專利名稱：調(diào)制裝置和解調(diào)裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及適用于例如毫米波段的、使用相位調(diào)制信號和振幅調(diào)制信號 的調(diào)制裝置和解調(diào)裝置。
背景技術(shù)：
在IEEE802.15 Task Group 3c中，正在開展有關(guān)使用了 60GHz波段附近 的毫米波波段的高速無線個人局域網(wǎng)(WPAN: Wireless Personal Area Network)的物理層的討論。作為適用了毫米波段WPAN的應(yīng)用，可列舉下 述應(yīng)用高速因特網(wǎng)接入、視頻流(視頻點播、HDTV (高清晰度電視)或 家庭影院)以及取代有線的無線數(shù)據(jù)傳送等的、超過2Gbps的超高速數(shù)據(jù)傳 送等。
對于毫米波WPAN的利用，在研究BPSK ( Binary Phase Shift Keying: 二相相移鍵控)、QPSK ( Quadrature Phase Shift Keying:四相移相鍵控)、OOK (On-off keying:開關(guān)鍵控)、OFDM( Orthogonal Frequency Division Multiplex: 正交頻分復(fù)用)等各種各樣的調(diào)制方式。在信息亭文件下載(kiosk file downloading)等的移動裝置的毫米波段利用中，期望配置了電路規(guī)模較小且 適合于低功耗/低成本的BPSK、 QPSK或OOK等單載波通信方式的裝置。因 此，在信息亭端的裝置中，必須實現(xiàn)能夠與BPSK或QPSK等相位調(diào)制方式 及OOK等振幅調(diào)制方式雙方的便攜式裝置進行通信。
圖1是表示基于第一種現(xiàn)有技術(shù)(參照專利文獻1和專利文獻2)的 QPSK/OOK調(diào)制裝置10的主要部分的結(jié)構(gòu)的方框圖。如圖1所示，QPSK/OOK 調(diào)制裝置10包括用于生成OOK發(fā)送數(shù)據(jù)的OOK數(shù)據(jù)生成單元12、用于 生成QPSK發(fā)送數(shù)據(jù)的QPSK數(shù)據(jù)生成單元13、用于對OOK數(shù)據(jù)或QPSK 數(shù)據(jù)的脈沖波形進行整形以適合于頻譜遮罩(Spectrum Mask)的脈沖整形單 元i4_i和脈沖整形單元14-2、用于從通過脈沖整形單元14-1和脈沖整形單 元14-2的OOK數(shù)據(jù)或QPSK數(shù)據(jù)中除去高諧波分量的低通濾波器(LPF: Low Pass Filter )16-1和低通濾波器16-2、用于根據(jù)OOK數(shù)據(jù)或QPSK數(shù)據(jù)來切換脈沖整形單元14-1和脈沖整形單元14-2的濾波特性的濾波特性切換 單元15、用于對來自低通濾波器16 - 1和低通濾波器16 - 2的OOK數(shù)據(jù)或 QPSK數(shù)據(jù)進行QPSK調(diào)制的QPSK調(diào)制單元17以及根據(jù)調(diào)制指示信號Sll 來控制OOK數(shù)據(jù)生成單元12、 QPSK數(shù)據(jù)生成單元13和濾波特性切換單元 15的調(diào)制選擇單元11。
QPSK調(diào)制單元17包括兩個混頻器17-1、 17-2,分別連接到低通濾波 器16-1、 16-2的輸出；以及合成器17-5，用于將從混頻器17-1和混頻器17-2 輸出的信號相互相力口。混頻器17-1直接連接到由振蕩器17-3產(chǎn)生的載波，另 一方面，混頻器17-2經(jīng)由90度移相器17-4間接連接到載波。
在圖1中，在調(diào)制指示信號Sll指示OOK調(diào)制時，調(diào)制選擇單元ll使 OOK數(shù)據(jù)生成單元12工作，而使QPSK數(shù)據(jù)生成單元13不工作。調(diào)制選擇 單元11還指示濾波特性切換單元15，以使其將脈沖整形單元14-1及14-2的 濾波特性切換為OOK數(shù)據(jù)用的濾波特性。
OOK數(shù)據(jù)生成單元12輸出用式(1)和式(2)所示的I (t)信號S12 和Q (t)信號S13。
/(0 =…(1 ) ,=0 …(2)
其中，a為常數(shù)，D( t )是取"O"或'T，中任一值的輸入數(shù)據(jù)信號。QPSK/OOK 調(diào)制裝置IO的輸出RF信號S14如式(3)所示。 柳=/(0 sin <^ + Q(O cos ^
二aZ)(0sin狄 …。)
從式(3 )可知，輸出RF信號S14為OOK調(diào)制波的形狀。 圖2是表示基于第二種現(xiàn)有技術(shù)(參照專利文獻1和專利文獻3)的其 他的QPSK/OOK調(diào)制裝置20的主要部分的結(jié)構(gòu)的方框圖。與圖1所示的 QPSK/OOK調(diào)制裝置10不同，QPSK/OOK調(diào)制裝置20采用的結(jié)構(gòu)為，去掉 濾波特性切換單元15，而追加了用于將QPSK調(diào)制單元26的輸出信號S24 放大的振幅調(diào)制單元28。在生成OOK調(diào)制波方面，QPSK/OOK調(diào)制裝置20 還釆用不同的方法。
在圖2中，調(diào)制指示信號S21表示OOK調(diào)制時，眾所周知，OOK數(shù)據(jù) 生成單元22輸出用式(4)和式(5)表示的I (t)信號S22和Q (t)信號S23。
g(0 = sin^>(r)
其中，cp是例如45度這樣的常數(shù)。如式(4)和式(5)所示，作為90
度相位差信號的生成方法以下述方式進行，對使用頻率低于無線頻率的本機
振蕩器生成的IF (Intermediate Frequency:中頻)信號附加相位差或者錯開矩
形波的產(chǎn)生定時來對相位進行調(diào)整。另外，要注意的是，式(4)和式(5)
所示的I (t)信號S22及Q (t)信號S23與式(1)和式(2)所示的I (t)
信號S12及Q (t)信號S13的不同之處?；谑?4)和式(5),用式(6)
表示QPSK/OOK調(diào)制裝置20的輸出信號S24。 鄧)=a(/(0sin^ + g0)cos紐)
二aZ)(0sin(W + ^) …(6)
從式(6)可知，輸出RF信號S24也為OOK調(diào)制波的形狀。 在動作穩(wěn)定性的方面，圖2所示的QPSK/OOK調(diào)制裝置20具有比圖1 所示的QPSK/OOK調(diào)制裝置10良好的優(yōu)點。這是因為，QPSK/OOK調(diào)制裝 置20為了實現(xiàn)OOK調(diào)制而利用I (同相分量)和Q (正交分量)雙方的分 支，I和Q雙方的分支以相互校正或相互抵消接地電平等變動的方式互相同 步地動作，而且在振幅調(diào)制單元28中進行振幅調(diào)制。但是，QPSK/OOK調(diào) 制裝置20的不利之處在于，由于需要追加的振幅調(diào)制單元28而增加實際安 裝的復(fù)雜度。
專利文獻1:美國專利申請公開第2003/157888號說明書 專利文獻2:特開第2004-147052號公報 專利文獻3:美國專利第7120202號"i兌明書

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明需要解決的問題
但是，圖1所示的QPSK/OOK調(diào)制裝置10和圖2所示的QPSK/OOK調(diào) 制裝置20都沒有考慮90度移相器17-4、 26-4中的相位的偏移對QPSK/OOK 調(diào)制裝置造成的惡劣影響。而且，除了 90度移相器17-4、 26-4中的相位偏移 以外，也產(chǎn)生因例如基板上的布線制作精度、零部件的差異所造成的相位偏
...(4) ...(5)移。因此，由于這些相位偏移，有可能造成QPSK/OOK調(diào)制裝置10及 QPSK/OOK調(diào)制裝置20的輸出信號在生成QPSK調(diào)制信號時的I/Q信號的正 交偏移、以及生成OOK調(diào)制信號時的合成功率的損失(ON功率的降低)和 相互抵消時的抑制特性劣化(OFF功率的增加)，即ON/OFF比(通斷比)的劣化。
對I/Q信號的正交偏移和ON/OFF比的劣化而言，特別是功率損失，在 QPSK/OOK調(diào)制裝置10及QPSK/OOK調(diào)制裝置20以越高的頻率動作時越 成為問題。在5GHz波段那樣的微波波段進行動作的情況下，能夠使用分頻 器將頻率變換為較低的頻率，進行相位比較，但是在60GHz波段進行動作的 情況下，實現(xiàn)分頻器本身就很困難。而且，對ON/OFF比6々劣化而言，例如， 在90度移相器17-4、 26-4中存在5度的相位偏移的情況下，60GHz的 QPSK/OOK調(diào)制裝置10及QPSK/OOK調(diào)制裝置20中的最大信號功率損失 約為5dB。另外，若該90度移相器的相位偏移是因部品形狀即物理形狀造成 的，則在5GHz波段的相位偏移為1/10以下，最大信號功率的損失非常小， 從而能夠忽視由其造成的惡劣影響。
本發(fā)明鑒于上述各點而完成，其目的在于提供，在生成并解調(diào)相位調(diào)制 信號和振幅調(diào)制信號的調(diào)制裝置和解調(diào)裝置中，能夠校正I/Q正交偏移且降 低ON/OFF比的劣化的調(diào)制裝置和解調(diào)裝置。
解決問題的方案
本發(fā)明的調(diào)制裝置的一種形態(tài)采用的結(jié)構(gòu)為，對進行了振幅調(diào)制或相位 調(diào)制的無線頻率信號進行調(diào)制的調(diào)制裝置，該調(diào)制裝置包括移相器，對載 波的相位進行移位；生成單元，根據(jù)振幅調(diào)制模式或相位調(diào)制模式，生成I 信號和Q信號；乘法單元，通過將所述I信號與所述載波相乘，生成第一混 合信號，并通過將所述Q信號與由所述移相器進行了移相的所述載波相乘， 生成第二混合信號；合成單元，通過將所述第一混合信號和所述第二混合信 號相互相加，生成無線頻率信號；以及相位控制單元，基于振幅調(diào)制模式的 所述無線頻率信號，調(diào)整所述移相器的移相量。
根據(jù)該結(jié)構(gòu)，利用同相分量的I信號和正交分量的Q信號雙方的分支， 生成振幅調(diào)制信號，基于振幅調(diào)制信號，估計I信號與Q信號之間的載波間 的相位偏移，并對移相器進行調(diào)諧以消除該相位偏移，所以在所期望的相位 差將I信號與Q信號相加，從而能夠抑制由相位偏移產(chǎn)生的振幅的減少，降低功率損失。
本發(fā)明的調(diào)制裝置的一種形態(tài)采用的結(jié)構(gòu)為，生成進行了 OOK調(diào)制或 QPSK調(diào)制的無線頻率信號的調(diào)制裝置，該調(diào)制裝置包括信號生成單元， 根據(jù)調(diào)制方式，生成所述I信號和所述Q信號；第一基帶處理單元，對所述 I信號進行基帶處理，生成第一基帶信號；第二基帶處理單元，對所述Q信 號進行基帶處理，生成第二基帶信號；本機振蕩器，生成載波；移相器，對 所述載波的相位進行移位；第一混頻器，將由所述本機振蕩器生成的所述載 波與所述第一基帶信號相乘，生成第一混合信號；第二混頻器，將由所述移 相器進行了移相的所述載波與所述第二基帶信號相乘，生成第二混合信號； 合成單元，通過將所述第一混合信號和所述第二混合信號相互相加，生成無 線頻率信號；以及相位控制單元，基于所述無線頻率信號，估計所述第一混 合信號和第二混合信號的載波間的實際相位差與所述第 一混合信號和第二混 合信號的載波間的目標相位差之間的相位偏移，并對所述移相器的移相量進 行控制，以消除該相位偏移。
根據(jù)該結(jié)構(gòu)，利用同相分量的I信號和正交分量的Q信號雙方的分支， 生成OOK調(diào)制信號，基于OOK調(diào)制信號，估計I信號和Q信號之間的載波 間的相位偏移，并對移相器進行調(diào)諧以消除該相位偏移，所以能夠在所期望 的相位差將I信號與Q信號相加，從而能夠降低OOK調(diào)制時的ON/OFF比 的劣化，而且能夠?qū)PSK調(diào)制時的I/Q正交偏移進行校正。
本發(fā)明的解調(diào)裝置的一種形態(tài)采用的結(jié)構(gòu)為，對進行了振幅調(diào)制或相位 調(diào)制的無線頻率信號進行解調(diào)的解調(diào)裝置，該解調(diào)裝置包括移相器，對載 波的相位進行移位；乘法單元，對所述無線頻率信號乘以所述載波而生成I 信號，對所述無線頻率信號乘以由所述移相器進行了移相的所述載波而生成 Q信號；以及相位控制單元，對所述移相器的移相量進行控制，所述相位控 制單元基于合成了所述I信號和所述Q信號后獲得的同相信號，對所述移相 器的移相量進行調(diào)整，所述I信號和所述Q信號是為了使振幅調(diào)制模式的所 述I信號與所述Q信號同相而對所述移相器進行控制后獲得的信號。
根據(jù)該結(jié)構(gòu)，利用同相分量的I信號和正交分量的Q信號雙方的分支， 對振幅調(diào)制信號進行解調(diào)，基于該振幅調(diào)制信號，估計I信號和Q信號之間 的載波間的相位偏移，并對移相器進行調(diào)諧以消除該相位偏移，所以在接收 QPSK信號時也能夠以良好的正交度輸出1/Q信號，從而能夠降低正交偏移造成的解調(diào)性能的劣化。 本發(fā)明的效果
根據(jù)本發(fā)明，在生成并解調(diào)QPSK調(diào)制信號和OOK調(diào)制信號的調(diào)制解 調(diào)裝置中，以正交的I信號和Q信號生成并解調(diào)QPSK調(diào)制信號，而且以所 期望的相位差將I信號與Q信號相加而生成OOK調(diào)制信號時，能夠通過斗全 測并校正I信號和Q信號的與所期望的相位差的偏移，校正I/Q正交偏移和 降低ON/OFF比的劣化。


圖1是表示以往的QPSK/OOK調(diào)制裝置的主要部分的結(jié)構(gòu)的方框圖。 圖2是表示以往的QPSK/OOK調(diào)制裝置的主要部分的結(jié)構(gòu)的方框圖。 圖3是表示本發(fā)明實施方式1的QPSK/OOK調(diào)制裝置的主要部分的結(jié)構(gòu) 的方框圖。
圖4是用于說明實施方式1的相位控制方法的流程圖。 圖5是表示本發(fā)明實施方式2的QPSK/OOK調(diào)制裝置的主要部分的結(jié)構(gòu) 的方框圖。
圖6是用于說明實施方式2的相位控制方法的流程圖。 圖7是表示本發(fā)明實施方式3的QPSK/OOK解調(diào)裝置的主要部分的結(jié)構(gòu) 的方框圖。
具體實施例方式
下面，參照附圖詳細地說明本發(fā)明的實施方式。 C實施方式1)
圖3是表示本發(fā)明第一實施方式的QPSK/OOK調(diào)制裝置100的主要部分 的結(jié)構(gòu)的方框圖。本實施方式是適用于在QPSK調(diào)制及OOK調(diào)制發(fā)送接收 裝置中使用的QPSK/OOK調(diào)制裝置的例子。
在圖3中，QPSK700K調(diào)制裝置100包括調(diào)制選4奪單元110、 OOK數(shù) 據(jù)生成單元120、 QPSK數(shù)據(jù)生成單元130、脈沖整形單元140-1、 140-2、濾 波特性切換單元150、 LPF ( Low Pass Filter;低通濾波器)160-1、 160-2、 QPSK 調(diào)制單元170以及相位控制單元180。
調(diào)制選擇單元110輸入調(diào)制指示信號S110,并根據(jù)調(diào)制指示信號S110，控制OOK數(shù)據(jù)生成單元120和QPSK數(shù)據(jù)生成單元130的ON/OFF，該調(diào)制 指示信號S110表示要生成與OOK調(diào)制和QPSK調(diào)制中的哪一種調(diào)制方式對 應(yīng)的發(fā)送數(shù)據(jù)。而且，調(diào)制選擇單元110將變更濾波特性的指示輸出到濾波 特性切換單元150。
OOK數(shù)據(jù)生成單元120生成I (t)信號S120和Q (t)信號S130作為 OOK發(fā)送數(shù)據(jù)。此時，OOK數(shù)據(jù)生成單元120生成以式(7)和式(8)表 示的I (t)信號S120和Q (t)信號S130作為I (t)信號S120和Q (t)信 號S130。<formula>formula see original document page 11</formula>其中，(p是例如45度的常數(shù)，a是固定增益。如式(7)和式(8)所示， I (t)信號S120和Q (t)信號S130采用與圖1所示的、其所對應(yīng)的I (t) 信號S12和Q (t)信號S13不同的算式表示。也就是說，這是QPSK/OOK 調(diào)制裝置100以與QPSK700K調(diào)制裝置10不同的方式生成OOK調(diào)制后的信號。
QPSK數(shù)據(jù)生成單元130生成I (t)信號S120和Q (t)信號S130作為 QPSK發(fā)送數(shù)據(jù)。
<formula>formula see original document page 11</formula>
其中，根據(jù)QPSK數(shù)據(jù)的各個碼元，將al和a2設(shè)定為"l"或"-1"。將相 位cp設(shè)定為例如約45度的固定值。
脈沖整形單元140-1 、 140-2對OOK發(fā)送數(shù)據(jù)或QPSK發(fā)送數(shù)據(jù)進行濾 波，以使其適合由標準等規(guī)定的頻譜遮罩。
濾波特性切換單元150根據(jù)從調(diào)制選擇單元110輸出的、變更濾波特性 的指示，在OOK發(fā)送數(shù)據(jù)的情況和QPSK發(fā)送數(shù)據(jù)的情況下，切換脈沖整 形單元140-1和140-2的濾波特性。
LPF160-1 、 160-2是低通濾波器，其從OOK發(fā)送數(shù)據(jù)或QPSK發(fā)送數(shù)據(jù) 中除去高諧波分量。
QPSK調(diào)制單元170包括兩個混頻器171和混頻器172，分別連接到 LPF160-1和160-2的輸出；振蕩器173,生成載波；移相器174,對載波的相位進行移位；合成器175，用于將從混頻器171輸出的I信號S125和從 混頻器172輸出的Q信號S135相互相加?；祛l器171直接連接到由振蕩器 173產(chǎn)生的載波，另一方面，混頻器172-2經(jīng)由移相器174間接連接到載波。
移相器174是可變移相器，例如，具有電容量可變的電容器。移相器174 控制施加到該可變電容器的電壓，改變電容量，由此對相位進行移位。
也就是說，移相器174基于從相位控制單元180輸出的控制信號，控制 施加到電容器的電壓，調(diào)整電容量，由此對振蕩器173產(chǎn)生的載波的相位進 行移位。另外，本實施方式的QPSK/OOK調(diào)制裝置IOO使用生成QPSK調(diào)制 信號的一般結(jié)構(gòu)，生成OOK調(diào)制信號，所以移相器174的初始位置移相值通 常被設(shè)定為90度。
相位控制單元180輸入調(diào)制指示信號SllO，并根據(jù)調(diào)制指示信號S110, 對移相器174進行相位控制，該調(diào)制指示信號S110表示要生成與OOK調(diào)制 和QPSK調(diào)制中的哪一種調(diào)制方式對應(yīng)的發(fā)送數(shù)據(jù)。
相位控制單元180具有兩個主要的功能，作為其相位控制。第一個功能 是，使用后述的相位偏移估計方法，基于輸出RF信號S140來估計移相器174 的相4立偏移。
第二個功能是，基于移相器174的相位偏移的估計值，對移相器174進 行調(diào)諧，以在調(diào)制指示信號S110表示OOK調(diào)制時，保持I信號S125與Q 信號S135的載波間的相位差為0度或180度。而且，相位控制單元180對移 相器174進行調(diào)諧，以使在調(diào)制指示信號S110表示QPSK調(diào)制時，保持I信 號S125與Q信號S135的載波間的相位差為90度。相位控制單元180通過 調(diào)整移相器174的電容量，對載波的相位進行調(diào)諧。
這樣，例如，調(diào)制指示信號S110表示OOK調(diào)制，在使載波間的相位差 為0度的同相合成中，生成相當(dāng)于數(shù)據(jù)"l"的輸出RF信號S140,在使載波間 的相位差為180度的反相合成中，生成相當(dāng)于數(shù)據(jù)"0"的輸出RF信號S140。
另外，通過觸發(fā)信號S150,控制相位控制單元180開始進行相位控制。 作為觸發(fā)信號S150存在各種各樣的信號波形。例如，觸發(fā)信號S150是單一 的矩形脈沖，通過與某PHY(物理層)幀的開始定時同步的矩形脈沖的上升 沿，相位控制單元180能夠開始進行相位控制。此時，相位控制單元180對 移相器174進行一次相位控制。
或者，觸發(fā)信號S150是矩形脈沖串，通過與對應(yīng)的PHY幀的開始同步的脈沖串的各個矩形脈沖的上升沿，相位控制單元180能夠開始進行相位控 制。其結(jié)果，相位控制單元180每PHY幀地對移相器174進行相位控制。
或者，在觸發(fā)信號S150是單一矩形脈沖的情況下，在出廠前的調(diào)整階段， 也可以使相位控制單元180在矩形脈沖的上升沿開始進行相位控制。
以下，說明上述那樣地構(gòu)成的圖3的QPSK/OOK調(diào)制裝置100的動作。
在調(diào)制指示信號S110表示OOK調(diào)制時，調(diào)制選擇單元110使OOK數(shù) 據(jù)生成單元120工作，使QPSK數(shù)據(jù)生成單元130不工作。調(diào)制選擇單元110 還指示濾波特性切換單元150，以使其將脈沖整形單元140-1及140-2的濾波 特性切換為OOK數(shù)據(jù)用的濾波特性。
通過式(7)和式(8)表示由OOK數(shù)據(jù)生成單元120生成的I (t)信號 S120和Q (t)信號S130。式(7)和式(8)的I (t)信號S120和Q (t)信 號S130與對應(yīng)于式(4)和式(5)的I (t)信號S22和Q (t)信號S23不 同。其也與對應(yīng)于式(1)和式(2)的I (t)信號S12和Q (t)信號S13不 同。
相位控制單元180在由觸發(fā)信號S150觸發(fā)之前，不對移相器174進行相
位控制，所以存在以下可能性，從混頻器171輸出的I信號S125的載波與乂人
混頻器172輸出的Q信號S135的載波之間的相位差不為0度而存在相位偏
移。此時，用式(11)表示QPSK/OOK調(diào)制裝置100的輸出RF信號S140。 5"(0 = /(0 sin紐+ g0) cos atf (11) =ctD(O(cos ^ sin M — sin ^ cos(gm1 + <52))
其中，S2是表示由移相器174進行移位的相位量從0度(所期望的相位差) 偏移了多少相位的相位偏移。
為了進行相位控制，首先，相位控如j單元180需要估計移相器174的相 位偏移。為了達到該目的，使用以下說明的、基于最大似然(ML: Maximum likelihood)原則的估計方法(以下，稱為"最大似然估計方法")。
最大似然估計方法中，如式(12)所示記述對數(shù)似然函數(shù)。
In八(&)=丄f S2, -丄f . (12)
(13)所示，表示受到噪音影響的輸出RF信號S140。
雄)=鄧)+顯 …(13 )N (t)是具有功率頻譜密度No的高斯白噪聲。
將與lnA (52)的52有關(guān)的導(dǎo)函數(shù)分別設(shè)定為零，由式(ll) 式(B) 獲得式(14)和式(15)。
ar(cos0 + sin^sin52) = 雄)D(X)si歸^1 …(14)
ccr cos —s《=2 f雄)辟)si咖r + <52 )必
基于式(14)和式(15)，獲得式(16)。
2丄i (0D(r)cos(w，
(15
& = arccos
a71 sin ^
...(16)
上述的最大似然估計方法，在統(tǒng)計意義上是最合適的，但由于包含積分 運算，計算復(fù)雜度較高。進而，最大似然估計方法還需要知道觀測間隔T內(nèi) 的輸入數(shù)據(jù)信號D (t)。
作為另一個方法，為了估計移相器174的相位偏移，可以使用基于信號 振幅測量的估計方法。
在該方法中，在2N個不同時點tl、 t2.....t2N,基于式(11 )和式(13)，
對受到噪音影響的輸出RF信號S140進行采樣，獲得式(17 )。
) = aD("[cos ^ sin W, - sin ^ cos(w。 + 52)] +辟,) …(17 )
其中，設(shè)1=1、 2..... 2N。為了將噪音平滑化， 一開始對N個的樣本
大致進行平均化，獲得式(18)。另外，無需使用所有的樣本進行平均化。
其中，R，、 X。 l分別為式(19)、式(20)、式(21)。 i ,=(雄)+雄2) + -.- +及(~))///
《二(D("sina^ +￡>02)sinffl: +... + ￡>( )sin ~)/_/V K 二(D0,)cosd^ +￡>(/2)cos《+... + ￡)( 05 )/〃
接著，對剩余的N個的樣本大致進行平均化， i 2 a(cos^T2 + sin0sin<52I2 — sin ^ cos (52。
其中，R2， X2， Y2分別為式(23)、式(24)、 i 2 =(聘屈)+) + - +雄w)) / iV
…(18)
...(19) ...(20) ...(21)
獲得式(22)。
…(22)
式(25 X
…(23)義2 = )sin紐w+, + w W. + Ww+,)sin )/〃
K =("( +,)cos紐屈+ ￡>(~+2) cos w~+2 +…+ D(Q) cos )/W 基于式(18)和式(20)，獲得式(26)。
52 二 arccos
1f V2
asin-k2J
...(24) ,..(25)
...(26)
與最大似然估計方法相比，基于信號振幅測量的估計方法的計算復(fù)雜度 較低。但是，該方法是次最合適。另外，該方法也需要知道2N個采樣時點 的輸入數(shù)據(jù)信號D (t)。
除了上述的基于最大似然的估計方法和基于信號振幅測量的估計方法以 外，為了估計移相器174的相位偏移，也能夠使用以下說明的基于信號功率 測量的方法。
根據(jù)式(11)和式(13)，用式(27)表示受到了噪音影響的輸出RF信 號S140的信號功率。
丄V,
=,丄[cos0sin"_sin^cos(a^ + S2)〗2 tft"+^" ... (27)
=^~[l + sin20sin(52] + ，
其中，E [ ■]表示期望算子(Expectation Operator )?；谑?27)， 獲得式(28 )。
f 1
& = arcsin
sin 20
...(28)
與基于最大似然的估計方法或基于信號振幅測量的估計方法相比較，基 于信號功率測量的估計方法不需要知道觀測間隔T和輸入數(shù)據(jù)信號D (t)。
但是，該方法需要知道噪音功率。
根據(jù)使用基于最大似然的估計方法、基于信號振幅測量的估計方法或者
基于信號功率測量的估計方法所獲得的移相器174的相位偏移52的估計值，
相位控制單元180對移相器174進4亍調(diào)諧以消除相位偏移S2，從而使相位偏
移&為零?；谑?ll)，用式(29)表示調(diào)諧后的輸出RF信號S140。 5XO = aZ)(O(cos0sinatf - sin^cos紐) (29 )其結(jié)果，從式(27)可知，輸出RF信號S140為OOK調(diào)制波的形狀。 另外，在式(7)和式(8)中，由OOK數(shù)據(jù)生成單元120生成的I (t) 信號S120和Q (t)信號S130具有分別向相反方向變化的振幅和相同的固定 相位。實際上，在生成OOK調(diào)制波的目的下，作為I (t)信號S120和Q (t) 信號S130，也存在以下列舉的其他信號波形。
(1 ) I (t)信號S120和Q (t)信號S130是振幅在相互相反方向上變化， 且各自的固定相位正相反的信號。
(2 ) I (t)信號S120和Q (t)信號S130是振幅在相互相反方向上變化， 且各自的固定相位的相位差為180度的信號。
(3 ) I (t)信號S120和Q (t)信號S130是振幅在相互相反方向上變化， 且各自的固定相位的相位和為180度的信號。
(4) I (t)信號S120和Q (t)信號S130是振幅在同一方向上變化，且 各自的固定相位正相反的信號。
(5) I (t)信號S120和Q (t)信號S130是振幅在同一方向上變化，且 各自的固定相位的相位差為180度的信號。
(6) I (t)信號S120和Q (t)信號S130是振幅在同一方向上變化，且 各自的固定相位的相位和為180度的信號。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以理解下述事實，即，根據(jù)I(t)信號S120和Q(t) 信號S130的各種各樣的形態(tài)，QPSK/OOK調(diào)制裝置100的輸出RF信號S140 能夠采用與式(11)和式(27)不同的算式表示。上述的相位偏移估計方法 的估計的算式表示、例如式(16)、 (24)、 (28)也不相同。
在調(diào)制指示信號S110表示QPSK調(diào)制時，調(diào)制選擇單元110使QPSK 數(shù)據(jù)生成單元130工作，使OOK數(shù)據(jù)生成單元120不工作。調(diào)制選擇單元 110還指示濾波特性切換單元150,以使其將脈沖整形單元140-1及140-2的 濾波特性切換為QPSK數(shù)據(jù)用的濾波特性。
QPSK數(shù)據(jù)生成單元130基于QPSK數(shù)據(jù)信號的四個二進制代碼(00、 01、 10、 11 )或四個碼元，輸出通過式(9)和式(10)表示的I (t)信號和 Q (t)信號。
在相位控制單元180對移相器174進行相位控制之前，在移相器174中 有可能存在相位偏移。此時，基于式(28 )和式(29 )，用式(30 )表示QPSK/OOK 調(diào)制裝置100的輸出RF信號S140。S(O = /(0 sin g(O cos紐 (30) =± cos - sin fi>/ ± sin ^ cos( / _ 52)
與式(11 )同樣，52是表示由移相器174進行移位的相位量從90度(所 期望的相位差)偏移多少相位的相位偏移。
相位控制單元180使用上述的相位偏移估計方法，獲得移相器174的相
位偏移的估計值之后，對移相器174進行調(diào)諧以消除相位偏移S2，從而使相
位偏移§2為零?；谑?30),用式(31 )表示調(diào)諧后的輸出RF信號S140。
5"(0二土sin(ft)/土^) ... ( 31 )
從式(31)可知，輸出RF信號S140與QPSK數(shù)據(jù)信號的四個碼元對應(yīng)， 在對載波具有45度、135度、225度以及315度的移相的四個相位間被切換， 并成為QPSK調(diào)制波的形狀。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以理解下述事實，即，在輸出進行了 QPSK調(diào)制的 信號時，為了估計移相器174的相位偏移，也能夠使用上述的基于最大似然 的估計方法、基于信號振幅測量的估計方法以及基于信號功率測量的估計方 法。但是，在OOK調(diào)制和QPSK調(diào)制之間，QPSK調(diào)制器100的輸出RF信 號S140采用不同的算式表示，所以在OOK調(diào)制和QPSK調(diào)制之間，這些相 位偏移估計方法的估計的算式表示、例如式(16)、 (24)、 (28)也不相同。 因此，相位控制單元180根據(jù)調(diào)制指示信號SllO，適當(dāng)?shù)卣{(diào)整相位偏移估計 方法即可。
圖4是用于說明本實施方式的相位控制方法的流程圖。在圖中，ST表示 流程的各個步驟。
在STIOI,將移相器174的移相值設(shè)定為初始值。通過適當(dāng)?shù)卣{(diào)整移相 器174的電容量，移相器174的初始移相值被設(shè)定為90度。在ST102，使用 相位偏移估計方法例如基于信號功率測量的方法，估計移相器174的相位偏 移52。在ST103,根據(jù)移相器的相位偏移52的估計值，對移相器174進行調(diào) 諧。通過再次調(diào)整移相器174的電容量來進行該調(diào)諧。
如上所述，根據(jù)本實施方式，為了實現(xiàn)OOK調(diào)制而利用I和Q雙方的 分支，Q和I雙方的分支以相互校正或相互抵消接地電平等變動的方式互相 同步地動作，所以能夠提高動作穩(wěn)定性。另外，由于不需要追加的振幅調(diào)制 單元，所以能夠減少實際安裝的復(fù)雜度。
更重要的是，在本實施方式中考慮了相位偏移對QPSK700K調(diào)制裝置100造成的惡劣影響。也就是說，根據(jù)相位偏移估計值，對移相器174進行 調(diào)諧，從而排除相位偏移52對QPSK/OOK調(diào)制裝置100造成的惡劣影響其結(jié) 果，特別是在60GHz中，能夠大幅度地改善QPSK/OOK調(diào)制裝置100的輸 出RF信號的ON/OFF比。而且，通過調(diào)整相位偏移，減小I/Q信號發(fā)送時的 正交偏移，所以也能夠期待提高作為QPSK調(diào)制裝置的調(diào)制精度的效果。
以上，說明了能夠?qū)/Q正交偏移進行校正并降低ON/OFF比的劣化的 調(diào)制裝置。另外，在上述說明中，使用OOK調(diào)制信號和QPSK調(diào)制信號的 組合進行了說明，但即使作為振幅調(diào)制方式使用ASK調(diào)制或?qū)⑵涓唠A化的高 階ASK調(diào)制也能夠同樣地進行實施。在高階ASK調(diào)制中，在式(7 )和式(8 ) 中a釆用高階增益。而且，即使作為相位調(diào)制方式使用BPSK調(diào)制、兀/2移相 BPSK調(diào)制或8階以上的多相位的調(diào)制方式也能夠同樣地進行實施。
也就是說，也可以根據(jù)振幅調(diào)制模式或相位調(diào)制模式，生成I信號和Q 信號，通過將I信號與載波相乘，生成第一混合信號，并通過將Q信號與由 移相器進行了移相的所述載波相乘，生成第二混合信號，通過將第一混合信 號和第二混合信號相互相加，生成無線頻率信號，并且基于振幅調(diào)制模式的 無線頻率信號，調(diào)整移相器的移相量。
此時，例如，在振幅調(diào)制模式中，基于已被調(diào)制為不同的振幅電平的第 一無線頻率信號與第二無線頻率信號之間的振幅差，通過上述的估計方法， 調(diào)整移相器的移相量。
另外，在以上的說明中，沒有記載振幅調(diào)制信號與相位調(diào)制信號的發(fā)送 順序，例如，也可以先發(fā)送振幅調(diào)制信號，并基于該信號進行接收與發(fā)送的 相位調(diào)整后，發(fā)送相位調(diào)制信號。而且，也可以在發(fā)送幀中插入信標，使用 信標來決定進行相位調(diào)整。
(實施方式2)
圖5是表示本發(fā)明實施方式2的QPSK/OOK調(diào)制裝置200的主要部分的 結(jié)構(gòu)的方框圖。在說明本實施方式時，對與圖3相同的結(jié)構(gòu)部分附加相同的 標號，并省略其i兌明。
與實施方式1的不同點在于，本實施方式的QPSK/OOK調(diào)制裝置200 具有相位控制單元210以代替相位控制單元180,并且在LPF160-1與混頻器 171之間配置可變延遲單元220。
可變延遲單元220設(shè)置在LPF160-1與混頻器171之間，對I (t)信號S120施加可變延遲?？勺冄舆t單元220例如由多級的晶體管構(gòu)成，通過調(diào)整 該晶體管的偏置電壓，對延遲量進行調(diào)諧。而且，通過改變晶體管的組合或 級數(shù)而能夠變更延遲量。因此，可變延遲單元220能夠提供較大的延遲量。 另一方面，如上所述，移相器174具有電容量可變的電容器，通過調(diào)整對該 電容器施加的電壓來控制電容量，由此對延遲量進行調(diào)諧。因此，移相器174 能夠?qū)^小的相位差進行微調(diào)整。另外，也可以在UPF160-2與混頻器172之 間設(shè)置可變延遲單元220,對Q (t)信號S130施加可變延遲。
相位控制單元210對可變延遲單元220和移相器174進行相位控制。相 位控制單元210具有兩個主要的功能，作為其相位控制。第一個功能是，使 用上述的相位偏移估計方法，基于輸出RF信號S140，，同時估計由于脈沖整 形單元140-1、 140-2或LPF跳1、 160-2的元件的差異在I (t)信號的傳輸 路徑與Q (t)信號的傳輸路徑之間產(chǎn)生的路徑差延遲(以下，稱為"I/Q路徑 差延遲")以及移相器174的相位偏移雙方。第二個功能是，根據(jù)I/Q路徑差 延遲的估計值，對可變延遲單元220進行調(diào)諧，并根據(jù)移相器174的相位偏 移的估計值，對移相器174進行調(diào)諧。相位控制單元210通過調(diào)整該偏置電 壓，對可變延遲單元220進行調(diào)諧，另一方面，相位控制單元210通過調(diào)整 移相器174的電容量，對移相器174進行調(diào)諧。
這樣，相位控制單元210能夠使用可變延遲單元220來消去由于脈沖整 形單元140-1、 140-2或LPF160-1、 160-2的元件的差異在I (t)信號的傳輸 路徑與Q (t)信號的傳輸路徑之間產(chǎn)生的1/Q路徑差延遲，而且，能夠使用 移相器174來對I信號S125與Q信號S135的載波間的相位差進行微調(diào)整。
另外，與實施方式l同樣，通過觸發(fā)信號S150,控制相位控制單元210 開始進行相位控制。
以下，說明上述那樣地構(gòu)成的QPSK/OOK調(diào)制裝置200的動作。
在調(diào)制指示信號S110指示OOK調(diào)制時，調(diào)制選擇單元110使OOK數(shù) 據(jù)生成單元120工作，使QPSK數(shù)據(jù)生成單元130不工作。調(diào)制選4,單元110 還指示濾波特性切換單元150,以使其將脈沖整形單元140-1及140-2的濾波 特性切換為OOK數(shù)據(jù)用的濾波特性。
與實施方式1同樣，通過式(7)和式(8)表示由OOK數(shù)據(jù)生成單元 120生成的I (t)信號S120和Q (t)信號S130。相位控制單元210在由觸 發(fā)信號S150觸發(fā)前，不對可變延遲單元220及移相器174進行相位控制，所以在QPSK/OOK調(diào)制裝置200中有可能存在I/Q路徑差延遲和移相器174的 相位偏移雙方。此時，用式(32)表示QPSK/OOK調(diào)制裝置100的輸出RF 信號S140。
柳"(0sin紐+ g(0cos紐 (32) =(cos(- -《)sin ", - sin - cos(w/ + 52))
其中，S，是I/Q路徑差延遲，52是表示由移相器174進行移位的相位量從90 度偏移了多少相位的相位偏移。
為了進行相位控制，首先相位控制單元210需要估計I/Q路徑差延遲以 及移相器174的相位偏移。與實施方式l同樣，作為相位偏移估計方法，能 夠使用基于最大似然的估計方法以及基于信號振幅測量的估計方法。
以下，以下述情況為例進行i兌明，使用最大似然估計方法，相位控制單 元210估計I/Q路徑差延遲以及移相器174的相位偏移。
最大似然估計方法中，如式(33)所示記述了對數(shù)似然函數(shù)。
111八(《，《)=丄〖52(，-丄工7及 ... (33)
如式(13)所示，表示受到噪音影響的輸出RF信號S140。
將與lnA(&， 52)的^以及S2有關(guān)的導(dǎo)函數(shù)分別設(shè)定為零，由式(13)、 式(32)以及式(33)獲得式(34)和式(35)。
ctr(cosW-5') + s一sin《)=2f卿D(Osin ... ( 34 )
arcos(--《)cos《2 = 2f雄)￡>0)sin(" +《)A ... ( 35 )
基于式(34 )和式(35 ),與實施方式1同樣，獲得式(16 )。
通過將式(16)代入式(34)或式(35),導(dǎo)出S,。
而且，與實施方式l同樣，能夠使用基于信號振幅測量的估計方法，估
計1/Q路徑差延遲以及移相器174的相位偏移雙方。
在該方法中，在2N個不同時點tl、 t2.....t2N,對受到噪音影響的輸
出RF信號S140進行采樣，基于式(13)和式(32)，獲得式(36 )。 雄)=aD0,)[cosW-《)sina^ -sin^cos(6^,+52)] + 7V(f,) ... (36)
其中，設(shè)1=1、 2..... 2N。為了將噪音平滑化， 一開始對N個的樣本大致
進行平均化，獲得式(37)。另外，無需使用所有的樣本進行平均化?！丁?a (cos(- —《)《+ sin ^ sin <52— sin ^ cos S21^) ...(37)
其中，R,、 X,、 Y,分別與上述的式(19)、式(20)、式(21)相同。
接著，對剩余的N個的樣本大致進行平均化，獲得式(38)。
7 2 wa(cos(^ —《)X2 +sin0sin<5"2X2 —sin0cos52r2) …(38 )
其中，R2、 X2、 Y2分別與上述的式(23)、式(24)、式(25)相同。 基于式(37)和式(38)，與實施方式l同樣，獲得式(26)。 通過將式(26)代入式(37)或式(38),導(dǎo)出&。 根據(jù)使用基于最大似然的估計方法或基于信號振幅測量的估計方法所獲 得的1/Q路徑差延遲以及移相器174的相位偏移雙方的估計值，相位控制單 元210對可變延遲單元220以及移相器174進行調(diào)諧，以消除雙方的相位偏 移。這樣，使&和&為零。基于式(32)，用式(29)表示調(diào)諧后的輸出RF 信號S140。
其結(jié)果，從式(27)可知，輸出RF信號S140為OOK調(diào)制波的形狀。 另外，本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以理解下述事實，即，與實施方式l同樣， 根據(jù)I (t)信號S120和Q (t)信號S130的各種各樣的形態(tài)，QPSK/OOK調(diào) 制裝置200的輸出RF信號S140能夠采用與式(32)和式(27)不同的算式 表示。上述的相位偏移估計方法的估計的算式表示，例如式(16)、 (24)也 不相同。
另外，與實施方式l不同，在本實施方式中難以使用基于信號功率測量 的估計方法，估計I/Q路徑差延遲以及移相器174的相位偏移雙方。但是， 由于預(yù)先知道輸出RF信號S140的所期望的形狀，所以通過監(jiān)視輸出RF信 號S140的信號功率，能夠推測受1/Q路徑差延遲和移相器174的相位偏移中 哪一方的影響更大。也就是說，在輸出RF信號S140的信號功率與所期望的 輸出功率之間的差較大時，能夠推測I/Q路徑差延遲的影響較大，另一方面， 在輸出RF信號S140的信號功率與所期望的輸出功率之間的差較小時，能夠 推測1/Q路徑差延遲的影響較小。
因此，在輸出RF信號S140的信號功率與所期望的輸出功率之間的差為 規(guī)定的閾值以上時，對可變延遲單元220進行調(diào)諧，在輸出RF信號S140的 信號功率與所期望的輸出功率之間的差低于規(guī)定的閾值時，對移相器174進 行調(diào)諧，由此，能夠以較短的時間除去1/Q路徑差延遲或移相器174的相位偏移的影響。
而且，在需要以較短的時間進行調(diào)諧時，對可變延遲單元220進行調(diào)諧， 可以在調(diào)諧上花費較長的時間時，也可以先對移相器174進行調(diào)諧。如上所 述，可變延遲單元220由多級的晶體管等構(gòu)成，與移相器174相比能夠產(chǎn)生 較大的延遲。因此，在需要以較短的時間進行調(diào)諧時，通過對可變延遲單元 220進行調(diào)諧，能夠迅速地判定輸出RF信號S140的狀態(tài)是否受到I/Q路徑 差延遲的影響。
另一方面，移相器174例如具有電容量可變的可變電容器，通過調(diào)整在 該可變電容器上施加的電壓，能夠?qū)σ葡嘀颠M行微調(diào)整。因此，在能夠在調(diào) 諧上花費較長的時間的情況下，通過調(diào)諧移相器174，能夠更正確地調(diào)整I 信號S125的載波和Q信號S135的載波的相位偏移，并能夠使調(diào)諧后的輸出 RF信號S140的功率更接近所期望的功率。
在調(diào)制指示信號S110指示QPSK調(diào)制時，調(diào)制選擇單元110使QPSK 數(shù)據(jù)生成單元130工作，使OOK數(shù)據(jù)生成單元120不工作。調(diào)制選擇單元 IIO還指示濾波特性切換單元150，以使其將脈沖整形單元140-1及140-2的 濾波特性切換為QPSK數(shù)據(jù)用的濾波特性。
與實施方式1同樣，QPSK數(shù)據(jù)生成單元130基于QPSK數(shù)據(jù)信號的四 個二進制代碼(00、 01、 10、 11)或四個碼元，輸出用式(22)和式(23) 表示的I (t)信號和Q (t)信號。
在相位控制單元210對可變延遲單元220和移相器174雙方進行相位控
制之前，在QPSK/OOK調(diào)制裝置200中有可能存在I/Q路徑差延遲以及移相
器174的相位偏移雙方。此時，基于式(28)和式(29)，用式(39)表示
QPSK/OOK調(diào)制裝置200的輸出RF信號S140。
5"(/) =/(/)sinw"2(/)cosft^ (39) =± cos(- — <^) sin(6)f) ± sin(-) sin(o;/ — ^2) '.'
其中，5,是I/Q路徑差延遲，52是表示由移相器174進行移位的相位量從90 度偏移了多少相位的相位偏移。
使用上述的相位偏移估計方法，獲得1/Q路徑差延遲以及移相器174的 相位偏移雙方的估計值后，相位控制單元210對可變延遲單元220以及移相 器174進行調(diào)諧以消除雙方的相位偏移?；谑?39)，與實施方式l同樣， 用式(31 )表示調(diào)諧后的輸出RF信號S140,并且其為QPSK調(diào)制波的形狀。本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以理解下述事實，即，在輸出進行了 QPSK調(diào)制的 信號時，為了估計1/Q路徑差延遲以及移相器174的相位偏移雙方，也能夠 使用上述的基于最大似然的估計方法以及基于信號振幅測量的估計方法。但 是，在OOK調(diào)制和QPSK調(diào)制中，QPSK調(diào)制器200的輸出RJF信號S140 采用不同的算式表示，所以在OOK調(diào)制和QPSK調(diào)制中，這些相位偏移估 計方法的估計的算式表示，例如式(16)、 (24)不相同。因此，相位控制單 元210#4居調(diào)制指示信號S110,適當(dāng)?shù)卣{(diào)整相位偏移估計方法即可。
圖6是用于說明本實施方式的相位控制方法的流程圖。在圖中，ST表示 流程的各個步驟。
在ST201，將移相器174的移相值設(shè)定為初始值。通過適當(dāng)?shù)卣{(diào)整移相 器174的電容量，將移相器174的初始移相值設(shè)定為90度。在ST202,將可 變延遲單元220的延遲值i殳定為初始值。通過適當(dāng)?shù)卣{(diào)整可變延遲單元220 的偏置電壓，將可變延遲單元220的初始延遲值設(shè)定為零。在ST203，使用 上述的相位偏移估計方法，例如基于信號振幅測量的估計方法，同時估計I/Q 路徑差延遲S,以及移相器174的相位偏移52。在ST204，根據(jù)移相器174的 相位偏移52的估計值，對移相器174進行調(diào)諧。通過再次調(diào)整移相器174的 電容量來進行該調(diào)諧。在ST205，根據(jù)1/Q路徑差延遲S,的估計值，對可變 延遲單元220進行調(diào)諧。通過再次調(diào)整可變延遲單元220的偏置電壓來進行 該調(diào)諧。
如上所述，根據(jù)本實施方式，基于輸出RF信號S140，估計同相分量和 正交分量的I/Q路徑差延遲S!，并調(diào)整可變延遲單元220的延遲量以消除I/Q 路徑差延遲&，所以I信號S125及Q信號S135的載波間的相位差更可靠地 成為目標相位差，并由加法器175進行合成，從而能夠可靠地抑制輸出RF 信號S140的振幅電平的劣化，并且可靠地降^^功率損失。
(實施方式3)
圖7是表示本發(fā)明實施方式3的QPSK/OOK解調(diào)裝置的主要部分的結(jié)構(gòu)
的方框圖。
圖7的QPSK/OOK解調(diào)裝置300的結(jié)構(gòu)包括接收天線310、 QPSK解 調(diào)單元320、解調(diào)/同步*元330以及相位控制單元340。 QPSK解調(diào)單元320 包括分支電路321、振蕩器322、移相器323以及混頻器324、 325。
分支電路321經(jīng)由接收天線310而將接收信號分支，并將 輸入到混頻器324、 325。
移相器323基于從相位控制單元340輸出的控制信號，對從振蕩器322 輸出的載波的相位進行移位，并將移位后的載波輸出到混頻器325。
混頻器324將由振蕩器322產(chǎn)生的載波與接收信號相乘，下變頻為基帶 的I信號?；祛l器324將I信號輸出到解調(diào)/同步單元330以及相位控制單元 340。
混頻器325將從移相器323輸出的移相后的載波與接收信號相乘，下變 頻為基帶的Q信號?；祛l器325將Q信號輸出到解調(diào)/同步單元330以及相 位控制單元340。
這樣，QPSK解調(diào)單元320對接收信號進行正交解調(diào)，變換為I信號和Q 信號。
解調(diào)/同步單元330使用I信號和Q信號，進行數(shù)據(jù)解調(diào)，并將解調(diào)后的 數(shù)據(jù)輸出到相位控制單元340。
相位控制單元340控制移相器323的移相量。另外，后面敘述移相量的 控制方法。
以下，說明上述那樣地構(gòu)成的圖7的QPSK/OOK解調(diào)裝置300的動作。 經(jīng)由接收天線310接收到的接收信號通過分支電路321被分支，分支后 的接收信號分別被輸出到混頻器324、 325。通過移相器323將從振蕩器322 輸出的載波調(diào)整到規(guī)定的相位后，將其輸出到混頻器325?；祛l器324將從 振蕩器322輸出的載波與從分支電路321輸出的接收信號相乘，變換為基帶 的I信號。混頻器325將從移相器323輸出的移相后的載波與從分支電路321 輸出的接收信號相乘，變換為基帶的Q信號。這樣，通過QPSK解調(diào)單元320 對接收信號進行正交解調(diào)，變換為I信號和Q信號。
I信號和Q信號被輸出到解調(diào)/同步單元330，進行數(shù)據(jù)的解調(diào)。' 在QPSK解調(diào)單元320中進行正交解調(diào)時，I信號與Q信號的正交度劣 化后，會造成解調(diào)性能的劣化。從圖7可知，在QPSK解調(diào)單元320中，分 支電3各以后， -使用另外的系統(tǒng)的電^^ (例如，混頻器324、 325 )，進行信號 處理，所以很難將I信號與Q信號的正交度正確地保持在例如90度的相位差。 為了解決該問題，在本實施方式中，基于由接收天線310接收到的OOK 信號的振幅，相位控制單元340進行I信號和Q信號的正交度的判定和調(diào)整。 以下，說明相位控制單元340的控制方法。首先，相位控制單元340調(diào)整移相器323的移相量，以使從振蕩器322 提供給混頻器324、 325的載波的相位為同相而不是正交(例如，為90度)。 這樣，在混頻器324和混頻器325中，可以獲得同相的I信號和Q信號。這 些信號被輸出到相位控制單元340。
接著，相位控制單元340計算同相的I信號Q信號的振幅差，而且比較 作為OOK信號接收到'T，時的1/Q信號的振幅差(第一振幅差)與接收到"0" 時的I/Q信號的振幅差(第二振幅差)。若第一振幅差與第二振幅差之間的差 為規(guī)定的值，相位控制單元340則判斷為I信號的系統(tǒng)與Q信號的系統(tǒng)為規(guī) 定的正交度。另一方面，若I信號與Q信號的振幅差不為規(guī)定的值，相位控 制單元340則變更移相器323的移相量，進行控制以滿足正交度。
由此，QPSK/OOK解調(diào)裝置300在接收到OOK信號時能夠降低ON/OFF 比的劣化，而且在接收到QPSK信號時能夠以良好的正交度輸出1/Q信號， 從而能夠降低因正交偏移造成的解調(diào)性能的劣化。
本領(lǐng)域的4支術(shù)人員可以理解下述事實，即，在不脫離寬泛地記述的本發(fā) 明的主旨及范圍的范圍內(nèi)，可以對具體的實施方式所示出的本發(fā)明進行多種 變形和/或修改。因此，本實施方式應(yīng)在所有方面被視為例示而并不是進行限 制。
本發(fā)明的調(diào)制裝置的一種形態(tài)采用的結(jié)構(gòu)為，對進行了振幅調(diào)制或相位 調(diào)制的無線頻率信號進行調(diào)制的調(diào)制裝置，該調(diào)制裝置包括移相器，對載 波的相位進行移位；生成單元，根據(jù)振幅調(diào)制模式或相位調(diào)制模式，生成I 信號和Q信號；乘法單元，通過將所述I信號與所述載波相乘，生成第一混 合信號，并通過將所述Q信號與由所述移相器進行了移相的所述載波相乘， 生成第二混合信號；合成單元，通過將所述第一混合信號和所述第二混合信 號相互相加，生成無線頻率信號；以及相位控制單元，基于振幅調(diào)制模式的 所述無線頻率信號，調(diào)整所述移相器的移相量。
本發(fā)明的調(diào)制裝置的一種形態(tài)采用的結(jié)構(gòu)為，所述相位控制單元在振幅
調(diào)整所述移相器的移相量。
根據(jù)這些結(jié)構(gòu)，利用同相分量的I信號和正交分量的Q信號雙方的分支， 生成振幅調(diào)制信號，基于振幅調(diào)制信號，估計I信號和Q信號之間的載波間 的相位偏移，并對移相器進行調(diào)諧以消除該相位偏移，所以在所期望的相位差將I信號與Q信號相加，從而能夠抑制由相位偏移產(chǎn)生的振幅的減少，降
低功率損失。
本發(fā)明的調(diào)制裝置的一種形態(tài)采用的結(jié)構(gòu)為，生成進行了 OOK調(diào)制或 QPSK調(diào)制的無線頻率信號的調(diào)制裝置，該調(diào)制裝置包括信號生成單元， 根據(jù)調(diào)制方式，生成所述I信號及所述Q信號；第一基帶處理單元，對所述 I信號進行基帶處理，生成第一基帶信號；第二基帶處理單元，對所述Q信 號進行基帶處理，生成第二基帶信號；本機振蕩器，生成載波；移相器，對 所述載波的相位進行移位；第一混頻器，將由所述本機振蕩器生成的所述載 波與所述第一基帶信號相乘，生成第一混合信號；第二混頻器，將由所述移 相器進行了移相的所述載波與所述第二基帶信號相乘，生成第二混合信號； 合成單元，通過將所述第一混合信號和所述第二混合信號相互相加，生成無 線頻率信號；以及相位控制單元，基于所述無線頻率信號，估計所述第一混 合信號和第二混合信號的載波間的實際相位差與所述第 一混合信號和第二混 合信號的載波間的目標相位差之間的相位偏移，并對所述移相器的移相量進 行控制，以消除該相位偏移。
根據(jù)該結(jié)構(gòu)，利用同相分量的I信號和正交分量的Q信號雙方的分支， 生成OOK調(diào)制信號，基于OOK調(diào)制信號，估計I信號和Q信號之間的載波 間的相位偏移，并對移相器進行調(diào)諧以消除該相位偏移，所以在所期望的相 位差將I信號與Q信號相加，從而能夠降低OOK調(diào)制時的ON/OFF比的劣 化，而且能夠?qū)PSK調(diào)制時的I/Q正交偏移進行校正。
本發(fā)明的調(diào)制裝置的一種形態(tài)采用的結(jié)構(gòu)為，還包括可變延遲單元， 對所述第一基帶信號或所述第二基帶信號施加延遲,所述相位控制單元基于 所述無線頻率信號，還估計所述第一基帶信號的傳輸路徑與所述第二基帶信 號的傳輸路徑之間的傳輸路徑差，并且控制所述可變延遲單元的延遲量以消 除該傳輸路徑差。
根據(jù)該結(jié)構(gòu)，能夠消除同相分量的I信號與正交分量的Q信號之間的傳 播路徑差，所以能夠在所期望的相位差可靠地將I信號與Q信號相加，從而 能夠可靠地抑制由傳播路徑差產(chǎn)生的振幅電平的劣化，并可靠地降低功率損失。
本發(fā)明的調(diào)制裝置的一種形態(tài)采用的結(jié)構(gòu)為，所述相位控制單元通過調(diào) 整所述移相器的電容量，對所述相位偏移進行調(diào)諧。根據(jù)該結(jié)構(gòu)，通過控制施加到移相器的可變電容器的電壓來改變電容量， 由此對載波的相位進行;敞調(diào)整，>^而能夠?qū)信號和q信號的載波間的相位 差調(diào)整為所期望的相位差。
本發(fā)明的調(diào)制裝置的 一種形態(tài)采用的結(jié)構(gòu)為，所述相位控制單元由多級 的晶體管構(gòu)成，所述相位控制單元通過調(diào)整所述晶體管上施加的偏置電壓， 對所述延遲量進行調(diào)諧。
根據(jù)該結(jié)構(gòu)，通過調(diào)整晶體管的偏置電壓，對延遲量進行微調(diào)整，從而 能夠消除i信號與q信號的傳播路徑差。而且，通過改變晶體管的組合或級 數(shù)而能夠容易地變更延遲量的可變范圍。
本發(fā)明的調(diào)制裝置的一種形態(tài)采用的結(jié)構(gòu)為，所述相位控制單元使用基 于最大似然原則的方法來估計所述相位偏移。
本發(fā)明的調(diào)制裝置的 一種形態(tài)采用的結(jié)構(gòu)為，所述相位控制單元基于所 述無線頻率信號的振幅來估計所述相位偏移。
本發(fā)明的調(diào)制裝置的一種形態(tài)采用的結(jié)構(gòu)為，所述相位控制單元4企測所 述無線頻率信號的功率，并基于該功率來估計所述相位偏移。
才艮據(jù)這些結(jié)構(gòu)，能夠估計i信號和q信號的載波間的實際相位差與i信 號和q信號的載波間的目標相位差之間的相位偏移。
本發(fā)明的調(diào)制裝置的一種形態(tài)采用的結(jié)構(gòu)為，所述相位控制單元4吏用基 于最大似然原則的方法來估計所述相位偏移和所述傳輸路徑差。
本發(fā)明的調(diào)制裝置的一種形態(tài)采用的結(jié)構(gòu)為，所述相位控制單元基于所 述無線頻率信號的振幅來估計所述相位偏移和所述傳輸路徑差。
根據(jù)這些結(jié)構(gòu)，能夠估計i信號和q信號的載波間的實際相位差與i信 號和q信號的載波間的目標相位差之間的相位偏移、以及i信號的傳輸路徑 與q信號的傳輸路徑之間的傳輸路徑差。
本發(fā)明的調(diào)制裝置的一種形態(tài)采用的結(jié)構(gòu)為，所述相位控制單元4企測所 述無線頻率信號的功率，在該功率與目標功率之間的差為預(yù)先設(shè)定的閥值以 上時，控制所述可變延遲單元的所述延遲量，在該功率與目標功率之間的差 低于預(yù)先設(shè)定的閾值時，控制所述移相器的所述移相量。
根據(jù)該結(jié)構(gòu)，在估計出i信號與q信號之間的傳播路徑差所造成的影響 較大時，能夠調(diào)整i信號或q信號的延遲量，在估計出載波間的相位偏移所 造成的影響較大時，能夠調(diào)整q信號的載波的移相量，所以能夠以較短的時
27間除去I信號與Q信號之間的傳播路徑差或載波的相位偏移的影響。
本發(fā)明的解調(diào)裝置的一種形態(tài)采用的結(jié)構(gòu)為，對進行了振幅調(diào)制或相位 調(diào)制的無線頻率信號進行解調(diào)的解調(diào)裝置，該解調(diào)裝置包括移相器，對載 波的相位進行移位；乘法單元，對所述無線頻率信號乘以所述載波而生成I 信號，對所述無線頻率信號乘以由所述移相器進行了移相的所述載波而生成 Q信號；以及相位控制單元，對所述移相器的移相量進行控制，所述相位控 制單元基于合成了所述I信號和所述Q信號后獲得的同相信號，對所述移相 器的移相量進行調(diào)整，所述I信號和所述Q信號是為了使振幅調(diào)制模式的所 述i信號與所述Q信號同相而對所述移相器進行控制后獲得的信號。
本發(fā)明的解調(diào)裝置的一種形態(tài)采用的結(jié)構(gòu)為，所述相位控制單元在振幅 調(diào)制模式中，基于已被調(diào)制為不同的振幅電平的所述無線頻率信號的第 一同 相信號和第二同相信號，調(diào)整所述移相器的移相量。
才艮據(jù)這些結(jié)構(gòu)，利用同相分量的I信號和正交分量的Q信號雙方的分支， 對振幅調(diào)制信號進行解調(diào)，基于該振幅調(diào)制信號，估計I信號和Q信號之間 的載波間的相位偏移，并對移相器進行調(diào)諧以消除該相位偏移，所以在接收 QPSK信號時也能夠以良好的正交度輸出1/Q信號，從而能夠降低正交偏移造 成的解調(diào)性能的劣化。
2007年1月30日4是交的特愿第2007-020159號和2008年1月30日提 交的特愿第2008-019614號的申請中包含的說明書、附圖及說明書摘要的公 開內(nèi)容，全部引用于本申請。
工業(yè)實用性
本發(fā)明的調(diào)制裝置和解調(diào)裝置，在生成并解調(diào)相位調(diào)制信號和振幅調(diào)制 信號的調(diào)制裝置和解調(diào)裝置中，能夠在所期望的相位差將同相分量與正交分 量相加，并降低功率損失，例如，作為適用在毫米波波段中的、生成QPSK 調(diào)制信號和OOK調(diào)制信號的調(diào)制裝置和解調(diào)裝置等極為有用。
權(quán)利要求
1、調(diào)制裝置，對進行了振幅調(diào)制或相位調(diào)制的無線頻率信號進行調(diào)制，該調(diào)制裝置包括移相器，對載波的相位進行移位；生成單元，根據(jù)振幅調(diào)制模式或相位調(diào)制模式，生成I信號和Q信號；乘法單元，通過將所述I信號與所述載波相乘，生成第一混合信號，并通過將所述Q信號與由所述移相器進行了移相的所述載波相乘，生成第二混合信號；合成單元，通過將所述第一混合信號和所述第二混合信號相互相加，生成無線頻率信號；以及相位控制單元，基于振幅調(diào)制模式的所述無線頻率信號，調(diào)整所述移相器的移相量。
2、 如權(quán)利要求1所述的調(diào)制裝置，所述相位控制單元在振幅調(diào)制模式中， 基于已被調(diào)制為不同的振幅電平的第 一無線頻率信號與第二無線頻率信號的 振幅差，調(diào)整所述移相器的移相量。
3、 調(diào)制裝置，生成進行了開關(guān)鍵控調(diào)制或四相移相鍵控調(diào)制的無線頻率 信號，該調(diào)制裝置包括信號生成單元， 一艮據(jù)調(diào)制方式，生成I信號和Q信號； 第一基帶處理單元，對所述I信號進行基帶處理，生成第一基帶信號； 第二基帶處理單元，對所述Q信號進行基帶處理，生成第二基帶信號； 本機振蕩器，生成載波； 移相器，對所述載波的相位進行移位；第一混頻器，將由所述本機振蕩器生成的所述載波與所述第一基帶信號 相乘，生成第一混合信號；第二混頻器，將由所述移相器進行了移相的所述載波與所述第二基帶信 號相乘，生成第二混合信號；合成單元，通過將所述第一混合信號和所述第二混合信號相互相加，生 成無線頻率信號；以及相位控制單元，基于所述無線頻率信號，估計所述第一混合信號和第二 混合信號的載波間的實際相位差與所述第 一混合信號和第二混合信號的載波間的目標相位差之間的相位偏移，并且控制所述移相器的移相量，以消除該 相4立偏移。
4、 如權(quán)利要求3所述的調(diào)制裝置，還包括可變延遲單元，對所述第一基帶信號或所述第二基帶信號施加 延遲，所述相位控制單元基于所述無線頻率信號，還估計所述第一基帶信號的 傳輸路徑與所述第二基帶信號的傳輸路徑之間的傳輸路徑差，并且控制所述 可變延遲單元的延遲量以消除該傳輸路徑差。
5、 如權(quán)利要求3所述的調(diào)制裝置，所述相位控制單元通過調(diào)整所述移相 器的電容量，對所述相位偏移進行調(diào)諧。
6、 如權(quán)利要求4所述的調(diào)制裝置， 所述相位控制單元由多級的晶體管構(gòu)成，所述相位控制單元通過調(diào)整對所述晶體管施加的偏置電壓，對所述延遲 量進行調(diào)諧。
7、 如權(quán)利要求3所述的調(diào)制裝置，所述相位控制單元使用基于最大似然 原則的方法，估計所述相位偏移。
8、 如權(quán)利要求3所述的調(diào)制裝置，所述相位控制單元基于所述無線頻率 信號的振幅，估計所述相位偏移。
9、 如權(quán)利要求3所述的調(diào)制裝置，所述相位控制單元^r測所述無線頻率 信號的功率，并基于該功率，估計所述相位偏移。
10、 如權(quán)利要求4所述的調(diào)制裝置，所述相位控制單元使用基于最大似 然原則的方法，估計所述相位偏移和所述傳輸路徑差。
11、 如權(quán)利要求4所述的調(diào)制裝置，所述相位控制單元基于所述無線頻 率信號的振幅，估計所述相位偏移和所述傳輸路徑差。
12、 如權(quán)利要求4所述的調(diào)制裝置，所述相位控制單元#全測所述無線頻 率信號的功率，在該功率與目標功率之間的差為預(yù)先設(shè)定的閾值以上時，控 制所述可變延遲單元的所述延遲量，在該功率與目標功率之間的差低于預(yù)先 設(shè)定的閾值時，控制所述移相器的所述移相量。
13、 解調(diào)裝置，對進行了振幅調(diào)制或相位調(diào)制的無線頻率信號進行解調(diào)， 該解調(diào)裝置包括移相器，對載波的相位進行移位；乘法單元，對所述無線頻率信號乘以所述載波而生成I信號，對所述無線頻率信號乘以由所述移相器移相后的所述載波而生成Q信號；以及 相位控制單元，控制所述移相器的移相量，所述相位控制單元基于合成所述I信號和所述Q信號后獲得的同相信號， 調(diào)整所述移相器的移相量，所述I信號和所述Q信號是為了使振幅調(diào)制模式 的所述I信號與所述Q信號同相而對所述移相器進行控制后獲得的信號。
14、如權(quán)利要求13所述的解調(diào)裝置，所述相位控制單元在振幅調(diào)制模式 中，基于已被調(diào)制為不同的振幅電平的所述無線頻率信號的第一同相信號和 第二同相信號，調(diào)整所述移相器的移相量。
全文摘要
公開了在生成相位調(diào)制信號和振幅調(diào)制信號的調(diào)制裝置中，能夠校正IQ正交偏移并降低ON/OFF比的劣化的調(diào)制裝置。在該裝置中，移相器(174)基于從相位控制單元(180)輸出的控制信號，控制電容器上施加的電壓來調(diào)整電容量，由此對振蕩器(173)產(chǎn)生的載波的相位進行移位。相位控制單元(180)使用相位偏移估計方法，基于輸出RF信號S140估計移相器(174)的相位偏移。進而，相位控制單元(180)基于估計出的移相器(174)的相位偏移的估計值，對移相器(174)進行調(diào)諧以將I信號(S125)與Q信號(S135)的載波間的相位差保持為90度。
文檔編號H04L27/04GK101595703SQ200880002738
公開日2009年12月2日 申請日期2008年1月30日 優(yōu)先權(quán)日2007年1月30日
發(fā)明者平 羅, 藤田卓, 磊 黃 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社