(jù)速率多媒體通信領(lǐng)域。
文檔編號H04B1/69GK101237253SQ20081006404
公開日2008年8月6日 申請日期2008年2月29日 優(yōu)先權(quán)日2008年2月29日
發(fā)明者沙學(xué)軍, 吳宣利, 張欽宇, 張乃通, 吳少川, 高于龍 申請人:哈爾濱工業(yè)大學(xué)