專利名稱：Ofdm同步導(dǎo)頻發(fā)送方法及系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無線蜂窩系統(tǒng)中的信息傳輸領(lǐng)域，特別涉及無線蜂窩系統(tǒng)的導(dǎo)頻設(shè)置和頻偏估計的方法及系統(tǒng)。

背景技術(shù)：
OFDM(正交頻分復(fù)用)技術(shù)實際上是MCM(Multi-CarrierModulation，多載波調(diào)制)的一種。其主要思想是，將信道分成若干正交子信道，將高速數(shù)據(jù)信號轉(zhuǎn)換成并行的低速子數(shù)據(jù)流，調(diào)制到在每個子信道上進行傳輸。正交信號可以通過在接收端采用相關(guān)技術(shù)來分開，這樣可以減少子信道之間的相互干擾(ICI)。每個子信道上的信號帶寬小于信道的相關(guān)帶寬，因此每個子信道上的可以看成平坦性衰落，從而可以消除符號間干擾。而且由于每個子信道的帶寬僅僅是原信道帶寬的一小部分，信道均衡變得相對容易。但是OFDM系統(tǒng)又是對頻率偏移非常的敏感，較小的頻率偏移就會引起比較嚴(yán)重的碼間干擾，從而影響系統(tǒng)性能，所以，頻偏估計方法的設(shè)計是OFDM系統(tǒng)的一項關(guān)鍵工作。
正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)是當(dāng)前產(chǎn)業(yè)界和學(xué)術(shù)界關(guān)注的熱點問題，已經(jīng)有許多的無線通信系統(tǒng)是基于MIMO-OFDM的，如IEEE802.16e，IEEE802.11n等，CMMB，并且MIMO-OFDM極有可能在下一代移動通信系統(tǒng)中占據(jù)主導(dǎo)地位。
采用MIMO-OFDM的一個主要原因在于MIMO-OFDM系統(tǒng)能夠提供寬帶無線接入的能力，而在寬帶接入中，設(shè)計有效且資源需求少的前導(dǎo)序列是非常具有挑戰(zhàn)性的問題。
這里采用的系統(tǒng)是OFDM的系統(tǒng)，它的符號結(jié)構(gòu)如圖6所示，包括601循環(huán)前綴和OFDM符號，OFDM符號后面的部分602與前面的循環(huán)601前綴是一樣的。
經(jīng)典的OFDM系統(tǒng)中時頻同步算法總結(jié)如下應(yīng)用前導(dǎo)序列，和OFDM符號的相關(guān)可以估計時間和頻率偏移。
在幀到達后，首先通過對時域上的前導(dǎo)序列，和OFDM符號的相關(guān)得到符號時間同步及1/2個子載波內(nèi)的頻偏估計，然后通過付氏變換，用頻域上的導(dǎo)頻序列進行匹配得到整數(shù)倍子載波間隔頻偏(簡稱整數(shù)頻偏)估計。
目前，頻偏估計首先利用循環(huán)前綴與OFDM的相關(guān)，估計出小數(shù)倍頻偏，然后再通過付氏變換，在頻域通過相關(guān)來估計出整數(shù)倍頻偏，如圖5所示。
用于頻偏估計的導(dǎo)頻放置每個OFDM的符號長度為N點的取樣值，然后把后面的L點在OFDM符號的前面進行重復(fù)，L≤N，如圖4所示。其中，N是每個OFDM符號的取樣點數(shù)，L是循環(huán)前綴的取樣點數(shù)。
頻率偏移估計

是通過對OFDM符號及其循環(huán)前綴之間的相關(guān)計算而得到的。它的函數(shù)計算方法如下 其中，γ是通過基帶接收信號的cp中的取樣值與在OFDM符號中相應(yīng)的取樣值之間的相關(guān)值得到的 其中，r(k)是基帶接收信號的第k個取樣值，N是進行相關(guān)計算的信號取樣之間的時間間隔數(shù)，正好等于OFDM符號進行FFT運算的點數(shù)，L是相關(guān)運算窗口的長度，在這里正好等于OFDM符號循環(huán)前綴CP的長度。其原理如圖3所示。
現(xiàn)有的頻率偏移估計方法中，是根據(jù)OFDM符號及其循環(huán)前綴之間的相關(guān)計算進行的，頻率偏移估計的范圍有限，是1/2個子載波的寬度，而OFDM系統(tǒng)的頻率偏移經(jīng)常會大于1/2個子載波的寬度。這就需要額外的采用整數(shù)倍頻偏的估計方法進行估計。
需要改善的就是在通過改變導(dǎo)頻放置的特點，加大頻率偏移估計的范圍，在實現(xiàn)復(fù)雜度增加非常小的情況下，頻率估計的范圍變的滿足要求。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種頻率偏移估計方法和系統(tǒng)。
按照本發(fā)明的一方面，一種OFDM同步導(dǎo)頻發(fā)送系統(tǒng)，包括在發(fā)射端， 導(dǎo)頻序列生成模塊，用來產(chǎn)生導(dǎo)頻序列信號，其中導(dǎo)頻序列滿足如下的條件 m(n)＝m(N+n)或m(n)＝m(2N-n)； 付氏變換模塊，將信號從頻域變換到時域。
按照本發(fā)明的另一方面，一種OFDM同步導(dǎo)頻接收系統(tǒng)，包括在接收端， 時間同步模塊，進行時間偏差估計； 相關(guān)運算模塊，將用于同步的序列的兩個部分按照相應(yīng)的順序進行相關(guān)運算； 小數(shù)倍頻偏估計模塊，對小于半個子載波的頻偏進行估計； 整數(shù)倍頻偏估計模塊，對子載波倍數(shù)的頻率偏移進行估計； 反付氏變換模塊，將信號從時域變換到頻域； 數(shù)據(jù)解調(diào)模塊，將傳輸?shù)臄?shù)據(jù)解調(diào)出來。
本發(fā)明可以不用進行反付氏變換，就可以估計整數(shù)倍頻率偏移，使實現(xiàn)復(fù)雜度大大減小。



圖1是改進導(dǎo)頻設(shè)置的頻偏估計的通信系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖； 圖2是改進導(dǎo)頻序列的結(jié)構(gòu)圖； 圖3是小數(shù)倍頻偏估計的原理圖； 圖4是現(xiàn)在的改進導(dǎo)頻序列的結(jié)構(gòu)圖； 圖5是現(xiàn)在的導(dǎo)頻設(shè)置的頻偏估計的通信系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖； 圖6是OFDM系統(tǒng)的符號結(jié)構(gòu)組成。

具體實施例方式 本發(fā)明的頻率偏移估計方法如圖1所示，在發(fā)射端，包括如下步驟 兩個連續(xù)的同步符號，長度相同，傳送2N個數(shù)據(jù)符號，或者是一個同步符號，分成兩個部分； 發(fā)送的導(dǎo)頻序列滿足下面的條件 m(n)＝m(N+n)或 m(n)＝m(2N-n) 1≤n≤N-1 其中，m(n)是第n點取樣的符號值，N是數(shù)據(jù)符號長度。
發(fā)射端的導(dǎo)頻序列設(shè)計如圖2所示。
本發(fā)明的頻率偏移估計方法如圖1所示，在接收端，接收信號為 r(n)＝m(n)*ej2πεn/2N 其中，r(n)是基帶接收信號的第n個取樣值，m(n)是發(fā)送的信號，ε是頻偏值，N是進行相關(guān)計算的信號取樣之間的時間間隔數(shù)，頻率偏移估計是通過對導(dǎo)頻符號進行如下計算而得到的。它的函數(shù)計算方法如下，即選擇適當(dāng)?shù)念l偏值使下面這個函數(shù)的值最大的頻率值即是估計出來的頻率偏移值 其中， 而α(n)＝r(n)*r*(2N-n) 其中，α(n)是通過基帶接收信號前后兩部分的取樣值相乘得到的。
將上面公式進行簡化，得到
我們知道，當(dāng)頻偏的估計值

時，

的值最大，即在f的范圍是1/2個子載波時，頻偏的估計范圍是N/2個子載波。其中，r(k)是基帶接收信號的第k個取樣值，N是進行相關(guān)計算的信號取樣之間的時間間隔數(shù)，正好等于OFDM符號進行FFT運算的點數(shù)。
在實際實施過程中，我們可以令

的倍數(shù)進行遞增，直到達到頻偏估計的范圍為止。
本發(fā)明提供一種在實現(xiàn)復(fù)雜度非常小的情況下，使信道估計的精度提高的一種導(dǎo)頻設(shè)置系統(tǒng)。系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)如圖1所示。包括 導(dǎo)頻序列生成模塊(101)，用來產(chǎn)生導(dǎo)頻序列信號； 付氏變換模塊(102)，將信號從頻域變換到時域； 在接收端， 時間同步模塊(103)，進行時間偏差估計； 相關(guān)運算模塊(104)，將用于同步的序列的兩個部分按照相應(yīng)的順序進行相關(guān)運算。
小數(shù)倍頻偏估計(105)，對小于半個子載波的頻偏進行估計； 整數(shù)倍頻偏估計(107)，對子載波倍數(shù)的頻率偏移進行估計； 反付氏變換模塊(108)，將信號從時域變換到頻域； 數(shù)據(jù)解調(diào)(109)，將傳輸?shù)臄?shù)據(jù)解調(diào)出來。
實施例 本實施例采用了兩個連續(xù)的同步符號，長度相同，傳送4096個數(shù)據(jù)符號，分成兩個部分。發(fā)送的導(dǎo)頻序列滿足下面的條件 m(n)＝m(N+n)或 m(n)＝m(2N-n) 1≤n≤N-1 在接收端，包括如下步驟，其中，接收信號為 r(n)＝m(n)*ej2πεn/2N 其中，r(n)是基帶接收信號的第n個取樣值，m(n)是發(fā)送的信號，ε是頻偏值，N是進行相關(guān)計算的信號取樣之間的時間間隔數(shù)，頻率偏移估計是通過對導(dǎo)頻符號進行如下計算而得到的。它的函數(shù)計算方法如下，即選擇適當(dāng)?shù)念l偏值使下面這個函數(shù)的值最大的頻率值即是估計出來的頻率偏移值 其中， 而α(n)＝r(n)*r*(2N-n) 其中，α(n)是通過基帶接收信號前后兩部分的取樣值相乘得到的。
將上面公式進行簡化，得到
則在f＝ε/N時，

的值最大，即在f的范圍是1/2個子載波時，頻偏的估計范圍是N/2個子載波。每個子載波的寬度是39.0625kHz，總的帶寬是8M.這樣頻偏估計的最大值是1MHz。
其中，r(k)是基帶接收信號的第k個取樣值，N是進行相關(guān)計算的信號取樣之間的時間間隔數(shù)，正好等于OFDM符號進行FFT運算的點數(shù)。
改進的導(dǎo)頻設(shè)置，以及改進的頻偏估計方法使OFDM系統(tǒng)的頻偏估計的范圍增大N/4倍。
權(quán)利要求
1.一種OFDM同步導(dǎo)頻發(fā)送系統(tǒng)，包括在發(fā)射端，
導(dǎo)頻序列生成模塊(101)，用來產(chǎn)生導(dǎo)頻序列信號，其中導(dǎo)頻序列滿足如下的條件
m(n)＝m(N+n)或m(n)＝m(2N-n)；
付氏變換模塊(102)，將信號從頻域變換到時域。
2.一種OFDM同步導(dǎo)頻發(fā)送系統(tǒng)，包括在接收端，
時間同步模塊(103)，進行時間偏差估計；
相關(guān)運算模塊(104)，將用于同步的序列的兩個部分按照相應(yīng)的順序進行相關(guān)運算；
小數(shù)倍頻偏估計模塊(105)，對小于半個子載波的頻偏進行估計；
整數(shù)倍頻偏估計模塊(107)，對子載波倍數(shù)的頻率偏移進行估計；
反付氏變換模塊(108)，將信號從時域變換到頻域；
數(shù)據(jù)解調(diào)模塊(109)，將傳輸?shù)臄?shù)據(jù)解調(diào)出來。
3.按權(quán)利要求1或2所述的系統(tǒng)，其特征在于所述系統(tǒng)為OFDM無線通信系統(tǒng)。
4.按權(quán)利要求1或2所述的系統(tǒng)，其特征在于所述系統(tǒng)為包含循環(huán)前綴的OFDM系統(tǒng)。
5.一種OFDM同步導(dǎo)頻發(fā)送方法，包括在發(fā)射端，
由導(dǎo)頻序列生成模塊(101)產(chǎn)生導(dǎo)頻序列信號，其中導(dǎo)頻序列滿足如下的條件
m(n)＝m(N+n)或m(n)＝m(2N-n)；
由付氏變換模塊(102)將信號從頻域變換到時域。
6.一種OFDM同步導(dǎo)頻發(fā)送方法，包括在接收端，
由時間同步模塊(103)進行時間偏差估計；
由相關(guān)運算模塊(104)將用于同步的序列的兩個部分按照相應(yīng)的順序進行相關(guān)運算；
由小數(shù)倍頻偏估計模塊(105)對小于半個子載波的頻偏進行估計；
由整數(shù)倍頻偏估計模塊(107)對子載波倍數(shù)的頻率偏移進行估計；
由反付氏變換模塊(108)將信號從時域變換到頻域；
由數(shù)據(jù)解調(diào)模塊(109)將傳輸?shù)臄?shù)據(jù)解調(diào)出來。
7.按權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于所述導(dǎo)頻符號為兩個連續(xù)的同步符號。
8.按權(quán)利要求7所述的方法，其特征在于所述兩個連續(xù)的同步符號的長度相同。
9.按權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于所述導(dǎo)頻符號為一個連續(xù)的同步符號。
10.按權(quán)利要求9所述的方法，其特征在于所述一個連續(xù)的同步符號分為兩部分。
全文摘要
一種OFDM同步導(dǎo)頻發(fā)送系統(tǒng)，包括在接收端，時間同步模塊(103)，進行時間偏差估計；相關(guān)運算模塊(104)，將用于同步的序列的兩個部分按照相應(yīng)的順序進行相關(guān)運算；小數(shù)倍頻偏估計模塊(105)，對小于半個子載波的頻偏進行估計；整數(shù)倍頻偏估計模塊(107)，對子載波倍數(shù)的頻率偏移進行估計；反付氏變換模塊(108)，將信號從時域變換到頻域；數(shù)據(jù)解調(diào)模塊(109)，將傳輸?shù)臄?shù)據(jù)解調(diào)出來。本發(fā)明可以不用進行反付氏變換，就可以估計整數(shù)倍頻率偏移，使實現(xiàn)復(fù)雜度大大減小。
文檔編號H04L27/26GK101764775SQ20081018493
公開日2010年6月30日 申請日期2008年12月23日 優(yōu)先權(quán)日2008年12月23日
發(fā)明者付景興 申請人:三星電子株式會社, 北京三星通信技術(shù)研究有限公司