專利名稱：通信同步過程中存在定時誤差的整數(shù)倍頻偏估計方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種數(shù)字通信領(lǐng)域中的同步實現(xiàn)方法，主要涉及對接收同步過程中整數(shù)倍頻 偏的估計方法。
背景技術(shù)：
OFDM技術(shù)具有抗多徑衰落能力強，頻譜利用率高，數(shù)據(jù)傳輸速率高等優(yōu)勢，已廣泛應(yīng) 用于軍事和民用通信系統(tǒng)。載波頻率偏移對系統(tǒng)信號的正確接收有很大的影響，如何快速精 確的估計出頻率偏差，是OFDM系統(tǒng)實現(xiàn)可靠有效數(shù)據(jù)傳輸?shù)那疤岷突A(chǔ)。頻率偏差分為子 載波間隔的小數(shù)倍頻率偏差和整數(shù)倍頻率偏差。
基于重復訓練序列，Moose提出了最大似然的頻偏估計算法，可有效實現(xiàn)小數(shù)倍頻偏估 計，但無法對較大頻偏的情況進行處理。目前常采用的整數(shù)倍頻偏估計有-
(1) 基于Moose提出的最大似然頻偏估計思想，通過縮短訓練序列長度來增大頻偏估 計范圍，但這樣多次重復發(fā)送縮短訓練序列降低了頻偏估計的精度，同時也降低了定時同步 的性能；
(2) 利用在頻域和時域都具有良好自相關(guān)特性的訓練序列，此方法對同步訓練符號做快 速傅里葉變換(FFT)，然后與已知頻譜圖樣作循環(huán)移位相關(guān)，通過尋找相關(guān)峰來估計整數(shù)倍 頻偏。但該方法沒有考慮定時誤差的影響，定時誤差會破壞訓練序列在頻域的相關(guān)特性，從 而導致估計性能下降；
(3) 在頻域采用兩段訓練序列對應(yīng)元素共軛相乘得到新的訓練序列，從而可以去除由定 時誤差帶來影響。基于一樣的思路，設(shè)計奇偶子載波序列，接收信號的奇載波數(shù)據(jù)與偶載波 數(shù)據(jù)的共軛相乘，最后利用相乘序列進行整數(shù)倍頻偏估計。此類估計方法降低了系統(tǒng)的效率。 如圖2所示，為了在頻域進行整數(shù)倍頻偏估計，采用了不同的兩段Chu序列Ul和U2。把訓 練序列看成重復兩段時，圖2訓練序列結(jié)構(gòu)不可能具有理想的自相關(guān)特性，同時要求插入四 段CP，減弱了系統(tǒng)抗多徑影響的能力，降低了系統(tǒng)性能。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于針對現(xiàn)有技術(shù)的不足，考慮存在定時誤差的情況下，提出一種高效的整數(shù)倍頻偏估計方法。本發(fā)明在不影響定時同步性能的前提下，增強了頻偏估計性能，提高 了系統(tǒng)的傳輸效率。
本發(fā)明是通過以下技術(shù)方案實現(xiàn)的
一種通信同步過程中存在定時誤差的整數(shù)倍頻偏估計方法，包括在接收端進行粗定時同 步、分數(shù)倍頻偏估計、整數(shù)倍頻偏估計、精確定時同步，其特征在于，對整數(shù)倍頻偏估計的 處理包括下列步驟
a、發(fā)送端完成訓練序列的設(shè)計步驟，具體包括
利用Chu序列作為頻域差分序列C()t)，序列C(A)是一種具有理想自相關(guān)特性的多相序列，
其中，N表示訓練序列的長度，為整數(shù)，yt-0,l,…，7V-l，"與W互為質(zhì)數(shù)，不同的w生成不
同的具有恒幅特性的Chu序列；
通過頻域差分序列C(^)構(gòu)造頻域訓練序列S(A)為
頻域訓練序列S(/c)通過離散傅里葉反變換到時域訓練序列 時域訓練序列4")具有理想的 自相關(guān)特性；
b、 發(fā)送端發(fā)送重復訓練序列s(")，基于重復訓練序列^w)，接收端利用接收信號與其延時信 號的共軛做相關(guān)獲得系統(tǒng)的粗定時同步和小數(shù)倍頻偏估計，完成小數(shù)倍頻偏補償后的接收序
列為r(^);
c、 接收端將接收序列Kw)通過FFT變換得到接收的頻域序列為i (A:)，接收信號的差分序列為 D(" = i (;t + 1)0 (A:))'，其中(y表示共軛，從而去除了由定時引起的線性相位影響；
d、 最后接收端通過接收的差分序列D(A:)與訓練差分序列C(0做循環(huán)移位相關(guān)運算，最大相 關(guān)峰值對應(yīng)整數(shù)倍頻偏，即整數(shù)倍頻偏估計值^t可以表示為
其中(A - sint)m。dw表示對& - eint)進行求模iV運算，
發(fā)送端根據(jù)整數(shù)倍頻偏估計值^t完成整數(shù)倍頻偏補償后，采用經(jīng)典的接收序列與時域參考訓
W為偶數(shù)
iV為奇數(shù)
S(O) = 1
柳二C(A: — 1)雖練序列sO)做相關(guān)來獲得精確的定時同步。 本發(fā)明相對現(xiàn)有技術(shù)具有以下優(yōu)點
1、 本發(fā)明構(gòu)造的訓練序列在時域具有理想的自相關(guān)特性，使得系統(tǒng)具有良好的定時同步
和分數(shù)倍頻偏估計性能；
2、 本發(fā)明中頻域差分序列D(it)去除了由定時中定時誤差引入的線性相位影響；
3、 本發(fā)明中差分訓練序列具有理想的自相關(guān)特性，保證了本發(fā)明能有效實現(xiàn)整數(shù)倍頻偏 估計；
4、 本發(fā)明對頻域差分訓練序列的選擇沒有嚴格限制于Chu序列，常用的具有理想自相關(guān) 的多相序列都可以應(yīng)用于本發(fā)明中。


圖1為本發(fā)明所采用的重復訓練序列結(jié)構(gòu)；
圖2為傳統(tǒng)頻域整數(shù)倍頻偏估計方法的訓練序列結(jié)構(gòu)； 圖3為本發(fā)明的流程示意圖4為傳統(tǒng)方法和所提方法的頻偏估計性能對比示意圖； 圖5為兩種方法下的定時同步性能對比示意圖。
具體實施例方式
下邊結(jié)合附圖和具體實施方式
對本發(fā)明作進一步地說明-
基于數(shù)據(jù)輔助的同步方法中，重復發(fā)送訓練序列是一種典型的同步序列結(jié)構(gòu)，當同步訓 練序列在時域具有理想的自相關(guān)特性時，接收端可以獲得良好的粗定時同步和分數(shù)倍頻偏估 計性能。圖1和圖2兩種訓練序列都是基于典型的重復訓練序列結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)粗定時同步和分 數(shù)倍頻偏估計。
本發(fā)明的核心思想是1)整數(shù)倍頻偏同步方法不能損失系統(tǒng)定時同步和分數(shù)倍頻偏估計 性能，因此要求新方法構(gòu)造的訓練序列在時域具有理想的自相關(guān)特性；2)整數(shù)倍頻偏的影響 表現(xiàn)為頻域序列的循環(huán)移位，為實現(xiàn)精確的整數(shù)倍頻偏估計，則要求整數(shù)倍頻偏估計的序列 具有理想的自相關(guān)特性；3)系統(tǒng)是在粗定時同步后進行頻偏估計，定時誤差在頻域表現(xiàn)為各 子載波上的相位旋轉(zhuǎn)，因此頻偏估計必須考慮定時誤差的影響。本發(fā)明就是從這三個方面進 行考慮，提出了一種新的同步訓練序列構(gòu)造方法，并給出了整數(shù)倍頻偏估計過程。本發(fā)明在 獲得優(yōu)異的定時同步性能的同時，提高了整數(shù)倍頻偏估計性能，增強了系統(tǒng)抗多徑影響的能 力。如圖3所示，本發(fā)明具體步驟如下-1、利用Chu序列作為頻域差分序列C(it)(參考文獻D. Chu， "Polyphase codes with good periodic correlation properties" , IEEE Transactions on Information Theory, vol. 18， no. 4, pp. 531-532， July 1972)，由于Chu序列具有理想的自相關(guān)特性，則頻域差分序列 C(0可以在頻域進行整數(shù)倍頻偏估計，符合本發(fā)明的核心思想2;
<formula>formula see original document page 6</formula> (1)
其中，N表示訓練序列的長度，為整數(shù)，A = 0,l，一,iV-1，"與7V互為質(zhì)數(shù)，不同的"生成不 同的具有恒幅特性的Chu序列；
2、 設(shè)頻域訓練序列為S(A)，頻域差分序列表示為C^^S(A: + 1)CS(A:))'，這里構(gòu)造差分訓 練序列的主要目的是去除接收頻域信號中由定時誤差帶來的線性相位影響；定義頻域的第一 個元素為5(0) = 1，同時Chu序列元素的模恒為1，遞推可得頻域訓練序列5^)也具有模為1 的恒幅特性，WljS(A + l) = C(it)S("，通過頻域差分序列C(A)遞推頻域訓練序列S^)為<formula>formula see original document page 6</formula>
頻域序列S(^經(jīng)過離散傅里葉反變換得到時域訓練序列 由于S(&)具有恒幅特性，
則可以證明時域訓練序列s(")具有理想的自相關(guān)特性，則所構(gòu)造的時域訓練序列能獲得良好 的定時同步和分數(shù)倍頻偏估計，符合本發(fā)明的核心思想1;
3、 發(fā)送端重復發(fā)送訓練序列，接收端基于重復訓練序列，接收端利用接收信號與其延時 信號的共軛做相關(guān)獲得系統(tǒng)的粗定時同步和小數(shù)倍頻偏估計，完成小數(shù)倍頻偏補償后的接收 序列為K");
4、 由于循環(huán)前綴，定時誤差的影響表現(xiàn)為在頻域訓練序列疊加線性相位，通過FFT變換 得到接收的頻域序列為，接收信號的頻域差分序列= + ，則去除 了由定時引起的線形相位影響；符合本發(fā)明核心思想3;
5、 最后通過接收的差分序列與訓練差分序列做循環(huán)移位相關(guān)運算，最大相關(guān)峰值對應(yīng)整 數(shù)倍頻偏，，即整數(shù)倍頻偏估計值《t可以表示為
<formula>formula see original document page 6</formula>
其中Ot-^L^表示對(A-Smt)進行求模iV運算，使得上式實現(xiàn)了循環(huán)移位相關(guān)運算。按步驟2所述，本發(fā)明構(gòu)造的訓練序列在時域具有理想的自相關(guān)特性，使得系統(tǒng)具有良 好的定時同步和分數(shù)倍頻偏估計性能；按步驟4所述的頻域差分序列是頻域接收序列與其循 環(huán)移位序列的共軛對應(yīng)相乘獲得，去除了由定時引入的線性相位影響，在不考慮噪聲和信道 的情況下，接收頻域差分序列就是差分訓練序列的循環(huán)移位，移位數(shù)目對應(yīng)為整數(shù)倍頻偏； 由步驟1所述，差分訓練具有理想的自相關(guān)特性，所以步驟5能有效實現(xiàn)整數(shù)倍頻偏估計。 另外，本發(fā)明對頻域差分訓練序列的選擇沒有嚴格限制于Chu序列，常用的具有理想自相關(guān) 的多相序列都可以應(yīng)用于本發(fā)明中。
如圖l所示訓練序列結(jié)構(gòu)，訓練序列長度為A^256，循環(huán)前綴CP長度為iVg=64，發(fā)送重 復訓練序列總長度為640。時域訓練序列由實施步驟1和步驟2構(gòu)造獲得，在具體接收同步 實現(xiàn)過程中，實施步驟的1和2就可以省略。系統(tǒng)同步計算過程包括粗定時同步、分數(shù)倍頻 偏估計、整數(shù)倍頻偏和精確定時同步，本發(fā)明是解決大頻偏情況下的整數(shù)倍頻偏估計問題， 認為系統(tǒng)已實現(xiàn)粗定時估計和完成了分數(shù)倍頻偏補償，實際整數(shù)倍頻偏估計算法比較簡單， 通過下面兩步就可完成整數(shù)倍頻偏估計
一、 確定接收序列
在接收端，接收機通過匹配接收采樣得到采樣序列；由于訓練序列基于重復發(fā)送，接收 采樣序列與其延時序列進行共軛相關(guān)可以獲得粗定時同步為L和分數(shù)倍頻偏估計，設(shè)接收序
列完成分數(shù)倍頻偏補償后表示為:^')，/ = 1，2—，其中/為第/時刻采樣；再根據(jù)粗定時順序取 出序列長度為256的兩段序列 tK、),y(、+l),…,:K乙t+255))， tK:st +256)，少(、+257)n(rMt +511)}，訓練序列重復發(fā)送可以獲得分集，即進行整數(shù)倍頻 偏估計的序列為K") = y(resl + ") + :Kr戰(zhàn)+ 256 + ")," e (0,1,.. ,255};
二、 整數(shù)倍頻偏估計運算
將序列K")進行256點FFT運算得到長為256的頻域序列，構(gòu)造長度也為256的頻 域差分序列。
1))', "255
最后將頻域差分序列與頻域訓練差分序列C(W做循環(huán)移位相關(guān)運算，來獲得整數(shù)倍頻偏 估計。
實施例:<formula>formula see original document page 8</formula>dv表示對(A:-、t)進行求模W運算。
本發(fā)明主要給出了整數(shù)倍頻偏估計過程。在實際系統(tǒng)同步中，完成整數(shù)倍頻偏補償后， 采用經(jīng)典的接收序列與時域參考訓練序列s(")做相關(guān)來獲得精確的定時同步。在實際系統(tǒng)同 步過程中，頻偏反過來也會影響定時誤差的性能。圖4與圖5給出了瑞利衰落信道條件下， 分別仿真了單徑和兩徑情況下，傳統(tǒng)方法和發(fā)明方法同步性能，可見發(fā)明方法能明顯提高頻 偏估計的精確度，進而提高了定時同步性能。傳統(tǒng)方法和發(fā)明方法都是在頻域進行整數(shù)倍頻 偏估計，由仿真曲線可以看出，頻域進行整數(shù)倍頻偏估計能累積多徑信號的能量，兩徑瑞利 獲得了分集增益，提高了系統(tǒng)同步性能。
本發(fā)明中提及的常規(guī)方法均可用現(xiàn)有技術(shù)加以實現(xiàn)。
權(quán)利要求
1、一種通信同步過程中存在定時誤差的整數(shù)倍頻偏估計方法，包括在接收端進行粗定時同步、分數(shù)倍頻偏估計、整數(shù)倍頻偏估計、精確定時同步，其特征在于，對整數(shù)倍頻偏估計的處理包括下列步驟a、完成本地訓練序列的設(shè)計步驟，具體包括利用Chu序列作為頻域差分序列C(k)，序列C(k)是一種具有理想自相關(guān)特性的多相序列，其中，N表示訓練序列的長度，為整數(shù)，k＝0，1，…，N-1，u與N互為質(zhì)數(shù)，不同的u生成不同的具有恒幅特性的Chu序列；通過頻域差分序列C(k)構(gòu)造頻域訓練序列S(k)為頻域訓練序列S(k)通過離散傅里葉反變換到時域訓練序列s(n)，時域訓練序列s(n)具有理想的自相關(guān)特性；b、發(fā)送端發(fā)送重復訓練序列s(n)，基于重復訓練序列s(n)，接收端利用接收信號與其延時信號的共軛做相關(guān)獲得系統(tǒng)的粗定時同步和小數(shù)倍頻偏估計，完成小數(shù)倍頻偏補償后的接收序列為r(n)；c、接收端將接收序列r(n)通過FFT變換得到接收的頻域序列為R(k)，接收信號的差分序列為D(k)＝R(k+1)(R(k))*，其中()*表示共軛，從而去除了由定時引起的線性相位影響；d、最后接收端通過接收的差分序列D(k)與訓練差分序列C(k)做循環(huán)移位相關(guān)運算，最大相關(guān)峰值對應(yīng)整數(shù)倍頻偏，即整數(shù)倍頻偏估計值可以表示為其中(k-εint)modN表示對(k-εint)進行求模N運算，發(fā)送端根據(jù)整數(shù)倍頻偏估計值完成整數(shù)倍頻偏補償后，采用經(jīng)典的接收序列與時域參考訓練序列s(n)做相關(guān)來獲得精確的定時同步。
全文摘要
本發(fā)明提供一種通信同步過程中存在定時誤差的整數(shù)倍頻偏估計方法，包括步驟選取具有理想自相關(guān)特性的恒幅Chu序列為頻域差分序列C(k)，定義頻域訓練序列的第一個元素S(0)＝1，根據(jù)遞推公式S(k)＝C(k-1)S(k-1)獲得長度為N的頻域訓練序列S(k)，S(k)通過IFFT變換到時域訓練序列為s(n)；接收序列完成分數(shù)倍頻偏補償后，根據(jù)粗定時順序取出長為N的兩段接收序列，兩段序列相加得到長為N的接收序列r(n)；序列r(n)通過FFT變換頻域為R(k)，利用式D(k)＝R(k+1)(R(k))^*計算接收頻域差分序列D(k)，通過接收的序列D(k)與序列C(k)的共軛做循環(huán)移位相關(guān)，相關(guān)的峰值對應(yīng)系統(tǒng)的整數(shù)倍頻偏估計ε_int，如右式；本發(fā)明在不影響定時同步性能的前提下，增強了頻偏估計性能，提高了系統(tǒng)的傳輸效率。
文檔編號H04L27/00GK101437005SQ20081024372
公開日2009年5月20日 申請日期2008年12月12日 優(yōu)先權(quán)日2008年12月12日
發(fā)明者任國春, 吳啟暉, 張玉明, 良 沈, 王金龍 申請人:中國人民解放軍理工大學通信工程學院