專利名稱：使用卡笛爾環(huán)的無線電發(fā)射機的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及使用卡笛爾環(huán)(Cartesian loop )的無線電發(fā)射機。
背景技術(shù)：
在諸如移動終端的無線電發(fā)射機中，功率放大器放大傳輸RF信號， 以從傳輸側(cè)的天線發(fā)射該傳輸RF信號。要求功率放大器維持線性，以便 該傳輸RF信號落在由無線電系統(tǒng)的標準確定的頻鐠模板(spectrum mask)內(nèi)。還要求功率放大器降低奇數(shù)階失真。這是因為相鄰信道泄漏功 率主要由功率放大器的奇數(shù)階失真造成，所述奇數(shù)階失真是由無線電系統(tǒng) 的標準指定的M之一。
使用卡笛爾環(huán)來降低功率放大器的奇數(shù)階失真，并改進功率放大器的 線性?？ǖ褷柇h(huán)是包括這樣的通路的反饋環(huán)路，所述通路通過分出來傳輸 RF信號的部分功率并向正交解調(diào)器輸入該功率生成基帶1/Q信號，并且將 該功率反饋回正交調(diào)制器的輸入用于傳輸。
更具體地是，從功率放大器輸出的傳輸RF信號的部分功率被發(fā)送到 卡笛爾環(huán)的反饋通路，并通過可變衰減器和低噪聲功率放大器輸入到正交 解調(diào)器。正交解調(diào)器獲得的反饋I/Q信號與輸入I/Q信號組合(增加或減 去)。組合I/Q信號通過基帶放大器輸入正交調(diào)制器。當從正交調(diào)制器到 正交解調(diào)器的增益充分大于1時，從正交調(diào)制器的輸入端到功率放大器的 輸出端的增益由卡笛爾環(huán)的反饋通路的衰減量確定，并且傳輸RF信號的 線性取決于反饋通路的線性。因此，有必要增強反饋通路的線性。
另一方面，由于移動終端使用內(nèi)置電池作為電源進行操作，IC低功 耗技術(shù)對于減少電池耗竭以及延長通信時間是不可缺少的。移動終端中， 功率放大器用于傳輸?shù)墓氖亲畲蟮摹ｋS著用于移動終端的無線電單元的
組裝密度的增加，近來通過適用于降低成本的互補金屬氧化物半導(dǎo)體
(CMOS)技術(shù)制造無線電單元。通常，盡管具有CMOS結(jié)構(gòu)的功率放大器 可以實現(xiàn)降低成本，但是其效率下降。如以上描述的，卡笛爾環(huán)技術(shù)是用 于無線電單元的線性增加技術(shù)，但是還可以被視為用于增加功率放大器的 效率的技術(shù)。因此，可以通過對CMOS結(jié)構(gòu)的無線電單元應(yīng)用卡笛爾環(huán)增 加功率放大器或無線電單元的效率。
由于卡笛爾環(huán)具有反饋通路，重要的是如何確保操作穩(wěn)定性。為了確 ?？ǖ褷柇h(huán)的穩(wěn)定性，JP-A H10-136048 (KOKAI)提出了一種方法，該 方法根據(jù)反饋I/Q信號和輸入I/Q信號之間的相位差，控制反饋通路中供 應(yīng)給正交解調(diào)器的本地信號的相位。然而，在JP-A H10-136048 ( KOKAI) 中，沒有考慮使傳輸RF信號的功率(傳輸功率)可變。
當使用卡笛爾環(huán)時，即使考慮到在高輸出傳輸RF信號中反饋通路的 功耗，減少整體傳輸裝置的功耗也是可能的。另一方面，在低輸出傳輸RF 信號中，功率》文大器和用于驅(qū)動功率放大器的激勵放大器的線性是高的， 因而不必要通過使用卡笛爾環(huán)來增加其線性。當卡笛爾環(huán)也在低輸出中操 作時，效率由于反饋通路的功耗而降低。因此，為了有效實施用于近來的 無線電系統(tǒng)的傳輸功率控制，從降低功耗的觀點，根據(jù)傳輸功率關(guān)閉和打 開卡笛爾環(huán)是值得做的。
當根據(jù)傳輸功率打開和關(guān)閉卡笛爾環(huán)時，從卡笛爾環(huán)關(guān)閉直至傳輸功 率達到預(yù)定值的瞬時響應(yīng)時間增加。舉例來說，卡笛爾環(huán)關(guān)閉之前設(shè)置輸 入I/Q信號的平均輸出為100mV，假定設(shè)置反饋通路中可變衰減器的增益 以i^^饋I/Q信號的平均輸出是1000mV,當卡笛爾環(huán)關(guān)閉時，傳輸功率 不同于卡笛爾環(huán)打開時的傳輸功率。因此，從卡笛爾環(huán)關(guān)閉起集中傳輸功
率所必要的時間增加了。當卡笛爾環(huán)關(guān)閉后通過控制反饋通路中可變衰減 器的增益來實施設(shè)置傳輸功率的操作時，傳輸功率的集中時間進一步增加。 JP-A HlO-136048 (KOKAI)沒有公開傳輸功率控制的概念，因而沒有公 開關(guān)閉和打開卡笛爾環(huán)中減少傳輸功率的集中時間的任何方法。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的一個方面，提供了一種無線電發(fā)射機，所述無線電發(fā)射
機包括組合器，將要傳輸?shù)妮斎隝/Q信號組合到反饋I/Q信號以生成組 合I/Q信號；正交調(diào)制器，在所述組合I/Q信號上實施正交調(diào)制以生成正 交調(diào)制的信號；功率放大器，放大所述正交調(diào)制的信號以輸出傳輸RF信 號；正交解調(diào)器，通過^f吏用本地信號，在從所述傳輸RF信號分出來的反 饋RF信號上實施正交解調(diào)以生成所述反饋I/Q信號；檢測器，檢測所述 輸入I/Q信號和所述反饋I/Q信號之間的每個振幅差和每個相位差；開關(guān)， 接通和切斷所述反饋I/Q信號到所述組合器的輸入；功率設(shè)置單元，設(shè)置 所述傳輸RF信號的傳輸功率；控制信號發(fā)生器，在所述開關(guān)被切斷期間， 在設(shè)置所述傳輸功率的狀態(tài)下，生成至少一個最小化所述振幅差的振幅控 制信號和至少一個最小化所述相位差的相位控制信號；存儲器，存儲所述 振幅控制信號和所勤目位控制信號；振幅調(diào)節(jié)器，在所述開關(guān)被接通期間， 依據(jù)所述存儲器中存儲的所述振幅控制信號調(diào)整所述反饋I/Q信號的振 幅；相位調(diào)節(jié)器，在所述開關(guān)被接通期間，依據(jù)所述存儲器中存儲的所述 相位控制信號調(diào)整所述本地信號的相位；以及增益設(shè)置單元，當所述開關(guān) 被切斷時為卡笛爾環(huán)設(shè)置第 一環(huán)路增益，并且當所述開關(guān)從切斷狀態(tài)改變 到接通狀態(tài)時為所述卡笛爾環(huán)設(shè)置高于所述第一環(huán)路增益的第二環(huán)路增 益。
根據(jù)本發(fā)明的另 一方面，提供了 一種控制被形成為^Jt反饋I/Q信號 的卡笛爾環(huán)的方法，所述反饋I/Q信號通過使用本地信號解調(diào)從傳輸RF 信號分出來的反饋RF信號獲得，所述方法包括設(shè)置所述傳輸RF信號 的所述傳輸功率；當打開所述卡笛爾環(huán)時為所述卡笛爾環(huán)^:置第一環(huán)路增 益；在所述卡笛爾環(huán)被打開期間，生成最小化輸入I/Q信號和所述反饋I/Q 信號之間的每個振幅差的振幅控制信號，所述輸入I/Q信號將在所述傳輸 功率被設(shè)置狀態(tài)下傳輸；生成最小化所述輸入I/Q信號和所述^Jt I/Q信 號之間的每個相位差的相位控制信號；存儲所述振幅控制信號和所述相位 控制信號；當所述卡笛爾環(huán)從打開狀態(tài)改變到關(guān)閉狀態(tài)時為所述卡笛爾環(huán)
設(shè)置高于所述第 一環(huán)路增益的第二環(huán)路增益；在所述卡笛爾環(huán)被關(guān)閉期間， 依據(jù)所存儲的振幅控制信號，調(diào)整所述反饋RF信號的振幅；以及在所述 卡笛爾環(huán)被關(guān)閉期間，依據(jù)所存儲的相位控制信號，調(diào)整所述本地信號的 相位。


圖l是示出根據(jù)實施例的無線電發(fā)射機的框圖。
圖2是示出功率放大器的輸出的終接方法的另一例子的簡圖。
圖3是示出控制器的功能的簡圖。
圖4是示出所述控制器的特定例子的框圖。
圖5是示出所述控制器的另一特定例子的框圖。
圖6是示出校準模式的處理過程的流程圖。
圖7是示出傳輸模式的處理過程的流程圖。
圖8是用于解釋卡笛爾環(huán)的反饋系統(tǒng)的示意圖。
圖9是示出關(guān)閉所述卡笛爾環(huán)時的瞬時響應(yīng)和保持所述卡笛爾環(huán)關(guān)閉 狀態(tài)改變所述傳輸功率的瞬時響應(yīng)的簡圖。
圖IO是示出啟動校準模式的處理過程的流程圖。
圖11是示出在所述啟動校準模式之后實施傳輸模式的處理過程的流 程圖。
圖12是示出根據(jù)另一實施例使用模擬反饋的無線電發(fā)射機的一部分 的框圖。
圖13是示出可變衰減器的特定例子的電路圖。
圖14是示出過程波動4卜寸嘗(process fluctuation-compensated )接口的
電路圖。
圖15是示出用于正交解調(diào)器的本地信號供應(yīng)通路的電路圖。
圖16是示出移相器的特定例子的電路圖。
圖17是示出所述移相器的另一特定例子的電路圖。
圖18是示出振幅/相位檢測電路的電路圖。
圖19是差分檢測電路的電路圖。
圖20是示出極性反轉(zhuǎn)開關(guān)和基帶放大器的特定例子的電路圖。 圖21是示出所述極性反轉(zhuǎn)開關(guān)和所述基帶放大器的另一特定例子的 電路圖。
具體實施例方式
下文將參考附圖描述本發(fā)明的實施例。 (第一實施例)
參考圖l解釋了根據(jù)本發(fā)明的實施例的無線電發(fā)射機。圖1中，要傳 輸?shù)妮斎隝/Q信號ICH和Qch從基帶處理部(未示出)或控制器40分別輸 入到輸入端11和12。輸入I/Q信號Ich和QcH通過組合器13和14分別 與反饋I/Q信號mlcH和mQcH組合(增加或減去)，并由此生成組合I/Q 信號。組合I/Q信號通過基帶放大器15放大，然后輸入到調(diào)制器16。可 變增益放大器優(yōu)選用作基帶放大器15。如果必要的話，基帶放大器15還 包括過濾功能以確保無線電發(fā)射機的穩(wěn)定性。
正交調(diào)制器16具有混頻器17和18，以及90。移相器19。 90°移相器 19對來自本地振蕩器20的具有頻率fix)的本地信號進行移相，并且生成正 交本地信號，也就是說，具有90。相位差的兩個本地信號?；祛l器17和18 以各自的正交本地信號乘從基帶放大器15來的各自的組合I/Q信號。在正 交調(diào)制器16中，混頻器17和18的輸出信號相加，由此生成正交調(diào)制的信 號。
從正交調(diào)制器16輸出的正交調(diào)制的信號通過可變衰減器21和激勵放 大器22輸入到功率放大器23，并被功率放大器23放大到所要求的功率電 平。由此，生成傳輸RF信號。該傳輸RT信號通過用作功率分支設(shè)似power branch device)的功率耦合器24供應(yīng)到天線25，并從天線25發(fā)射到空中。 該傳輸RF信號的功率下文中被稱為傳輸功率。
功率放大器23的輸出端由天線開關(guān)26通過該例子中是電阻R的終接 設(shè)備適當終接。其它線性設(shè)備可以代替該電阻R用作,設(shè)備。圖l中功
率放大器23的輸出端通過電阻R終接到無線電單元的接地GND。然而， 如圖2中示出的，當隔離器37連接到功率放大器23的輸出端時，隔離器 37的輸出端可以由電阻R或相似的設(shè)備終接。為了使解釋變得簡單，下文 中解釋如圖i中示出一樣終接功率放大器23的輸出端的情況。
功率耦合器24分出傳輸功率的一部分，并且生成反饋RT信號。反饋 RF信號通過可變衰減器27和低噪聲功率放大器28輸入到正交解調(diào)器30。 可變衰減器27被用作調(diào)整反饋RF信號的振幅的振幅調(diào)節(jié)器。
正交解調(diào)器30具有混頻器31和32以及90。移相器33。 90。移相器33 偏移具有頻率fLOl并通過可變移相器29從本地振蕩器20供應(yīng)的本地信 號的相位，并生成正交本地信號，也就是說，具有90°相位差的兩個本地 信號。可變移相器29被用作調(diào)整正交本地信號的相位的相位調(diào)節(jié)器?；祛l 器31和32以各自的正交本地信號乘輸入的反饋RF信號，由此分別生成 反饋I/Q信號mlcH和mQCH。
反饋I/Q信號mlcH和mQcH通過具有極性反轉(zhuǎn)功能的開關(guān)34分別反 饋回組合器13和14?？ǖ褷柇h(huán)由包括反饋通路和傳輸通路的反饋環(huán)路形 成，所述反饋通路由功率耦合器24、可變衰減器27、低噪聲功率放大器 28、相位解調(diào)器30以及組合器13和14形成，所述傳輸通路由組合器13 和14、基帶放大器15、正交調(diào)制器16…，以及功率放大器23形成。開關(guān) 34被提供來打開和關(guān)閉卡笛爾環(huán)，更具體地i兌，來接通和切斷反饋I/Q信 號向組合器13和14的輸入。當接通開關(guān)34時，卡笛爾環(huán)被關(guān)閉。當切斷 開關(guān)34時，卡笛爾環(huán)被打開。
進一步地，提供了振幅差檢測器35和相位差檢測器36，其分別檢測 反饋I/Q信號mlcH和mQcH與輸入I/Q信號ICH和Qch之間的振幅差和相 位差。振幅差檢測器35輸出振幅差檢測信號VDA，相位差檢測器36輸出 相位差檢測信號VD[theta]。
當實施校準時，切斷開關(guān)34，也就是說，卡笛爾環(huán)被打開。開關(guān)34 被切斷的狀態(tài)在下文中被稱為"校準模式"。當傳輸信號時，接通開關(guān)34， 也就是說，卡笛爾環(huán)凈皮關(guān)閉。由此，實施卡笛爾環(huán)的反饋。該狀態(tài)^皮稱為
"傳輸模式"。如圖3中作為例子示出的，控制器40被配置為控制卡笛爾 環(huán)。圖3表示從控制器40輸出圖1中示出的各種控制信號。
具體來說，控制器40向可變衰減器27輸出振幅控制信號VA,向可變 移相器29輸出相位控制信號V,，以及向可變移相器29、開關(guān)34、振幅差 檢測器35和相位差檢測器36輸出極性控制信號p/m。從振幅差檢測器35 來的振幅差檢測信號VDA和從相位差檢測器36來的相位差檢測信號V 輸入到控制器40。進一步地，控制器40還向天線開關(guān)26輸出輸入I/Q信 號Ich和Qch以及控制信號AS。只要用作輸入I/Q信號Ich和Qch的信號 的類型可以被控制器40控制，信號ICH和Qch不是一直從控制器40輸出。 (控制器40的特定例子l)
圖4是控制器40的具體例子，其包括控制信號發(fā)生器41、數(shù)字-模擬 轉(zhuǎn)換器(DAC) 42、模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC) 43和存儲器44?？刂菩盘?發(fā)生器41生成的數(shù)字控制信號由DAC 42轉(zhuǎn)換成模擬信號，由此生成振幅 控制信號Va和相位控制信號V"振幅控制信號VA供應(yīng)到可變衰減器27， 相位控制信號Ve供應(yīng)到可變移相器29。
另一方面，來自振幅差檢測器35的振幅差檢測信號vDa和來自相位 差檢測器36的相位差檢測信號V 輸入到ADC 43，從模擬信號轉(zhuǎn)換成數(shù) 字值。存儲器44連接到控制信號發(fā)生器41和ADC43，用于存儲由ADC 43轉(zhuǎn)換成數(shù)字值的振幅差檢測信號和相位差檢測信號，并且用于向控制信 號發(fā)生器41輸出存儲的振幅差檢測信號和相位差檢測信號。 (控制器40的特定例子2)
根據(jù)控制器40的另一例子，如圖5所示，移動ADC43,將其包含在 振幅差檢測器35和相位差檢測器36中。盡管在該例子中ADC 43在振幅 差檢測器35和相位差檢測器36之間共享，ADC 43也可以包含在振幅差 檢測器35和相位差檢測器36的每一個中。根據(jù)圖5的例子，數(shù)字振幅差 檢測信號和數(shù)字相位差檢測信號分別從振幅差檢測器35和相位差檢測器 36輸出，并被直接it^存儲器44中。
盡管圖4和圖5中未示出，如圖1所示，控制器40進一步配名—莫式設(shè)
置部45、環(huán)路增益設(shè)置部46以及傳輸功率設(shè)置部47,所述模式設(shè)置部45 選擇性地設(shè)置校準模式和傳輸模式。
在第一實施例中，為了縮短打開/關(guān)閉卡笛爾環(huán)的響應(yīng)時間，目標是盡 可能減少反饋前后部的信號振幅的差。具體來說，估計卡笛爾環(huán)實施反饋 之后的信號振幅，在卡笛爾環(huán)被關(guān)閉并實施反饋之前嘗試設(shè)置該信號振幅。 為了實現(xiàn)這種處理，在卡笛爾環(huán)實施反饋之前，通過以下過程調(diào)整振幅和 相位。
(校準模式)
下文參考圖6解釋校準模式中的處理過程。圖6的過程由控制器40 控制。
當啟動校準模式時，通過切斷開關(guān)34打開卡笛爾環(huán)(步驟S101)。 在該步驟，為了避免從天線25輸出傳輸RF信號，功率放大器23的輸出 端或者隔離器37的輸出端由電阻R通過使用天線開關(guān)26終接?？刂乒β?放大器23的輸出端或者隔離器37的輸出端是否終接的控制信號AS從控 制器40向天線開關(guān)26供應(yīng)。
由于反饋RF信號的振幅和本地信號的相位在校準模式中控制，具有 90。相位差的固定頻率的單音調(diào)信號，典型地是正弦波信號，被優(yōu)選輸入作 為是基帶信號的輸入I/Q信號Ich和Qch。這種單音調(diào)信號具有小的振幅 波動，對校準有用。
控制器40辨別由功率設(shè)置部47設(shè)置的期望的傳輸功率(Pi)。傳輸 可變衰減器21的衰減量由控制器40在卡笛爾環(huán)被打開狀態(tài)下依據(jù)Pi設(shè) 置，由此設(shè)置期望的傳輸功率Pi (步驟S102)。該步驟中，盡管如果傳輸 功率是最大輸出時傳輸RF信號失真，但校準模式中大的失真并不造成任 何特別問題。
作為傳輸RF信號的功率的一部分的反饋RF信號，通過功率耦合器 24、可變衰減器27和低噪聲功率放大器28輸入到正交解調(diào)器30,生成反 饋I/Q信號mlcH和mQcH。振幅差檢測器35檢測反饋I/Q信號mIcH和 mQcH與輸入I/Q信號Ich和QcH之間的振幅差A(yù)A，控制器40設(shè)置要供
應(yīng)給可變衰減器27的振幅控制信號VA，以便振幅差A(yù)A具有最小值。
輸入I/Q信號ICH和QCH的振幅由ICH2+QCH2的根定義，反饋I/Q信 號mlcH和mQcH由mlcH2+mQcH2的根定義。為了使解釋變得簡單，輸入
I/Q信號Ich和Qch的振幅由Ich2+Qch2指示，反饋I/Q信號mien和mQCH 的振幅由mICH2+mQCH24lf7^。
為了設(shè)置反饋I/Q信號mICH和mQCH的振幅等于輸入I/Q信號ICH和 Qch的振幅，控制器40控制可變衰減器27的衰減量，以便從振幅差檢測 器35輸出的振幅差檢測信號VDA變得接近0。通過以下表達式(1)表示 信號VDA:
VDA= ( mICH2+mQCH2) - (W+QCH2)…(l)
振幅差檢測信號VDA可以通過以常數(shù)乘表達式(1)的右側(cè)來計算。 表達式(1)示出了右側(cè)所乘的常數(shù)是1的情況。
如圖4和圖5中所示，當從控制器40向可變衰減器27供應(yīng)的振幅控 制信號Va是由DAC 42生成的模擬信號時，振幅控制信號VA生成時從控 制信號發(fā)生器41向DAC42輸入的數(shù)字值相繼被增加或減少。由此，生成 單調(diào)增加或單調(diào)減少的振幅控制信號VA (這被稱為振幅校準控制信號)， 并且通過振幅校準控制信號調(diào)整反饋RF信號的振幅(步驟S103)。采用 該處理，振幅差檢測器35檢測反饋I/Q信號與輸入I/Q信號之間的振幅差， 并輸出振幅差檢測信號VDA。最接近振幅差檢測信號VDa的零交叉點的振 幅校準控制信號，也就是說，當信號VDA從正變?yōu)樨摶驈呢撟優(yōu)檎龝r的振 幅校準控制信號，提供期望的振幅調(diào)整量。由此，傳輸RF信號的振幅變 得幾乎等于反饋RF信號的振幅。換言之，隨后解釋的環(huán)路增益幾乎為1。 最接近振幅差檢測信號VDA的零交叉點的振幅校準控制信號被用作最小化 反饋I/Q信號和輸入I/Q信號之間的振幅差的振幅控制信號VA。
如以上描述的生成的振幅控制信號VA由ADC 43轉(zhuǎn)換成數(shù)字值，并存 儲在存儲器44中用于接下來的相位調(diào)整和其后實施的傳輸模式(步驟 S104)。當接下來實施相位調(diào)整時讀出存儲器44中存儲的數(shù)字值，并通過 控制信號發(fā)生器41和DAC42在可變衰減器27中設(shè)置。
振幅控制信號Va在歩驟S104存儲于存儲器42中后，可變移相器29 由從控制器40輸出的相位控制信號基于相位差檢測器36檢測的相位差 Ae控制。由此，調(diào)整向正交解調(diào)器30供應(yīng)的本地信號的相位，也就是說， 反饋I/Q信號的相位(步驟S105)。
實施步驟S105中本地信號的相位調(diào)整，以便(mlcH和mQcH)的向 量和(Ich和Qch)的向量同相。具體來說，假定由(mlcH和mQcH)的 向量和(Ich和Qch)的向量形成的角度是A9 (相位差)，控制本地信號 的相位以便建立表達式"Ae=0，，。相位差根據(jù)以下表達式(2 )和(3 ) 確定。
cosA9= IcH'mlcH+QcH.mQcH (2 ) sinAe= IcH.mQcH畫QcH'mlcH ( 3 )
表達式(3)的sinA0等于0的(Ich，Qch)和(mICH，mQCH)形成的 角度有兩個解0°和180° 。為了區(qū)分這兩個解，檢測表達式(2 )的cosA0 的符號。具體來說，當cosA0大于O時，Ae是0。，當cosA6小于0時， 是180。。因此，相繼增加相位控制信號Ve以檢測"Ae=0°"，并檢觀'JcosA0 和sinA0的值。
在該處理中，當從控制器40向可變移相器29供應(yīng)的相位控制信號 是從DAC42輸出的模擬信號時，相位控制信號Vp生成時從發(fā)生器41向 DAC42輸入的數(shù)字值相繼被增加或減少。由此，生成單調(diào)增加或單調(diào)減少 的相位控制信號^ (該信號被稱為相位校準控制信號)，并且在該步驟中， 設(shè)置表達式(3 )的sinA9幾乎為0 °的相位校準控制信號被確定為最小化 反饋I/Q信號和輸入I/Q信號之間的相位差的相位控制信號Vp。進一步地， 通過開關(guān)34反饋回組合器13和14的反饋I/Q信號mlcH和mQCH的極性 根據(jù)該步驟中確定的cosA9的符號控制。
反饋I/Q信號mICH和mQCH的極性由從控制器40向開關(guān)34提供的 極性設(shè)置信號p/m設(shè)置。當cosAe為正時，反饋I/Q信號mlcH和mQCH 的極性設(shè)置為正。當cosA9為負時，信號mlcH和mQcH的極性設(shè)置為負。
相位控制信號V0，其是通過以上處理獲得的"sinAe=0"附近的相位
校準控制信號，由ADC43轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號并4皮存儲在存儲器44中作為用 于隨后實施的傳輸模式的數(shù)字值(步驟S106)。由此，校準模式結(jié)束。
簡要描述了以上校準模式的操作。當卡笛爾環(huán)處于打開狀態(tài)時，調(diào)整 供應(yīng)到可變衰減器27的振幅控制信號VA以便在期望的傳輸功率(Pi)的 鄰近獲得用于卡笛爾環(huán)的預(yù)定環(huán)路增益(在該例子中是環(huán)路增益1)。接 下來，調(diào)整要向可變移相器29供應(yīng)的相位控制信號Ve以便反饋I/Q信號 和輸入I/Q信號之間的相位差是180°。通過在振幅調(diào)整后實施相位調(diào)整可 以精確實施相位調(diào)整。 (傳輸模式)
接下來，參考圖7解釋傳輸模式中的處理過程。圖7的過程也被控制 器40控制。當啟動傳輸模式時，振幅控制信號Va和相位控制信號Ve從 存儲器44裝栽，并分別設(shè)置到可變衰減器27和可變移相器29(步驟S201 )。 接下來，接通開關(guān)34，由此關(guān)閉卡笛爾環(huán)(步驟S202)。然而，該處理中， 如果有必要的話，功率放大器23的輸出端或隔離器37的輸出端由電阻R 終接。
其后，增加環(huán)路增益(步驟S203)并實施傳輸(步驟S204)。與步 驟201中關(guān)閉卡笛爾環(huán)的同時，開關(guān)26被改變以停止對功率放大器23的 輸出端或隔離器37的輸出端的終接，并且被設(shè)置為連接天線25。在另一 例子中，考慮到瞬時響應(yīng)時間，以從關(guān)閉卡笛爾環(huán)起的瞬時響應(yīng)時間延遲 的時間改變開關(guān)26，以停止對功率放大器23的輸出端或隔離器37的輸出 端的終接。
接下來，解釋步驟S203中實施增加環(huán)路增益的處理的原因。盡管卡笛 爾環(huán)是I和Q的二維環(huán)路，為了解釋筒單，假定它是一維環(huán)路，并且假定 是如圖8中所示的一維反饋系統(tǒng)。通常，在反饋系統(tǒng)中，當放大階段的增 益(棵增益(bare gain ))是G，反饋速率是/3,輸入是I/Q，輸出是Out 時，建立以下關(guān)系。
<formula>formula see original document page 17</formula>
反饋后增益由G/(1+G0)表示。GjS被稱為環(huán)路增益。當滿足表達式 "l+G/3=0，，時，分母為0，因而反饋系統(tǒng)變得不穩(wěn)定。當從輸入信號減去 反饋信號時，表達式"l+G/3=0"指示G/3為1并且相位被改變180°的狀態(tài)。 仍舊在卡笛爾環(huán)中，有必要在造成這種狀態(tài)的頻率不存在的條件下實施反 饋。第一實施例中，當卡笛爾環(huán)被關(guān)閉時，建立表達式"1+G^=2"。該狀 態(tài)下，不但增益減半，而且不能期望改進失真。
另一方面，當發(fā)射機在校準才莫式完成后進行傳輸模式，然后卡笛爾環(huán) 被關(guān)閉并實施反饋時，獲得等同于圖5中示出的"G^=l"的狀態(tài)的狀態(tài)。 因此，圖7的過程中，在步驟S201裝栽對應(yīng)預(yù)設(shè)傳輸功率的振幅控制信號 Va和相位控制信號Ve后，在步驟S202關(guān)閉卡笛爾環(huán)，在下一步驟S203 設(shè)置大于1的環(huán)路增益G^以減少G的影響。具體來說，以預(yù)定極性接通 開關(guān)34來將卡笛爾環(huán)從打開狀態(tài)改變?yōu)殛P(guān)閉狀態(tài)，然后環(huán)路增益G^被增 加。
改變環(huán)路增益G/3的調(diào)整的源(subject)是G, G對應(yīng)從基帶放大器 15到功率放大器23的增益，并且優(yōu)選地不改變|8。這是因為/3對應(yīng)實施卡 笛爾環(huán)時的增益，如果iS改變則要i殳置的增益改變。第一實施例中，由圖 1中示出的環(huán)路增益設(shè)置部46增加基帶放大器15的增益來增強增益G。 在該例子中，由于環(huán)路增益Gi8在卡笛爾環(huán)被關(guān)閉狀態(tài)下為1,基帶放大器 15的增益的改變用作整體環(huán)路增益。
假定環(huán)路增益充分大于1,期望的傳輸輸出由反饋通路中可變衰減器 27的衰減量(振幅調(diào)整量)確定，該衰減量在校準模式中打開卡笛爾環(huán)時 已設(shè)置。通過設(shè)置如上描述的振幅調(diào)整量，反饋I/Q信號mlcH和mQcH 的振幅變得等于輸入I/Q信號IcH和QcH。因此，從輸入端11和12到功 率放大器23的輸出端的增益(用于輸入I/Q信號Ich和Qch的傳輸功率的 增益)變得等于卡笛爾環(huán)的反饋通路的增益(衰減量的倒數(shù))。因而，沒 有必要在卡笛爾環(huán)關(guān)閉后調(diào)整傳輸功率。
當實施步驟S203的處理時，反饋I/Q信號的振幅被設(shè)置為與打開卡笛 爾環(huán)時其振幅幾乎相同，因而當打開卡笛爾環(huán)時瞬時響應(yīng)時間進一步縮短。
圖9示出關(guān)閉卡笛爾環(huán)而不實施以圖6和圖7解釋的處理過程時傳輸 功率的瞬時響應(yīng)(Tl)，以及傳輸功率改變而卡笛爾環(huán)保持關(guān)閉時(在卡 笛爾環(huán)關(guān)閉后設(shè)置傳輸功率時)傳輸功率的瞬時響應(yīng)(T2)。根據(jù)第一實 施例，可以改進這些瞬時響應(yīng)。 (傳輸結(jié)束處理)
接下來，解釋傳輸結(jié)束時實施的處理。當傳輸結(jié)束時，傳輸基帶信號
ICH和QCH被斜降(
ramp down)并且傳輸功率被降低。當傳輸功率降低 到預(yù)定水平，切斷開關(guān)34，由此打開卡笛爾環(huán)。接下來，停止對卡笛爾環(huán) 的操作，恢復(fù)環(huán)路增益的增加量。例如，基帶放大器15的增益返回到實施 卡笛爾環(huán)反饋之前做出的設(shè)置，由此環(huán)路增益可以恢復(fù)到初始值，也就是 說，1。
(傳輸功率改變處理) 接下來，解釋傳輸功率改變時實施的處理。當傳輸功率電平被設(shè)置到
超過特定程度的減少值時，通過卡笛爾環(huán)的線性化是不必要的，因而停止 卡笛爾環(huán)的操作。在該情況下，實施類似于以上傳輸停止處理的順序。
作為另 一種方法，在第一步切斷開關(guān)34以打開卡笛爾環(huán)，減少增益G。 具體來說，移去添加的以減少增益偏差的環(huán)路增益的增加量，環(huán)路增益恢 復(fù)到初始狀態(tài)。作為例子，基帶放大器15的增益恢復(fù)到初始狀態(tài)。接下來， 在第二步停止卡笛爾環(huán)。
當盡管傳輸功率電平改變但仍有必要操作卡笛爾環(huán)時，實施以下處理。 在實施第一步處理后，實施通過圖6解釋的校準模式的過程，并在卡笛爾 環(huán)打開狀態(tài)下，設(shè)置用于增益改變后的狀態(tài)的模擬傳輸功率，以及實施以 上相位調(diào)整。隨后，發(fā)射機進行傳輸模式。作為另一種方法，可以維持傳 輸模式將/3降低到預(yù)定水平，并對放大階段的增益G增加j8的減少量。
根據(jù)圖6中示出的校準模式，在圖7示出的傳輸操作之前直接實施對 振幅和相位的調(diào)整。因此，由于振幅控制信號和相位控制信號一直在實施 卡笛爾環(huán)或改變傳輸功率之前提取，前提是實施開環(huán)測試。
與此比較，下文解釋的另 一校準模式目標是進一步降低傳輸前要求的
校準時間，并假定當啟動無線電發(fā)射機或?qū)Π惭b了無線電發(fā)射機的集成電
路(IC)實施傳遞前(pre-delivery)檢查時予以實施。因此，盡管為了方 <￡^見下文解釋的校準模式被稱為"啟動校準"，它并不限于在啟動時實 施。
(啟動校準模式)
圖10示出啟動校準模式中的處理過程。圖10的過程與圖6的過程的 不同之處在于逐步改變傳輸功率，并且調(diào)整和存儲用于每個傳輸功率的振 幅控制信號Va和相位控制信號Vp。
首先，當啟動校準^t式時，通過切斷開關(guān)34打開卡笛爾環(huán)(步驟Slll )。 在該步驟中，功率放大器23的輸出端或隔離器37的輸出端由電阻R終接， 以避免從天線25輸出傳輸RF信號。
接下來，在步驟S112設(shè)置i的值為1，然后設(shè)置傳輸功率Pi (步驟 S113)。首先，設(shè)置傳輸功率滿足"Pi-l"。隨后，以和圖6中步驟S103 至S106同樣的方式，實施對反饋RF信號的振幅控制(步驟S114)，存 儲振幅控制信號VA (步驟S115)，對反饋I/Q信號(本地信號)實施相 位控制(步驟S116)，以及存儲相位控制信號Ve (步驟S117)。
直至確定i的值達到步驟S118中的I，在步驟S119中對i加1，并且 重復(fù)步驟S113至S117的處理。處理期間，在傳輸功率設(shè)置步驟S113，以 ldB的步幅(step)增加傳輸功率，例如，每次對i加l。如以上描述的， 在每個傳輸功率調(diào)整的振幅控制信號VA和相位控制信號Ve存儲在存儲器 44中，啟動校準模式結(jié)束。 (傳輸模式)
接下來，參考圖ll解釋在參考圖IO解釋的啟動校準實施之后的傳輸 期間實施卡笛爾環(huán)時實施的處理。首先，在切斷開關(guān)34打開卡笛爾環(huán)的狀 態(tài)下，啟動操作并設(shè)置期望的傳輸功率Pi (步驟S211)。
在圖10的步驟S115和S117中，在每個傳輸功率Pi (i =1至I)的振 幅控制信號Va和相位控制信號^存儲在存儲器44中。因此，對應(yīng)步驟 S211中設(shè)置的傳輸功率的振幅控制信號Va和相位控制信號Ve從存儲器
44裝載，并分別在可變衰減器27和可變移相器29中設(shè)置(步驟S212 )。 在該步驟期間，功率放大器23的輸出端或隔離器37的輸出端通過電阻R 終接。
然后，在預(yù)定時間過去之后，接通開關(guān)34，關(guān)閉卡笛爾環(huán)(步驟S213 )。 在該步驟中，停止對功率放大器23的輸出端或隔離器37的輸出端的終接。
接下來，通過以和圖7的步驟S203同樣的方式設(shè)置例如基帶放大器 15的增益為高來增加環(huán)路增益(步驟S214 ),并啟動傳輸(步驟S215 )。
傳輸結(jié)束處理和傳輸功率改變處理與以上相同，此處不予解釋。然而， 當傳輸功率改變且有必要操作卡笛爾環(huán)時，切斷開關(guān)34以打開卡笛爾環(huán)作 為第一步，降低增益G作為第二步。具體來說，移去環(huán)路增益的增加量， 環(huán)路增益恢復(fù)到初始狀態(tài)。由于振幅控制信號Va和相位控制信號已經(jīng) 存儲在存儲器44中，通過該過程至第二步驟操作卡笛爾環(huán)，并且可以通過 圖11的過程以預(yù)定傳輸功率實施傳輸。作為另一方法，可以維持傳輸模式 將/3降低到預(yù)定水平，并對放大階段的增益G增加/3的減少量。
在圖10解釋的啟動校準模式中，首先，向由在圖5中示出的控制器 40中的控制信號發(fā)生器41生成的控制信號的數(shù)字值提供初始值。在該狀 態(tài)下通過振幅差檢測器35和相位差檢測器36獲得的振幅差檢測信號VDA 和相位差檢測信號V 作為數(shù)字值通過ADC43存儲在存儲器44中。
接下來，對控制信號的數(shù)字值例如加1,并且在該狀態(tài)下通過振幅差 檢測器35和相位差檢測器36獲得的振幅差檢測信號vda和相位差檢測信 號V 也作為數(shù)字值以同樣方式存儲在存儲器44中。相同處理重復(fù)預(yù)定次 數(shù)(N次)。在如以上描述的存儲器44中存儲的振幅差檢測信號VDA的數(shù) 字值中，選擇使表達式(1)中V 為0的值或最接近滿足以上要求的值 的值。所選的值被^控制信號發(fā)生器41中，并生成振幅控制信號Va。
另一方面，在存儲器44中存儲的相位差檢測信號V 的數(shù)字值中，選 擇使表達式(2 )中cosA9具有預(yù)定符號或4吏表達式(3 )中sinA9為0的 值或最接近滿足以上要求的值的值。所選的值被提取到控制信號發(fā)生器41 中，并生成相位控制信號V"存儲器44中存儲的振幅差檢測信號V 和
相位差檢測信號v 的數(shù)字值中，諸如不是是選擇的檢測信號的數(shù)字值的
數(shù)字值的非必要信息可以刪除。
以上方法基于控制器40實施的反饋，因而被稱為通過數(shù)字反饋的調(diào)整 方法。盡管假定表達式(1) 、 (2)和(3)中的VDA、 sinAe和cosA0在 該例子中凈皮確定為模擬信號，VDA、 sinAe和cosAe可以在IcH、 QCH、 mICH 和mQcH被例如圖5中示出的ADC43轉(zhuǎn)換成數(shù)字值之后通過數(shù)字操作確 定。
如以上描述的，根據(jù)第一實施例，在卡笛爾環(huán)^皮打開并且期望的傳輸 功率被設(shè)置的狀態(tài)下，生成最小化振幅和相位的差的振幅控制信號和相位 控制信號，并將它們存儲在存儲器44中。當實施傳輸時，振幅控制信號和 相位控制信號從存儲器44裝載，并在調(diào)整反饋RF信號的振幅的可變衰減 器27和調(diào)整用于反饋通路中正交解調(diào)的本地信號的相位的可變移相器29 中設(shè)置。因此，可以降低在卡笛爾環(huán)打開時和卡笛爾環(huán)關(guān)閉時之間傳輸功 率的差，因而有效縮短了當卡笛爾環(huán)從打開狀態(tài)改變到關(guān)閉狀態(tài)時傳輸功 率的瞬時響應(yīng)時間。由此，即使是在要求傳輸功率控制的無線電通信系統(tǒng) 中，可以根據(jù)傳輸功率打開和關(guān)閉卡笛爾環(huán)，并因而可以實現(xiàn)降低功耗。 (第二實施例)
在第一實施例中，反饋控制由控制器40以在校準模式中使用數(shù)字反饋 進行振幅調(diào)整和相位調(diào)整的方法實施。然而，在校準模式中僅通過模擬處 理來生成對傳輸模式必要的振幅控制信號和相位控制信號也是可能的。然 而，由于通過模擬處理獲得的控制信號是模擬信號，有必要將模擬控制信 號;^控制器40中，通過ADC43把它們轉(zhuǎn)換成數(shù)字值并存儲在存儲器44 中，用于f^實施的傳輸模式。
作為本發(fā)明的第二實施例，以下參考圖12解釋通過模擬反饋生成振幅 控制信號和相位控制信號的方法。圖12示出和圖l共同的一部分結(jié)構(gòu)，新 增了控制信號反饋環(huán)路中的開關(guān)51和52。在校準模式中，振幅控制信號 Va和相位控制信號Vo按如下生成。
首先，解釋通過模擬反饋生成振幅控制信號Va的方法。切斷卡笛爾
環(huán)的反饋通路中的開關(guān)34，并,功率放大器23的輸出端或者隔離器37 的輸出端。向卡笛爾環(huán)的反饋通路中的可變衰減器27供應(yīng)極小量的從作為 功率放大器23的輸出的傳輸RF信號分出來的傳輸功率，作為反饋RF信 號。進一步地，假定卡笛爾環(huán)的反饋通路已被供電。當調(diào)整反饋RF信號 的振幅時，接通開關(guān)51，切斷開關(guān)52。在開關(guān)52處于OFF狀態(tài)同時，向 可變移相器29施加預(yù)定的參考控制信號。
以和第一實施例同樣的方式，振幅差檢測器35和相位差檢測器36通 過才莫擬處理對輸入I/Q信號Ich和Qch以M饋I/Q信號mlcH和mQCH 實施表達式(1)的處理。由此，模擬振幅差檢測信號VDA (或以常數(shù)乘
vda獲得的信號)作為振幅控制信號va(這被稱為"振幅校準控制信號")
輸入到可變衰減器27。具體來說，通過包括可變衰減器27、低噪聲功率放 大器28、正交解調(diào)器30和振幅差檢測器35的反饋環(huán)路，Va的穗定點可 以被近似于"mICH=ICH， mQcH-QcH"的點。
舉例來說，假定可變衰減器27的輸入端子RXiN的信號振幅越大，向 量(mlcH， mQcH)的振幅mM越充分大于向量(ICH， QCH )的振幅M，
vda通過表達式(1)具有大的正值，并且vda的值作為振幅控制信號va
反饋回可變衰減器27。假定設(shè)計可變衰減器27以便其衰減量隨振幅控制
信號va的值增加而增加。由于大的vda被作為振幅控制信號va輸入，可
變衰減器27的衰減量增加。由此，振幅mM降低，并收斂到幾乎等于振 幅M的值。振幅mM的收斂值作為數(shù)字值通過ADC43放入控制器40中， 并存儲在存儲器44中。隨后，切斷開關(guān)51，振幅控制信號Va從控制器 40輸入到可變衰減器27。隨后描述該處理。
接下來，解釋通過才莫擬反饋生成相位控制信號Ve的方法。當調(diào)整相位 時，切斷開關(guān)51，接通開關(guān)52。通過接通開關(guān)52，形成由可變移相器29、 正交解調(diào)器30和相位差檢測器36構(gòu)成的相位控制環(huán)路。
相位控制環(huán)路中，向量(mlcH， mQCH)和向量(ICH， QCH)之間的 相位差通過使用表達式(2)和(3)檢測。相位控制環(huán)路中，在它們 之中使用表達式(3 )的sinAe的信號。由于表達式"sinAe-O"在向量(mICH，
mQCH)和向量(ICH， QCH)同相或^jf目時滿足，它在收M生的點收斂。 然而，由于不能彼此區(qū)分0。和180°，通過cosA6的值來區(qū)分它們。當cosA0 為正時，確定它為0。，也就是i兌，向量同相。當cosAe為負時，確定它為 180°,也就是i兌，向量反向。如以上描述的獲得的Ve的值和cosA6的值通 過ADC43放入控制器40中并存儲在存儲器44中。
當卡笛爾環(huán)被關(guān)閉時，接通開關(guān)34，由開關(guān)34根據(jù)cosA9的極性選 擇連接的極性。另一方面，至于相位控制信號Ve，在切斷開關(guān)52之后， 通過控制信號發(fā)生器41和DAC 42生成與ADC43檢測的電壓相同的電壓 作為相位控制信號Vp。
如以上描述的存儲器44中存儲的振幅控制信號Va和相位控制信號Vp 的值被用于傳輸模式中。進一步地，當校準中調(diào)整相位控制信號Ve時，也 使用存儲器44中存儲的振幅控制信號VA。
下面解釋控制器40的結(jié)構(gòu)。如圖12所示，控制器40的DAC 42分別 通過開關(guān)53和54連接到可變衰減器27和可變移相器29， ADC 43分別通 過開關(guān)51和52連接到振幅差檢測器35和相位差檢測器36。通過接通開 關(guān)51，振幅控制信號VA通過控制器40的ADC 43提取到存儲器44中。 通過接通開關(guān)52，相位控制信號W通過ADC 43提取到存儲器44中。進 一步地，當啟動傳輸模式時，振幅控制信號VA通過接通開關(guān)53裝載到可 變衰減器27，相位控制信號Ve通過接通開關(guān)54經(jīng)由DAC42裝載到可變 移相器29。接下來，解釋第一和第二實施例中卡笛爾環(huán)中組成元件的特定 例子。
(可變衰減器的特定例子)
圖13示出可變衰減器的特定例子。在圖13中，用虛線圈起的框;L^ 擬衰減器，由ATT指示的框是具有與虛擬衰減器的電路同樣的電路的衰減 器。虛擬衰減器是包括MOSFET Ml至M5和電阻Rl和R2的可變衰減 器。由于衰減器ATT具有與虛擬衰減器的電路同樣的電路的，假定它也具 有MOSFET Ml至M5和電阻Rl和R2。
MOSFET Ml、 M2和M3形成通路將信號分出來到接地GND，并控
制流入接地GND的信號量。另一方面，MOSFET M4和M5形成直通通 路，并控制傳輸?shù)较乱浑A段的電路的信號量。電阻Rl用于向M4和M5 的柵極端子傳輸直流分量。
每個電阻RB和電阻RT的一端連接到運算放大器OP1的+輸入端， 電阻RB的另一端連接到電源VDD,電阻RT的另一端連接到接地GND。另 一電阻RB的一端接到VDD，其另 一端連接到虛擬衰減器中的MOSFET M5 的漏極端子。另一 RT的一端接到GND，其另一端連接到虛擬衰減器的 MOSFET M4的源極端子。虛擬衰減器的兩個電阻Rl的共同端連接到運 算放大器OP1的輸出端以及衰減器ATT的電阻Rl的公共端。增益控制 信號VC1供應(yīng)到虛擬衰減器和衰減器ATT中的MOSFET Ml、 M2和M3 的柵極端子。
根據(jù)圖13的結(jié)構(gòu)，增益控制信號VC1和衰減器ATT的增益(=OUT/IN ) 呈現(xiàn)dB線性(linear-in-dB )特征，該特征公開在H.Dogan，et al., "A DC-10GHz Linear-in-dB Attenuator in 0.13 um CMOS Technology" ，IEEE 2004 CICC,第609-612頁的文件中。 (門限值波動補償接口)
在圖13的可變衰減器中，當由于MOSFET的過程波動發(fā)生門限值波 動(Vth波動)時，MOSFET的阻抗改變，即使增益控制信號Vd是固定 的。這是因為MOSFET的輸出阻抗取決于通it^柵-源電壓Vc;s減去門 限電壓Vth獲得的值。進一步地，MOSFET的門限波動還可能在可變移相 器中造成!^描述的問題。
圖14示出補償MOSFET的這種門限值波動的電路的例子。圖14的 門限值波動補償電路作為接口插入到例如圖12中可變衰減器27的振幅控 制信號VA的輸入側(cè)和圖12中可變移相器29的相位控制信號V0的輸入側(cè) 的一個或兩個中。
圖14的電路凈皮配置為通過使用由參考電流Iw和參考電阻Rref生成的 參考電壓IrefXRref以及控制電流Id (Icntl， Icnt2 )來補償MOSFET Ml的 門限值波動?？刂齐娏鱑旨示使用電流信號的振幅控制信號VA或相位控
制信號ve。
當接通開關(guān)SWA1時，切斷開關(guān)SWA2 ，為兩個系統(tǒng)準備的控制電流Icntl 和Ient2中僅有控制電流Icntl通過開關(guān)SWA1流過MOSFET Ml。參考電壓 IrefxRref供應(yīng)到運算放大器OP1的非反向輸入端，OP1的輸出端連接到 MOSFET Ml的柵極端子，Ml的漏極端子連接到OP1的反向輸入端。通 過操作這種反饋系統(tǒng)，MOSFET Ml的漏極電壓被控制為等于參考電壓 IrefxRref。因此，當MOSFET Ml的門限電壓Vth增加時，Ml的柵-源電 壓VGS自動增加Vth的增加量，并且門限值波動得到補償。
接下來，解釋使用兩個開關(guān)SWA1和SWA2以及兩個控制電流Ientl和 Icnt2的原因。才艮據(jù)圖12中示出的第二實施例，在校準才莫式和相位控制調(diào)整 模式中，來自振幅差檢測器35的振幅差檢測信號V 作為振幅控制信號 VA供應(yīng)到可變衰減器27，以及在校準模式中來自相位差檢測器36的相位 差檢測信號V 作為相位控制信號^供應(yīng)到可變移相器29。另一方面， 在傳輸模式中，存儲器44中存儲的數(shù)字值通過DAC42作為振幅控制信號 Va和相位控制信號Ve從控制器40輸出，并#:供應(yīng)到可變衰減器27和可 變移相器29。
如以上所描述的，特別是，在圖12示出的第二實施例中，到可變衰減 器27和可變移相器29的控制信號通路在校準模式和傳輸模式之間不同。 當使用圖14的門限值波動接口時，可以為可變衰減器27和可變移相器29 的每一個形成兩個系統(tǒng)的控制信號通路。
盡管在圖12中提供了開關(guān)51和52,它們可以被例如圖14的開關(guān)SWM
替換。另一方面，接通/切斷圖14的開關(guān)SWA2對應(yīng)接通/切斷振幅控制信
號VA和相位控制信號^到可變衰減器27和可變移相器29的傳輸。
因此，在校準模式，通過接通開關(guān)SWM并切斷開關(guān)SWA2，從振幅差
檢測器35向可變衰減器27供應(yīng)振幅差檢測信號V 作為振幅控制信號 VA，以及^目位差檢測器36向可變移相器29供應(yīng)相位差檢測信號V、作 為相位控制信號V"另一方面，在傳輸才莫式中，通過切斷開關(guān)SW^并接 通開關(guān)SWA2，從控制器40向可變衰減器27供應(yīng)振幅控制信號VA，以及
從控制器40向可變移相器29供應(yīng)相位控制信號Ve。 (用于正交解調(diào)器的本地信號供應(yīng)通路)
如圖1和圖12中所示，通過可變移相器29和90°移相器33向正交解 調(diào)器30的混頻器31和32供應(yīng)來自本地振蕩器20的本地信號。圖15示出 對正交解調(diào)器30的本地信號供應(yīng)通路，并且示出對應(yīng)于可變移相器29和 卯°移相器33的部分的細節(jié)。
圖15中，來自本地振蕩器20的本地信號LO被輸入到級聯(lián)的移相器 PS1和PS2。移相器PS1和PS2的相位偏移量才艮據(jù)相位控制信號VPSC改變。 相位控制信號Vpsc和圖1的相位控制信號Ve之間的關(guān)系隨后描述。從移 相器PS1和PS2輸出的本地信號通過緩沖電路CKBUF輸入到觸發(fā)器FF。 觸發(fā)器FF中，輸入的本地信號4皮分成具有輸入頻率分量的一半的兩個本 地信號，生成具有90。相位差的兩個本地信號。從觸發(fā)器FF輸出的兩個本 地信號，分別通過IcH本地緩沖器ICKBUF和Qch本地緩沖器QCKBUF， 分別供應(yīng)到正交解調(diào)器30中的混頻器31和32。由于LO信號的頻率在觸 發(fā)器FF的輸出處減少到1/2,要求本地振蕩器20生成具有2倍于正交解 調(diào)器30必要的本地信號頻率的頻率的本地信號。另一方面，使用微分器 和積分器的RC-CR 90。移相器可以代替觸發(fā)器FF使用。在該種情況下， 卯。移相器的本地信號的頻率可以在其輸入和輸出之間相等。
極性轉(zhuǎn)換信號PmP輸入到移相器PSl。極性，也就是說，輸入的本地 信號的相位，可以被信號Pm0改變180°。如以上描述的，假定實施雙頻劃 分的觸發(fā)器FF被用作在移相器PS1和PS2之后提供的90°移相器，向混 頻器31和32供應(yīng)的本地信號的相位可以被信號Pm0進行本地信號的卯° 和180°相位改變。這種通過Pm0對本地信號的相位控制在例如移相器PS1 和PS2的可變范圍被過程中的錯誤減小的情況下有效。 (移相器的特定例子l)
圖16示出圖15中移相器PS1和PS2的特定電路例子。圖16的移相 器具有MOSFET Ml至M5和電容Cl至C4。移相器偏移輸入到輸入端
+VIN和-Vev的差分信號的相位，并將它們從輸出端+VouT和-Vout輸出。
相位偏移電路由Cl、 M3、 C2、 C3、 M4和C4形成。用于相位偏移電路 的驅(qū)動電路由公共源極端子與電流源II連接的差分對Ml和M2以及由連 接到M1和M2的漏極端子的M5、 M6、 Rl和R2形成的負載形成。
MOSFET M3和M4用作可變電阻，其電阻值根據(jù)相位控制信號VPSC 改變。由于MOSFET的線性區(qū)用在^象衰減器的可變電阻中，M3和M4中 的漏-源電壓Vcs和門限電壓Vth被設(shè)置為滿足關(guān)系"VDS<VGS-Vth"。為 擴大相位控制信號VPSC的控制范圍，MOSFET M4的漏極端子和MOSFET M3的源極端子的電位接近于電源電位或GND電位。因此，M4的漏極端 子的直流電位被電容C3阻斷，M3的源極端子的直流電位被電容C2阻斷。
另一方面，電容C4與MOSFET M4的電阻一起形成CR電路，電容 Cl與MOSFET M3 —起形成CR電路。這兩個CR電路形成CR橋電路。 因此，當M4和M3的電阻值通過相位控制信號Vpsc改變時，本地信號的 相位改變。
為了解釋移相器的操作，下面描述在MOSFET M3和M4的電阻是大 的情況下以及該電阻是小的情況下輸出的相位如何改變。當M3和M4的 電阻是大的時，也就是說，當VPSC接近于Vth時，M2的漏極信號通過C4 傳輸?shù)蕉?VouT，原因是M4的電阻是大的。進一步地，由于M3的電阻 是大的，Ml的漏信號4皮傳輸?shù)蕉?VouT。
另一方面，當M3和M4的電阻是小的時，也就是說，當Vpsc接近于 VoD時，Ml的漏極信號通過C3傳輸?shù)蕉?VouT，原因是M4的電阻是小 的。進一步地，由于M3的電阻是小的，M2的漏極信號通過C2傳輸?shù)蕉?-VOUT。通過i殳置M3和M4的電阻為可變，從端+VouT和端-VouT的輸出 信號的相位最大改變180°。
當電容Cl和C4的值是C， MOSFET M3和M4的電阻值(ON電阻) 是RON時，CR橋電路的相位特征通過以下表達式表示。
Mtan-1 U/coCRON) (5)
0表示M2和Ml的漏極端子間的電壓與輸出端+Vout和-Vout間的電 壓之間的相位差。由于M3和M4在線性區(qū)操作，當比例常數(shù)是A時，RoN
可以近似為如圖15中示出的"Ron=A/ (VPSC-Vth)"。因此，表達式(5) 可以如下改變。
<formula>formula see original document page 29</formula> ( 6)
由于當VPSC小于Vth時完全切斷MOSFET，不能通過Vpsc控制相位 0。為了避免完全切斷MOSFET，可以以圖14中示出的應(yīng)用于衰減器ATT 同樣的方式應(yīng)用門P艮值補償電路。具體來說，當控制電流Utl和I^2變得 大于1時，OP1的輸出,皮設(shè)置為Ml以流出電流，也就是說，Ml的柵極 電位自動設(shè)置為比Vth大的值。盡管在該例子中振幅控制信號和相位控制 信號通過電壓和電流定義，它們可以根據(jù)表達式"V=IR"轉(zhuǎn)換。例如，控 制電流Icntl和Ient2等效于相位控制信號V" (移相器的特定例子2)
圖17是通過向圖16的移相器添加圖15中示出的移相器PS1的極性 反轉(zhuǎn)功能獲得的電路圖。除圖16中示出的包括MOSFET M1和M2的第 一差分對外，圖17的移相器還具有包括MOSFET M7和M8的第二差分 對。從電流源^向第一差分對供應(yīng)的尾電流通過極性轉(zhuǎn)換信號pm^切換， 從電流源12向第二差分對供應(yīng)的尾電流通過反轉(zhuǎn)的極性轉(zhuǎn)換信號pmW切 換。
通過極性轉(zhuǎn)換信號pm^和pm0/，確定是第一差分對Ml和M2操作 還是第二差分對M7和M8操作。如圖17中示出的，M1和M7的柵極端 子共同連接到+Vuv，M2和M8的柵極端子共同連接到-Vus。然而，Ml和 M8的用作輸出的漏極端子彼此連接，M2和M7的漏極端子彼此連接。具 體來說，作為輸出的漏極端子的連接在第一差分對和第二差分對之間反轉(zhuǎn) 連接。因此，通過極性轉(zhuǎn)換信號pm0和pm0/選擇性地操作第一差分對和 第二差分對，由此可以倒轉(zhuǎn)移相器的輸出信號的極性。 (振幅/相位檢測電路)
接下來，解釋圖1和圖12中的振幅差檢測器35和相位差檢測器36 的特定例子。當通過模擬電路實現(xiàn)振幅差檢測器35和相位差檢測器36時， 可以使用例如圖18中示出的振幅/相位檢測電路。圖18示出接收振幅或相
位將被檢測的輸入A、 B、 C和D并獲得檢測輸出OUT的電路。
根據(jù)例如以上描述的表達式(1)實施振幅差檢測。表達式(1)中的 (mICH2+mQCH2)部分指示當輸入A和C表示mICH并且mQCH被輸入到 B和D時的輸出OUT (4皮稱為OUT1)。以同樣的方式，表達式(l)中 的(Ich2+Qch2 )指示當輸入A和C表示ICH并且QCH被輸入到B和D時 的輸出OUT (被稱為OUT2)。根據(jù)表達式(1)對振幅差A(yù)A的檢測可 以由模擬電路通過檢測對應(yīng)于OUT1-OUT2的差來實現(xiàn)。
圖19示出檢測"OUT1-OUT2"的差分檢測電路的例子。OUTl被作 為輸入INI提供，OUT2被作為輸入IN2提供。圖19的差分檢測電路具 有由差分對MOSFET M3和M4與公共電流源I，構(gòu)成的第一差分放大器、 由差分對MOSFET M5和M6與共同電流源12構(gòu)成的第二差分放大器以及 被第一和第二差分放大器共享并具有MOSFET Ml和M2和電阻Rl和R2 的裝載電路。第一差分放大器的輸入是IN1，第二差分放大器的輸入是IN2。
第一差分放大器和第二差分放大器的輸出連接到共享的裝載電路，且 其極性被倒轉(zhuǎn)。圖19的差分檢測電路獲得對應(yīng)于11\1- IN2的信號，也就 是說，輸出OUT處的OUTl-OUT2。因此，可以通過組合圖19的電路與 圖18的電路來實現(xiàn)振幅差檢測器35。
由于如以上描述的通過使用表達式(2)和表達式(3)來實施相位差 檢測，可以通過圖18的電路來實現(xiàn)相位差檢測。具體來說，可以通過將 IcH輸入到輸入A、 mlcH輸入到輸入C、 QcH輸入到輸入B和mQcH輸入 到輸入D來實現(xiàn)表達式(2)的計算。進一步地，可以通過將IcH輸入到輸 入A、 mQcH輸入到輸入C、 QcH輸入到輸入B和mlcH輸入到輸入D來 實現(xiàn)表達式(3)的計算。通過使用由表達式(2)和表達式(3)確定的 cosA9和sinAe的值來確定相位差A(yù)9，并由此獲得相位控制信號V"
為了通過實施使用模擬電路的反饋來獲得必要的振幅控制信號VA和 相位控制信號Vp可以通過使用沒有任何改變的電壓信號來實施反饋。然 而，可以在將電壓信號轉(zhuǎn)換成電流信號之后實施反饋。在電壓信號轉(zhuǎn)換成 電流信號之后實施反饋時，使用圖14中示出的門限波動補償電路是值得做
的。
(極性反轉(zhuǎn)開關(guān)和基帶放大器)
圖20示出圖l和圖12中示出的開關(guān)34和基帶放大器15的特定電路 例子。在圖20中，示出開關(guān)34帶有兩個分開的塊34-1和34-2。參考符號 Vw表示輸入I/Q信號Ich或Qch，反饋信號VF對應(yīng)反饋I/Q信號mICH 或mQcH。通過接通開關(guān)A和B中的一個并切斷另一開關(guān)，^Jtl/Q信號 (VF)被輸入且其極性改變。另一方面，由于沒有必要改變輸入I/Q信號 Vn^的的極性，它們可以被輸入而沒有任何改變。增益由-R2/Rl提供。
基帶放大器15被配置為改變在校準模式和當卡笛爾環(huán)被關(guān)閉時之間 的增益，卡笛爾環(huán)在校準模式中被打開?；鶐Х糯笃?5具有兩級的級聯(lián)的 運算放大器OP1和OP2，以及OP1和OP2之間插入的增益轉(zhuǎn)換電路38-1 和38-2。包括反饋電阻的第二運算放大器OP2的增益由-R5/R3或-R5/R4 表示。在該例子中，增益轉(zhuǎn)換電路38-1和38-2可以通過由開關(guān)C選擇兩 個電阻R3和R4來改變兩級中的增益。
例如，假定滿足"R3 = 10xR4 = R5"，在校準模式中選擇R3，在傳 輸模式中選擇R4。在校準模式中，基帶放大器15作為"增益-R5/R3--r 的放大器起作用。在該狀態(tài)下，設(shè)置反饋V-ATT以便環(huán)路增益為1。當發(fā) 射M校準模式進行傳輸模式時，電阻R3被切換到R4。因此，增益變成 "-R5/R4 = -10"，并且從校準模式中的增益增加20dB。具體來說，環(huán)路 增益在傳輸;f莫式變成20dB，因而線性增加。
由于圖20中通過開關(guān)C在增益轉(zhuǎn)換電路38-1和38-2中選擇電阻R3 和R4的一個，瞬時響應(yīng)在轉(zhuǎn)換增益時發(fā)生。瞬時響應(yīng)時間當發(fā)射機采用 無線模式時是有限的，要求相繼改變增益而不是快速改變增益。
在圖21示出的基帶》文大器15中，圖20中的增益轉(zhuǎn)換電路38-1和38-2 被由MOSFET Ml和M2形成的可變電阻電路39替代。從控制器40向 Ml和M2的柵極端子供應(yīng)對應(yīng)于增益設(shè)置信號的增益控制電壓VCNT?；?帶放大器15的增益由通過增益控制電壓VCNT引起的MOSFET Ml和 M2的電阻的改變而相繼改變。在校準模式中，M1和M2的電阻值被設(shè)置
為具有和R5的值相同的值。當發(fā)射才風校準模式改變到傳輸模式時，設(shè) 置增益控制電壓VCNT以便Ml和M2的電阻值溫和地從R5改變到約 R5/10。這消除了基帶放大器15的快速增益改變，因而可以縮短增益收斂 到預(yù)定值的必要時間。 (I/Q失衡補償)
當通過模擬電路實現(xiàn)正交調(diào)制器和正交解調(diào)器時，由于模擬電路的缺 陷，在I分量(同相分量)和Q分量(正交分量)之間發(fā)生振幅錯誤和相 位錯誤。這種I-Q分量之間的振幅和相位的錯誤通常被稱為I/Q失衡?？?笛爾環(huán)還可以凈皮應(yīng)用于對I/Q失衡的補償。
的失真進行補償?shù)睦?。以同樣的方式，當反饋通路中正交解調(diào)器30的 I/Q失衡是小的時，傳輸系統(tǒng)的正交調(diào)制器16的I/Q失衡還可以通過使用 卡笛爾環(huán)來進行補償。具體來說，在現(xiàn)有技術(shù)的無線電接收器中實施的用 于正交解調(diào)器的I/Q失衡補償技術(shù)被應(yīng)用于卡笛爾環(huán)中的正交解調(diào)器30。 進一步地，當I/Q失衡由用于本地信號的90°移相器33的相位錯誤造成時， 實施調(diào)整以l更從90°移相器33輸出的兩個本地信號之間的相位差是90°。 在原理上，如果環(huán)路增益足夠高以補償前向通路中的錯誤時，僅對反饋通 路的正交解調(diào)器應(yīng)用調(diào)整。這種相位差調(diào)整可以通過^f吏用例如圖16的移相 器來實施。如以上所描述的，由卡笛爾環(huán)通過在卡笛爾環(huán)的反饋通路中實 現(xiàn)精確的正交解調(diào)器30來糾正傳輸系統(tǒng)的錯誤是可行的。
盡管在如圖1示出的以上實施例中，在正交調(diào)制器16和正交解調(diào)器 30之間共享本地振蕩器20,但不是必須共享本地振蕩器20，可以使用兩 個本地振蕩器(未示出)。
進一步地，提供電阻R以避免在卡笛爾環(huán)關(guān)閉狀態(tài)下從天線25發(fā)射 信號。另一方面，在諸如信號可以從天線25發(fā)射的情況的某些情況下可以 不提供天線開關(guān)26和電阻R。
權(quán)利要求
1.一種使用卡笛爾環(huán)的無線電發(fā)射機，包括組合器，將要傳輸?shù)妮斎隝/Q信號與反饋I/Q信號組合以生成組合I/Q信號；正交調(diào)制器，在所述組合I/Q信號上實施正交調(diào)制以生成正交調(diào)制的信號；功率放大器，放大所述正交調(diào)制的信號以輸出傳輸RF信號；正交解調(diào)器，通過使用本地信號，在從所述傳輸RF信號分出來的反饋RF信號上實施正交解調(diào)以生成所述反饋I/Q信號；檢測器，檢測所述輸入I/Q信號和所述反饋I/Q信號之間的每個振幅差和每個相位差；開關(guān)，接通和切斷所述反饋I/Q信號向所述組合器的輸入；功率設(shè)置單元，設(shè)置所述傳輸RF信號的傳輸功率；控制信號發(fā)生器，在所述開關(guān)被切斷期間，在設(shè)置所述傳輸功率的狀態(tài)下，生成至少一個最小化所述振幅差的振幅控制信號和至少一個最小化所述相位差的相位控制信號；存儲器，存儲所述振幅控制信號和所述相位控制信號；振幅調(diào)節(jié)器，在所述開關(guān)被接通期間，依據(jù)所述存儲器中存儲的所述振幅控制信號調(diào)整所述反饋RF信號的振幅；相位調(diào)節(jié)器，在所述開關(guān)被接通期間，依據(jù)所述存儲器中存儲的所述相位控制信號調(diào)整所述本地信號的相位；以及增益設(shè)置單元，當所述開關(guān)被切斷時為所述卡笛爾環(huán)設(shè)置第一環(huán)路增益，并且當所述開關(guān)從切斷狀態(tài)改變到接通狀態(tài)時為所述卡笛爾環(huán)設(shè)置高于所述第一環(huán)路增益的第二環(huán)路增益。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的無線電發(fā)射機，進一步包括 增益可變基帶放大器，在所述正交調(diào)制器之前的階段中予以提供，并JUt大所述組合I/Q信號， 其中，所述增益設(shè)置單元被配置為當所述開關(guān)被切斷時在所述基帶放 大器處設(shè)置所述第一增益，并且當所述開關(guān)從所述切斷狀態(tài)改變到所述接 通狀態(tài)時在所述基帶放大器處設(shè)置高于所述第一增益的所述第二增益。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的無線電發(fā)射機，其中，所i^目位調(diào)節(jié)器被控 制為在所述振幅調(diào)節(jié)器調(diào)整所述反饋RF信號的振幅之后調(diào)整所述本地信 號的相位。
4. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的無線電發(fā)射機，其中，所述振幅調(diào)節(jié)器包括 可變衰減器，所述可變衰減器的衰減量依據(jù)所述振幅控制信號被控制。
5. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的無線電發(fā)射機，其中，所勤目位調(diào)節(jié)器包括 可變移相器，所述可變移相器的相位偏移量依據(jù)所述相位控制信號,皮控制。
6. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的無線電發(fā)射機，進一步包括 終接單元，在所述開關(guān)被切斷期間，將所述功率放大器的輸出端終接到參考電位點。
7. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的無線電發(fā)射機，其中，所述控制信號發(fā)生器 包括計算器，所述計算器在所述反饋RF信號的振幅由單調(diào)增加或單調(diào)減 少的所述振幅校準控制信號進行調(diào)整的時刻計算指示所述振幅差的所述振 幅差檢測信號，并且所述控制信號發(fā)生器被配置為在所述振幅差檢測信號控制信號。
8. 根據(jù)權(quán)利要求7所述的無線電發(fā)射機，其中，所述計算器被配置為 通過以所述輸入I/Q信號的向量的量值和所述反饋I/Q信號的向量的量值 之間的差乘常數(shù)，來計算所述振幅差檢測信號。
9. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的無線電發(fā)射機，其中，當所述控制信號發(fā)生 器生成所述振幅控制信號時，單音信號被用作所述輸入I/Q信號。
10. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的無線電發(fā)射機，其中，所述控制信號發(fā)生 器包括檢測器，所述檢測器當所述反饋RT信號的相位由單調(diào)增加或單調(diào) 減少的所勤目位校準控制信號進行調(diào)整時檢測所述相位差，并且所述控制 信號發(fā)生器被配置為當所勤目位差幾乎是卯°時生成所述相位校準控制信 號作為所^4目位控制信號。
11. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的無線電發(fā)射機，其中，所述控制信號發(fā)生器包括差計算器，當所述反饋RT信號的相位由單調(diào)增加或單調(diào)減少的相 位校準控制信號進行調(diào)整時，所述差計算器計算所述輸入I/Q信號的向量 的I分量單元和所述反饋I/Q信號的向量的Q分量單元的積與所述輸入I/Q 信號的向量的Q分量單元和所述反饋I/Q信號的向量的I分量單元的積之 間的差，并且所述控制信號發(fā)生器被配置為在所述差的符號從正變?yōu)樨摶?從負變?yōu)檎龝r生成所述相位校準控制信號作為所述相位控制信號。
12. 根據(jù)權(quán)利要求ll所述的無線電發(fā)射機，其中，所述控制信號發(fā)生 器進一步包括和計算器，當所述反饋RF信號的相位由所述相位校準控制 信號進行調(diào)整時，所述和計算器計算所述輸入I/Q信號的向量的所述I分 量單元和所述反饋I/Q信號的向量的所述I分量單元的積與所述輸入I/Q 信號的向量的所述Q分量單元和所述反饋I/Q信號的向量的所述Q分量單 元的積之間的和，并且所述控制信號發(fā)生器被配置為當所述和的符號為負 時存儲指示所述反饋I/Q信號的反轉(zhuǎn)極性的信息。
13. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的無線電發(fā)射機，其中，所述控制信號發(fā)生 器包括計算器，所述計算器通過以所述輸入I/Q信號的向量的所述量值的 平方或平方才艮與所述反饋I/Q信號的向量的所述量值的平方或平方才艮之間 的差乘常數(shù)，來計算指示所述振幅差的所述振幅差檢測信號，并且所述控 制信號發(fā)生器被配置為從所述開關(guān)被切斷起預(yù)定時間過去之后生成所述振 幅差檢測信號作為所述振幅控制信號，以及所述振幅調(diào)節(jié)器被配置為在所述開關(guān)被切斷期間依據(jù)所述振幅差檢測 信號調(diào)整所述反饋I/Q信號的振幅。
14. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的無線電發(fā)射機，其中，所述控制信號發(fā)生 器包括差計算器，所述差計算器通過以所述輸入I/Q信號的向量的I分量 單元和所述反饋I/Q信號的向量的Q分量單元的第一個積與所述輸入I/Q 信號的向量的Q分量單元和所述反饋I/Q信號的向量的I分量單元的第二 個積之間的差乘常數(shù)，來計算指示所述相位差的相位差檢測信號；并且所 述控制信號發(fā)生器被配置為從所述開關(guān)被切斷起預(yù)定時間過去之后生成所 述相位差檢測信號作為所勤目位控制信號，以及所述相位調(diào)節(jié)器被配置為在所述開關(guān)被切斷期間依據(jù)所述相位差檢測 信號調(diào)整所述本地信號的相位。
15. 根據(jù)權(quán)利要求14所述的無線電發(fā)射機，其中，所述控制信號發(fā)生 器進一步包括和計算器，當所述反饋RT信號的相位由所述相位校準控制 信號進行調(diào)整時，所述和計算器計算所述輸入I/Q信號的向量的所述I分 量單元和所述反饋I/Q信號的向量的所述I分量單元的第三個積與所述輸 入I/Q信號的向量的所述Q分量單元和所述反饋I/Q信號的向量的所述Q 分量單元的笫四個積之間的和，并且所述控制信號發(fā)生器被配置為當所述 和的符號為負時存儲指示所述反饋I/Q信號的反轉(zhuǎn)極性的信息。
16. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的無線電發(fā)射機，進一步包括 在所述振幅調(diào)節(jié)器的所述振幅控制信號的輸入側(cè)提供的接口 ，所述接口有選擇性地傳輸由所述控制信號發(fā)生器生成的所述振幅控制信號和所述 存儲器中存儲的所述振幅控制信號。
17. 根據(jù)權(quán)利要求16所述的無線電發(fā)射機，其中，所述振幅調(diào)節(jié)器包 括MOSFET，并且所述接口被配置為補償所述MOSFET的門限值波動。
18. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的無線電發(fā)射機，進一步包括 在所述相位調(diào)節(jié)器的所W目位控制信號的輸入側(cè)提供的接口 ，所述接口有選擇性地傳輸由所述控制信號發(fā)生器生成的所勤目位控制信號和所述 存儲器中存儲的所i^目位控制信號。
19. 根據(jù)權(quán)利要求18所述的無線電發(fā)射機，其中，所述相位調(diào)節(jié)器包 括MOSFET，并且所述接口被配置為補償所述MOSFET的門限值波動。
20. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的無線電發(fā)射機，其中，所^目位調(diào)節(jié)器包括第一MOSFET，具有第一柵極端子、第一源極端子和第二漏極端子， 所述第 一柵極端子連接到第 一輸入端；第二MOSFET，具有笫二柵極端子、第二源極端子和第二漏極端子， 所述第二柵極端子連接到第二輸入端；共同連接到所述第 一源極端子和所述第二源極端子的電流源；第三MOSFET，具有連接到接收所述相位控制信號的控制端的第三柵極端子、連接到第一輸出端的第三漏極端子，以及第三源極端子；笫四MOSFET，具有連接到所述控制端的第四柵極端子、第四漏極端子和連接到第二輸出端的第四源極端子；在所述第 一漏極端子和所述第三漏極端子之間連接的第 一 電容； 在所述第三源極端子和所述第二漏極端子之間連接的第二電容； 在所述第一漏極端子和所述第四漏極端子之間連接的第三電容；以及 在所述第四源極端子和所述第二漏極端子之間連接的第四電容。 21. —種控制卡笛爾環(huán)的方法，所述卡笛爾環(huán)被形成為反饋反饋I/Q信號，所述反饋I/Q信號通過^f吏用本地信號解調(diào)從傳輸RF信號分出來的反饋RF信號獲得，所述方法包括設(shè)置所述傳輸RF信號的傳輸功率；當所述卡笛爾環(huán)被打開時為所述卡笛爾環(huán)設(shè)置第 一環(huán)路增益；在所述卡笛爾環(huán)被打開期間，生成最小化輸入I/Q信號和所述反饋I/Q信號之間的每個振幅差的振幅控制信號，所述輸入I/Q信號將在所述傳輸功率被i殳置狀態(tài)下傳輸；生成最小化所述輸入I/Q信號和所述反饋I/Q信號之間的每個相位差的相位控制信號；存儲所述振幅控制信號和所述相位控制信號；當所述卡笛爾環(huán)從打開狀態(tài)改變到關(guān)閉狀態(tài)時，為所述卡笛爾環(huán)設(shè)置 高于所述第一環(huán)路增益的第二環(huán)路增益；在所述卡笛爾環(huán)被關(guān)閉期間，依據(jù)所述存儲的振幅控制信號，調(diào)整所 述反饋RF信號的振幅；以及在所述卡笛爾環(huán)被關(guān)閉期間，依據(jù)所述存儲的相位控制信號，調(diào)整所 述本地信號的相位。
全文摘要
本發(fā)明涉及使用卡笛爾環(huán)的無線電發(fā)射機。所述無線電發(fā)射機包括組合器，將輸入I/Q信號與反饋I/Q信號組合；功率放大器，放大所述正交調(diào)制的信號；檢測器，檢測所述輸入和反饋I/Q信號之間的振幅和相位差；開關(guān)，接通和切斷所述反饋I/Q信號；發(fā)生器，在所述開關(guān)被切斷期間，在設(shè)置傳輸功率的狀態(tài)下，生成最小化所述振幅差和所述相位差的控制信號；振幅調(diào)節(jié)器，在所述開關(guān)被接通期間，調(diào)整所述反饋RF信號的振幅；相位調(diào)節(jié)器，在所述開關(guān)被接通期間，調(diào)整所述本地信號的相位。
文檔編號H04L27/34GK101364968SQ200810131358
公開日2009年2月11日 申請日期2008年8月6日 優(yōu)先權(quán)日2007年8月9日
發(fā)明者大高章二, 橋本經(jīng), 荒木裕太 申請人:株式會社東芝