接收機及接收方法

文檔序號：7939838閱讀：395來源：國知局

專利名稱：接收機及接收方法
技術領域：
本發(fā)明涉及接收機及接收方法，特別是涉及通過多載波方式收發(fā)信號的接收機及
接收方法。本申請基于2007年9月5日在日本申請的特愿2007-230589號主張優(yōu)先權，并將內容引用于此。
背景技術：
若在多載波傳送中存在超越保護間隔(GI :Guard Interval)區(qū)間的到來波 (incoming wave)，則會發(fā)生由于前一符號進入FFT(快速傅立葉變換Fast Fourier Transform)區(qū)間而發(fā)生的符號間干擾(ISI :Inter Symbollnterference)、或由于符號的中斷即信號的不連續(xù)區(qū)間進入快速傅立葉變換區(qū)間而發(fā)生的載波間干擾(ICI :Inter Carrier Interference)。圖26是表示經(jīng)由多路徑環(huán)境從發(fā)送機到達接收機的信號的圖。在圖26中，在橫軸上取時間。符號SI S4表示經(jīng)由多路徑環(huán)境從發(fā)送機到達接收機的信號，并經(jīng)由4個多路徑到達接收機。在符號SI S4的前面附加了復制了符號的后半部分的保護間隔(GI)。
從圖26的上面開始第一個信號SI表示從發(fā)送機最先到達接收機的到來波，第二個信號S2表示相對保護間隔(GI)以內的信號Sl發(fā)生延遲tl的到來波。另外，從圖26的上面開始第三個、第四個到來波即信號S3、 S4相對信號SI發(fā)生延遲t2、 t3，信號S3、 S4其延遲超過了保護間隔(GI)。處于第三、第四個到來波的信號S3、 S4前面的斜線部分Rl、 R2表示期望符號的前一符號進入到了期望符號的FFT區(qū)間的部分。區(qū)間t4表示期望符號的FFT區(qū)間，斜線部分 R1、R2成為上述ISI成分。由于ISI成分是干擾成分，故成為解調時特性劣化的原因。另外，在第三、第四個到來波的信號S3、 S4中，符號的中斷K1、 K2進入到區(qū)間t4，這成為上述 ICI的原因。圖27(a)及圖27(b)是表示子載波間正交的狀態(tài)和在子載波間由于ICI而發(fā)生干擾的狀態(tài)的圖。在圖27(a)及圖27(b)中，橫軸表示頻率。圖27(a)表示在8個子載波之間未發(fā)生ICI，且在子載波間未發(fā)生干擾的狀態(tài)。圖27(b)表示在子載波間由于ICI而發(fā)生干擾的狀態(tài)。在不存在超過保護間隔(GI)的到來波的情況下，如27(a)所示，若關注虛線部分 Ll，則處于一種在該頻率中只包括某一個子載波成分而不包括其他子載波成分的狀態(tài)。這種狀態(tài)是保持子載波間的正交性的狀態(tài)。在通常的多載波通信中，利用該狀態(tài)進行解調。
與此相對，在存在超過保護間隔(GI)的到來波的情況下，如圖27(b)所示，若關注虛線L2，則處于一種在該頻率中除了期望的子載波成分以外還包括相鄰的子載波的成分并發(fā)生干擾的情況。這種狀態(tài)是未保持子載波間的正交性的狀態(tài)。ICI成分成為特性劣化的原因。在以下的專利文獻1中提議一種用于改善在超過所述保護間隔(GI)的到來波的情況下由ISI、ICI造成的特性劣化的技術。在該技術中，在進行了一次解調動作之后，利用糾錯結果(MAP譯碼器輸出)，在作成包括所述ISI成分及所述ICI成分在內的期望以外的子載波的復制信號(r印lica信號)之后，將該復制信號從接收信號中去除，通過再次進行解調動作來進行基于ISI、 ICI的特性改善。另一方面，作為組合了多載波傳送方式和CDM(Code DivisionMultiplexing :碼分復用)方式后的方式，提議MC-CDM (Multi Carrier-Code Division Multiplexing :多載波碼分復用)方式、MC-CDMA(MultiCarrier-Code Division Multiple Access :多載波碼分多址)方式、Spread-OFCDM(Orthogonal Frequency and Code Division Multiplexing : 正交頻分*碼分復用)等。圖28(a)及圖28(b)是表示MC-C匿方式中的子載波和與各子載波對應的正交碼的關系的圖。在圖28(a)及圖28(b)中，在時間軸上取頻率。圖28(a)作為一個例子示出 MC-C匿方式中的8個子載波。另外，圖28(b)作為與各子載波對應的正交碼示出C8a、C8,2、 Cu的3類型。在此，設為C^二 (1，1，1，1，1，1，1，1)、C8,2 = (1，1，1，1，-1，-1，-1，-1)、C8, 7 = (1， -1， -1， 1， 1， -1， -1， 1)。雖然通過對數(shù)據(jù)相乘該3類型的正交碼能利用同一時間、同一頻率對3個數(shù)據(jù)序列進行多碼復用來通信，但是這只是MC-CDM方式的一個特征。且有，C^、C^、Cu的3類型的正交碼全部都是周期為8的正交碼，通過在一個周期之間進行相加運算從而能在正交碼間進行數(shù)據(jù)的分離。且有，圖28(a)中的SFfreq表示正交碼Q^、C8,2、C8,7的周期。圖29(a)及圖29(b)是表示MC-C匿方式的信號在空中傳輸并在接收機中接收到該信號時的碼的狀態(tài)的圖。在圖29(a)及圖29(b)中，橫軸表示頻率。在圖29(a)中示出在接收機中接收到的碼C'^、C' 8,2、C'8,7。在圖29(b)中示出在接收機中接收到的碼C"s,
1、 C8，2、 C 8，7。圖29(a)表示在正交碼的周期SFfreq中沒有頻率變動的情況。此時，利用C^進行解擴(despreading)即取與的內積、即加上SFfreq內的全
部的值的情況下，C' ^為4， C' 8,2、C' 8,7為0。將這種狀況稱為保持了碼間的正交性。與此相對，如圖29(b)所示，在正交碼的周期SFfreq中存在6dB的頻率變動的情
況下、即在正交碼的周期中存在頻率變動的情況下，在利用C8a進行解擴的情況下，C"^為
5， C"8,2為3， C"8,7為0。即在C"8a與C"8,2之間存在干擾成分，成為未保持碼間的正交性
的狀況。由此，在傳輸路徑的頻率變動快(在頻率方向上變動快)的情況下，在MC-C匿方式中，碼間干擾(Multi Code Interference)成為特性劣化的原因。在專利文獻2及非專利文獻1中記載了用于改善由所述碼間的正交性破壞造成的
特性劣化的技術。在這些技術中，雖然下行鏈路、上行鏈路有所不同，但是雙方都是為了去
除MC-C匿通信時由多碼復用造成的碼間干擾而利用糾錯后或解擴后的數(shù)據(jù)來去除期望碼
以外的信號，從而謀求特性的改善。專利文獻1 :日本特開2004-221702號公報專利文獻2 :日本特開2005-198223號公報非專禾U文獻1 :Y. Zhou、 J. Wang、 and M. Sawahashi、"DownlinkTransmission
5of Broadband OFCDM Systems-Part I :HybridDetection、，， IEEE Transaction on Communication、Vol. 53、Issue 4、pp. 718-729、April 2005. 但是，在上述的現(xiàn)有技術中存在利用接收機解調子載波數(shù)多的多載波信號及 MC-C匿信號時的運算量增加的問題。另外，在利用接收機去除MC-C匿時的碼間干擾之際，還存在運算量只增加多碼復用數(shù)份額的問題。

發(fā)明內容
本發(fā)明是鑒于上述事情進行的，其目的在于提供一種能減少接收機解調從發(fā)送機接收到的信號時的運算量的接收機及接收方法。
(1)本發(fā)明是為了解決上述課題而進行的，本發(fā)明一個實施方式相關的接收機，具
備傳輸路徑推定部，其根據(jù)接收信號求出信道脈沖響應推定值；復制信號作成部，其基于
接收信號作成發(fā)送信號的復制即復制信號；時間帶設定部，其對分割所述信道脈沖響應推
定值的時間帶進行設定；接收信號提取部，其利用所述復制信號作成部作成的復制信號來
提取所述時間帶設定部設定的各時間帶的接收信號；合成部，其反復進行對所述接收信號
提取部提取出的各時間帶的信號進行合成的處理；和解調處理部，其對所述合成部合成后
的信號進行解調處理；其中，由至少一次所述反復處理所設定的時間帶的數(shù)目不同。在本發(fā)明中，通過時間帶分割部將接收機從發(fā)送機接收到的接收信號分割為至少
一個以上的時間帶，從而能降低或抑制ISI和ICI，與此同時，通過減小各時間帶中的延遲
分散而能降低MCI，且能減少對接收機從發(fā)送機接收到的信號進行解調時的運算量。
(2)另外，本發(fā)明一個方式相關的接收機的所述接收信號提取部具備到來波復
制生成部，其基于接收信號的傳輸路徑推定值即信道脈沖響應推定值、所述復制信號作成
部作成的復制信號、和所述時間帶設定部設定的時間帶來生成各時間帶的到來波的復制；
和減法運算部，其通過從接收信號中減去所述到來波復制生成部生成的各時間帶的到來波
的復制來提取所述時間帶設定部設定的時間帶的接收信號。 (3)另外，本發(fā)明的一個實施方式相關的接收機的所述時間帶設定部按照隨著反復處理的次數(shù)增加而所述時間帶的數(shù)目不變或增加的方式進行設定。 (4)另外，本發(fā)明的一個實施方式相關的接收機的所述時間帶設定部基于所述信道脈沖響應推定值來設定所述時間帶的數(shù)目。 (5)另外，本發(fā)明的一個實施方式相關的接收機的所述時間帶設定部按照每次所述反復處理來適應性地設定所述時間帶的數(shù)目。 (6)另外，本發(fā)明的一個實施方式相關的接收機的所述時間帶設定部基于所述復制信號作成部作成的復制信號的似然度來設定所述時間帶的數(shù)目。
(7)另外，本發(fā)明的一個實施方式相關的接收機的所述時間帶設定部基于所述復
制信號作成部作成的復制信號的可靠度信息來設定所述時間帶的數(shù)目。
(8)另外，本發(fā)明的一個實施方式相關的接收機的所述可靠度信息是根據(jù)所述復
制信號作成部作成的復制信號、所述信道脈沖響應推定值、及所述接收信號求出的分割誤差。 (9)另外，本發(fā)明的一個實施方式相關的接收機的所述時間帶設定部基于所述分割誤差和分割增益來設定所述時間帶的數(shù)目。
(10)另外，本發(fā)明的一個實施方式相關的接收機的所述分割增益是基于符號間干
擾、子載波間干擾、路徑分集(path diversity)增益中的至少一種決定的。
(11)另外，本發(fā)明的一個實施方式相關的接收機還具備對多碼復用后的信號進行
分離的解擴部，所述分割增益是基于碼間干擾、符號間干擾、子載波間干擾、路徑分集增益
中的至少一種決定的。 (12)另外，本發(fā)明的一個實施方式相關的接收方法執(zhí)行以下的過程傳輸路徑推定過程，根據(jù)接收信號求出信道脈沖響應推定值；復制信號作成過程，基于接收信號作成發(fā) 送信號的復制即復制信號；時間帶設定過程，對分割所述信道脈沖響應推定值的時間帶進行設定；接收信號提取過程，利用在所述復制信號作成過程中作成的復制信號來提取在所述時間帶設定過程中設定的各時間帶的接收信號；合成過程，反復進行對在所述接收信號提取過程中提取出的各時間帶的信號進行合成的處理；和解調處理過程，對在所述合成過程中合成后的信號進行解調處理；其中，由至少一次所述反復處理所設定的時間帶的數(shù)目不同。(發(fā)明效果) 在本發(fā)明的接收機及接收方法中，能減少接收機解調從發(fā)送機接收到的信號時的
運算量。

圖l是表示本發(fā)明第
圖2是表示本發(fā)明第
圖3是表示本發(fā)明第
圖4是表示本發(fā)明第的概略框圖。圖5是表示本發(fā)明第圖。圖6是表示本發(fā)明第程圖。圖7是表示本發(fā)明第
圖8是表示本發(fā)明第定值的圖。圖9是表示本發(fā)明第定值的圖。圖10是表示本發(fā)明第一實施方式相關的到來波去除部45-3中的信道脈沖響應推定值的圖。圖11是表示本發(fā)明第一實施方式相關的初次處理中的信道脈沖響應推定值和合成部46的圖。圖12是表示本發(fā)明第一實施方式相關的初次處理中的信道脈沖響應推定值和合成部46的圖。圖13是表示本發(fā)明第一實施方式相關的傳輸路徑*噪聲功率推定部22(圖3)的
一實施方式相關的發(fā)送機100的結構的一部分的概略框圖。一實施方式相關的幀格式(format)的一個例子的圖。一實施方式相關的接收機200的結構的一部分的概略框圖。一實施方式相關的信號檢測部23(圖3)的結構的一個例子
一實施方式相關的塊分割部82(圖4)的結構的一個例子的
一實施方式相關的接收機200(圖3)的動作的一個例子的流
一實施方式相關的信道脈沖響應推定值的圖。一實施方式相關的到來波去除部45-1中的信道脈沖響應推
一實施方式相關的到來波去除部45-2中的信道脈沖響應推
7結構的圖。圖14是說明本發(fā)明第一實施方式相關的塊分割設定部81 (圖4)的處理的圖。圖15是說明本發(fā)明第一實施方式相關的效果的圖。圖16是說明本發(fā)明第一實施方式相關的效果的圖。圖17是表示本發(fā)明第一實施方式中的分割數(shù)和特性之間關系的圖表。圖18是表示對于全部的反復處理固定了塊分割數(shù)的情況下的特性的圖表。圖19是表示設定了不同的塊分割數(shù)的情況下的特性改善的一個例子的圖表。圖20是表示利用了本發(fā)明第一實施方式相關的接收方法的情況下的計算機仿真
的評價結果的一個例子的圖表。圖21是表示利用圖20的計算機仿真所設定的反復處理次數(shù)和塊分割數(shù)之間關系的表。圖22是表示用于圖20的計算機仿真的主要仿真參數(shù)的表。圖23是表示本發(fā)明第二實施方式相關的接收機的信號檢測部90的結構的概略框圖。圖24是對本發(fā)明第二實施方式相關的效果進行說明的圖。圖25是表示本發(fā)明第三實施方式相關的塊分割數(shù)的設定方法的一個例子的圖。圖26是表示經(jīng)由多路徑環(huán)境從發(fā)送機到達接收機的信號的圖。圖27是表示子載波間正交的狀態(tài)和在子載波間由于ICI發(fā)生干擾的狀態(tài)的圖。圖28是表示MC-CDM方式中的子載波和與各子載波對應的正交碼的關系的圖。圖29是表示MC-C匿方式的信號在空中傳輸且在接收機中接收到該信號時的碼的
狀態(tài)的圖。符號說明 l-S/P變換部，2-1 2-4-各碼信號處理部，3-糾錯編碼部，4-比特交織部，5_調制部，6-符號交織部，7-頻率-時間擴散部，8-DTCH復用部，9-PICH復用部，10-加擾部， 11-IFFT部，12-GI插入部，21-符號同步部，22-傳輸路徑噪聲功率推定部，23-信號檢測部，24-1 24-4-各碼譯碼部，25-比特解交織部，26-糾錯譯碼部，27-加法運算部，28-復制信號生成部，29-l 29-4-各碼符號生成部，30-比特交織部，31-符號生成部，32-符號交織部，33-頻率-時間擴散部，34-DTCH復用部，35-PICH復用部，36-加擾部，37-IFFT 部，38-GI插入部，39-P/S變換部，41-到來波復制生成部，42-減法運算部，43-GI去除部， 44-FFT部，45-l 45-B-到來波去除部，46-合成部，47-1 47-4-各碼解調部，48-解擴部，49-符號解交織部，50-解調部，61-傳輸路徑推定部，62-前同步碼復制生成部，63-噪聲功率推定部，70-MAC部，71-濾波處理部，72-D/A變換部，73-頻率變換部，74-發(fā)送天線， 75-接收天線，76-頻率變換部，77-A/D變換部，81-塊分割設定部，82-塊分割部，90-信號檢測部，91-塊分割設定部，100-發(fā)送機，200-接收機。
具體實施例方式以下，參照附圖對本發(fā)明的第一第三實施方式進行說明。首先，對本發(fā)明的第
實施方式進行說明。(第一實施方式)
在本實施方式中，對在存在由超過保護間隔的到來波引起的ISI及ICI、或由傳輸路徑的頻率選擇性引起的碼間干擾的情況下也能得到良好特性的接收機進行說明。
圖1是表示本發(fā)明第一實施方式相關的發(fā)送機100的結構的一部分的概略框圖。該發(fā)送機100具備MAC(Media Access Control :媒體訪問控制)部70、 S/P (Serial/ Parallel :串行/并行)變換部1、各碼信號處理部2-1 2-4、 DTCH(Data Traffic Channel :數(shù)據(jù)業(yè)務信道)復用部8、PICH(Pilot Channel :導頻信道)復用部9、加擾部10、 IFFT(Inverse FastFourier Transform :逆快速傅立葉變換)部11、 GI插入部12、濾波處理部71、 D/A(Digital/Analog :數(shù)字/模擬)變換部72、頻率變換部73、和發(fā)送天線74。
各碼信號處理部2-1 2-4分別具備糾錯編碼部3、比特交織部4、調制部5、符號交織部6、及頻率-時間擴散部7。在S/P變換部1中輸入了從MAC部70輸出的信息信號，S/P變換部1的串行一并行變換的輸出被輸入到各碼信號處理部2-1 2-4。且有，由于各碼信號處理部2-1 2-4 的結構與各碼信號處理部2-1相同，故省略其他說明。輸入到各碼信號處理部2-l的信號在糾錯編碼部3中被進行Turbo編碼、LDPC(Low Density Parity Check :低密度奇偶校驗)編碼、或巻積(convolution)編碼等中的任意一種糾錯編碼處理。為了改善由頻率選擇性衰落造成的接收功率的下降所引起的突發(fā)錯誤 (burst error)的發(fā)生，糾錯編碼部3的輸出通過比特交織部4按照每比特以適當?shù)捻樞騺?更換并輸出該次序。比特交織部4的輸出在調制部5中被進行BPSK(Binary Phase ShiftKeying :二相相移鍵控)、QPSK (Quadrature Phase Shift Keying :四相相移鍵控)、16QAM(16Quadrature Amplitude Modulation :16正交振幅調制)、64QAM(64Quadrature Amplitude Modulation: 64正交振幅調制)等的符號調制處理。為了改善突發(fā)錯誤，調制部5的輸出通過符號交織部6按照每個符號以適當?shù)捻樞騺砀鼡Q其次序。符號交織部6的輸出通過頻率-時間擴散部7以規(guī)定擴散碼(channelization code:信道化碼)進行擴散。在此，雖然利用了 0VSF(Orthogonal Variable Spread Factor :正交可變擴散系數(shù))碼，但是也可以利用其他的擴散碼。
且有，發(fā)送機100具備多碼復用數(shù)C,(C,為1以上的自然數(shù))個各碼信號處理部 2-1 2-4。在此，作為一個例子而示出了C,二4的情況。以不同的擴散碼被擴散后的信號作為各碼信號處理部的輸出而被輸出到DTCH復用部8，并在DTCH復用部8中進行復用 (加法運算處理)。接著，在PICH復用部9中，用于傳輸路徑推定等的導頻信道(PICH)被插入到規(guī)定位置。然后，在加擾部10中利用基站固有的加擾碼進行加擾之后，在IFFT部11中進行頻率時間變換。在GI插入部12中進行了保護間隔(GI)的插入后，并在進行了濾波部71 的濾波處理、D/A變換部72的數(shù)字模擬變換處理、頻率變換部73向無線頻率的頻率變換處理等之后，作為發(fā)送信號從發(fā)送天線74發(fā)送到接收機中。在圖1中，雖然在各碼信號處理部2-1 2-4中配置了比特交織部4及符號交織部6雙方，但是也可以只配置其中一個。另外，也可以在各碼信號處理部2-1 2-4中不配置比特交織部4及符號交織部6雙方。圖2是表示本發(fā)明第一實施方式相關的幀格式的一個例子的圖。
9
該圖表示從發(fā)送機100(參照圖1)發(fā)送到接收機中的幀格式。在圖2中，在橫軸上取時間，在縱軸上取接收功率。如圖2所示，導頻信道(PICH)被配置在一個幀的前后及中央處。用于數(shù)據(jù)傳送的數(shù)據(jù)業(yè)務信道(DTCH)被配置在幀的前半段和后半段，利用C,個不同的擴散碼擴散后的信號被多碼復用了。在此，以4個數(shù)據(jù)堆積起來的狀態(tài)示意Cmux = 4的情況。另外，用PPKH/DTCH表示導頻信道(PICH)的接收功率與數(shù)據(jù)業(yè)務信道(DTCH)的每一個碼的接收功率之比。且有，在圖2中，雖然關于導頻信道(PICH)的插入方法進行了時間復用，但是也可以進行頻率復用或頻率-時間復用等。圖3是表示本發(fā)明第一實施方式相關的接收機200的結構的一部分的概略框圖。該接收機200具備接收天線75、頻率變換部76、 A/D (Analog/Digital :模擬/數(shù)字)變換部77、符號同步部21、傳輸路徑噪聲功率推定部22(也稱為傳輸路徑推定部)、信號檢測部23、各碼譯碼部24-1 24-4、復制信號生成部28 (也稱為復制信號作成部)、及P/ S(Parallel/Serial :并行/串行)變換部39。復制信號生成部28具備各碼符號生成部29-1 29-4、DTCH復用部34、PICH復用部35、加擾部36、 IFFT部37、 GI插入部38。復制信號生成部28基于接收信號r (t)作成發(fā)送信號的復制即復制信號。具體地說，首先，在糾錯譯碼部26中例如通過MAP(Maximuma posteriori Probability :最大后驗概率)譯碼來計算對數(shù)似然比等。復制信號生成部28基于計算出的對數(shù)似然比來作成發(fā) 送信號的復制即復制信號s'(t)。另外，各碼符號生成部29-1 29-4具備比特交織部30、符號生成部31、符號交織部32、頻率-時間擴散部33。另外，各碼譯碼部24-1 24-4具備比特解交織部25、糾錯譯碼部26、及加法運算部27。由接收天線75接收到的接收信號經(jīng)過頻率變換部76向基帶信號的頻率變換處理、A/D變換部76的模擬數(shù)字變換處理后，作為數(shù)字接收信號r(t)，在符號同步部21中進行符號同步。在符號同步部21中使用保護間隔(GI)和有效信號區(qū)間之間的相關特性等來進行符號同步，并基于該結果進行以后的信號處理。傳輸路徑推定*噪聲功率推定部22利用導頻信道(PICH)來推定信道脈沖響應推定值或噪聲功率推定值。作為傳輸路徑推定方法，雖然有作成導頻信道(PICH)的復制信號并以其絕對值的平方誤差成為最小的方式進行基于RLS(Recursive Least Square)算法的推定、或者通過在時間軸或頻率軸上取接收信號r(t)和導頻信道(PICH)的復制信號之間的相互相關而取得的各種方法，但是卻不限定于此。另外，關于噪聲功率推定方法，雖然也考慮了利用由接收到的導頻信道(PICH)推測出的信道脈沖響應推定值來作成導頻信道(PICH)的復制并通過這些差分求出的方法等，但是并不限定于此。由傳輸路徑噪聲功率推定部22輸出的信道脈沖響應推定值及噪聲功率推定值被輸入到信號檢測部23中，例如在進行MAP檢測的情況下，用于每比特的對數(shù)似然比的計算等。在信號檢測部23中，初次利用接收信號、信道脈沖響應推定值、噪聲功率推定值來輸出每比特的對數(shù)似然比，所謂對數(shù)似然比是表示接收到的比特最似1或最似0的值，其
10是基于通信路徑的比特錯誤率計算出的。在圖3中，雖然從信號檢測部23分別向各碼譯碼部24-1 24_4輸出了對數(shù)似然比，但是這些對數(shù)似然比是分別分配給不同的擴散碼的比特的對數(shù)似然比。
且有，在后述的反復時，利用接收信號和由解調結果得到的復制信號、信道脈沖響應推定值、噪聲功率推定值，將每比特的對數(shù)似然比輸出到各碼譯碼部24-1 24-4。
在各碼譯碼部24-1 24-4中，對于輸入信號在比特解交織部25中按照每比特進行解交織處理。解交織處理是與交織處理相逆的處理，將交織處理的次序更換返回到初始。
糾錯譯碼部26經(jīng)由各碼解調部47-1 47-4 (圖4)、比特解交織部25 (圖3)取得信號檢測部26的合成部46合成后的信號，并對該信號進行MAP譯碼等的糾錯譯碼處理。另外，糾錯譯碼部26基于信號檢測部23的解調部50(圖4，后述)進行了解調后的結果進行糾錯譯碼，計算每比特的對數(shù)似然比。且有，所謂MAP譯碼是一種在Turbo譯碼、LDPC譯碼、維特比譯碼(Viterbi decoding)等通常的糾錯譯碼時不進行硬判定，而將信息比特及校驗位(parity bit)也包括在內來輸出對數(shù)似然比等的軟判定結果的方法。即、硬判定將接收信號只判斷為0、1，而軟判定將什么程度可能的信息(軟判定信息)判斷為原始。且有，也可以不限于MAP譯碼之類的軟判定譯碼而進行硬判定譯碼。在加法運算部27中計算向糾錯譯碼部26的輸入和從糾錯譯碼部26的輸出的差分A2，并輸出到復制信號生成部28。向復制信號生成部28的輸入被輸入到比特交織部30，在比特交織部30中按照每比特交替輸出差分A 2。比特交織部30的輸出在符號生成部31中考慮差分A2的大小，利用與接收機200的解調方式同一范疇的調制方式(BPSK、 QPSK、16QAM、64QAM等)進行符號調制處理。符號生成部31的輸出通過符號交織部32按照每符號來更換次序，符號交織部32
的輸出通過頻率_時間擴散部33采用規(guī)定擴散碼(信道化碼)進行擴散。且有，接收機200只具備多碼復用數(shù)C,(C,為1以上的自然數(shù))個各碼譯碼部及
各碼符號生成部。在此，設C,二4。采用不同的擴散碼擴散后的信號作為各碼符號生成部
29-1 29-4的輸出，被輸出到DTCH復用部34，在DTCH復用部34中進行復用(加法運算
處理)。在PICH復用部35中，用于傳輸路徑推定等的導頻信道(PICH)被插入到規(guī)定位置。之后，在加擾部36中利用基站固有的加擾碼進行加擾后，在IFFT部37中進行頻率時間變換，并在GI插入部38中進行了保護間隔(GI)的插入之后，被輸入到信號檢測部23中，用于反復時的信號處理。且有，上述反復譯碼動作進行了規(guī)定次數(shù)后，糾錯譯碼部26的輸出被輸入到P/S 變換部39中，進行并行串行變換后作為解調結果被輸出到MAC部(省略圖示)。
圖4是表示本發(fā)明第一實施方式相關的信號檢測部23(圖3)的結構的一個例子的概略框圖。信號檢測部23具備塊分割設定部81 (也稱為時間帶設定部)、塊分割部 82(也稱為接收信號提取部)、合成部46、各碼解調部47-1 47-4(也稱為解調處理部)。
圖5是表示本發(fā)明第一實施方式相關的塊分割部82(圖4)的結構的一個例子的圖。塊分割部82具備到來波去除部45-1 45-B。在此，B表示進行塊分割的塊分割數(shù)，B
11是l或比l大的自然數(shù)。塊分割部82從復制信號生成部28(圖3)作成的復制信號中提取出塊分割設定部81分割出的至少一個以上時間帶中所包含的信號(參照后述的圖8 圖 10)。塊分割設定部81 (圖4)將復制信號生成部28作成的復制信號分割為至少一個以上的時間帶。塊分割設定部81按照每次反復處理來變更復制信號生成部28作成的復制信號的分割數(shù)，并將塊分割設定值(也稱為分割數(shù))輸出到塊分割部82。塊分割設定值是在反復處理時所分割的規(guī)定時間帶(塊)的結構等的信息，包括塊分割數(shù)和與各塊的大小相關的信息等。另外，每次反復處理的塊分割數(shù)的設定方法雖然能夠利用在接收機中預先設定的方法、或基于信道脈沖響應推定值等這樣的發(fā)送機和接收機之間的傳輸路徑特性等而在接收機中設定的方法等，但是并不限定于此。在塊分割部82中，基于塊分割設定部81(圖4)輸出的塊分割設定值進行到來波去除部45-l 45-B的設定。到來波去除部45-1 45-B分別具備到來波復制生成部41、減法運算部42、 GI 去除部43、 FFT部44。到來波去除部45_1 45-B利用復制信號生成部28 (圖3)生成的復制信號s' (t)，按照每個規(guī)定時間帶從接收信號r(t)中去除到來波。
到來波復制生成部41基于由接收信號r (t)推定出的傳輸路徑推定值即信道脈沖響應推定值、復制信號生成部28(圖3)生成的復制信號s' (t)、和塊分割設定部81輸出的塊分割設定值來生成每個規(guī)定時間帶的到來波的復制h。減法運算部42從接收信號r (t)中減去到來波復制生成部41生成的每個規(guī)定時間帶的到來波的復制。各碼解調部47-1 47-4(圖4)分別具備解擴部48、符號解交織部49、解調部 50。在減法運算部42(圖5)中計算輸入到信號檢測部23中的接收信號r(t)與基于輸入到信號檢測部23中的復制信號s'(t)和信道脈沖響應推定值h (t)而求出的到來波復制生成部41 (圖4)的輸出的差分，并輸入到GI去除部43。在GI去除部43中去除保護間隔(GI)并輸入到FFT部44中。由FFT部44對輸入信號進行時間頻率變換，得到信號R i。且有，i為自然數(shù)且1《i《B。
合成部46(圖4)合成塊分割部82提取出的各時間帶的信號lTi。具體地說，合成部46利用到來波去除部45-1 45-B(圖5)的輸出R "信道脈沖響應推定值h (t)、和噪聲功率推定值，在合成部46中對到來波去除部45-1 45-B輸出的每個信號 R B進行傳輸路徑補償及合成，并計算信號Y'，輸出到各碼解調部47-1 47-4 (圖4)。
且有，在合成部46中，例如能利用基于匪SE (Minimum Mean SquareError :最小均方誤差)濾波處理的匪SE合成等。且有，在合成部46中，也可以利用基于復制信號等計算出的塊分割誤差。在C隨(在此，作為一個例子C隨二4)個各碼解調部47-l 47-4(圖4)中，利用該信號Y'進行每個擴散碼的解調處理。解擴部48利用每個擴散碼進行解擴處理。
符號解交織部49按照每個符號對解擴部48的輸出進行更換。解調部50對符號解交織部49輸出的信號進行解調處理。解調部50對符號解交織部49的輸出進行軟判定或硬判定。以下，作為一個例子，
12對解調部50作為軟判定結果而輸出每比特的對數(shù)似然比的情況進行說明。解調部50通過利用以下的式(1) 式(3)計算對數(shù)似然比A 1。 S卩、若將符號解交織部49的第n個符號的輸出設為Zn，則QPSK調制時的軟判定結果A 1能夠用以下的式(1)及式(2)表示。
[數(shù)學式l]
2Re[Z打] /11(&0)=
<formula>formula see original document page 13</formula>
(1)
(2) 在此，式(1)中的Re[]表示括號內的實部，式(2)中的Im[]表示括號內的虛部， P (n)表示n符號中的基準符號(導頻信號的振幅)。且有，調制信號能利用以下式(3)進行表示。[數(shù)學式3]<formula>formula see original document page 13</formula>
(3) 且有，在此，雖然示出了 QPSK調制的例子，但是在其他的調制方式下也同樣地能求出每比特的軟判定結果(對數(shù)似然比)入1。且有，在圖3及圖4中，雖然配置了比特交織部30(圖3)和比特解交織部25 (圖 3)、及符號交織部32(圖3)和符號解交織部49(圖4)雙方，但是也可以只配置其中一方、即只配置比特交織部30及比特解交織部25，或只配置符號交織部32及符號解交織部49。
另外，也可以配置比特交織部30和比特解交織部25、及符號交織部32和符號解交織部49的全部。且有，也可以進行在頻率方向上按照各子載波進行交織處理的碼片交織(chip interleave)。圖6是表示本發(fā)明第一實施方式相關的接收機200(圖3)的動作的一個例子的流程圖。信號檢測部23判斷是否是初次動作(步驟S1)。由于圖6的流程圖示出的一系列的步驟全部都是只在接收機200中進行，故來自外部的任何信息都是不需要的，且容易識別接收機是第幾次反復動作。例如，通過接收機200對該數(shù)據(jù)包的一系列處理進行計數(shù)的方式等能夠實現(xiàn)。在步驟Sl中判斷為初次動作的情況下，GI去除部43從接收信號r (t)中去除保護間隔(GI)(步驟S2)。并且，F(xiàn)FT部44進行FFT處理(時間頻率變換處理)(步驟S3)。接著，合成部46進行通常的匪SE濾波處理(步驟S4)。并且，解擴部48進行解擴
處理(步驟S5)。接著，符號解交織部49進行符號解交織處理(步驟S6)。并且，解調部50進行軟判定比特輸出處理(步驟S7)。接著，比特解交織處理部25進行比特解交織處理(步驟S8)。
并且，糾錯譯碼部26進行糾錯譯碼處理(步驟S9)。接著，對是否反復了規(guī)定次數(shù) 的上述步驟Sl S9的處理進行判斷(步驟S10)。
且有，如圖3的說明，也可以將步驟S5 S9的處理在并列配置的C,個電路中進行處理。且有，對初次的匪SE濾波器處理進行后述。在步驟S10中判斷為未反復規(guī)定次數(shù)的步驟Sl S9的處理的情況下，比特交織部30利用Cmux碼份的解調結果A 2對對數(shù)似然比A 1進行比特交織(步驟Sll)。
并且，符號生成部31進行調制信號復制生成(步驟S12)。接著，符號交織部32進行符號交織處理(步驟S13)。并且，頻率-時間擴散部33利用規(guī)定擴散碼進行擴散處理 (步驟S14)。在反復了 C,次的上述步驟Sll S14的處理之后，DTCH復用部34進行數(shù)據(jù)業(yè)務信道(DTCH)的復用(步驟S15)。并且，PICH復用部35進行導頻信道(PICH)的復用(步驟S16)。接著，加擾部36進行加擾處理(步驟S17)。并且，IFFT部37進行IFFT處理(步驟S18)。接著，GI插入部38插入保護間隔 (GI)(步驟S19)。在步驟S19中，將插入了保護間隔(GI)后的信號作為復制信號，在反復解調時使用。在步驟S1中，在反復處理時即判斷為不是初次動作的情況下，到來波去除部 45-1 45-B基于塊分割設定部81輸出的塊分割設定值，按照每個塊去除規(guī)定的到來波以外(步驟S20)。并且，GI去除部43進行保護間隔(GI)的去除處理(步驟S21)。接著，F(xiàn)FT 部44進行FFT (快速傅立葉變換)處理(步驟S22)。對于上述的步驟S20 S23的處理，可以反復B塊(B為自然數(shù))份來進行處理，也可以在B個并列配置的電路中進行處理。合成部46通過匪SE濾波器按照最小均方誤差規(guī)范來合成來自B塊的輸出信號。S卩、進行匪SE濾波器處理(步驟23)。且有，步驟23以后進行與初次處理同樣的處理。在步驟SIO中，反復進行步驟S1 S9、S11 S23的處理，直到判斷為反復了規(guī)定次數(shù)的上述處理為止。接著，對到來波去除部45-1 45-B (圖5)的處理進行具體說明。在此，對第i個到來波去除部45-i的到來波復制生成部41及減法運算部42的動作進行說明。
首先，在到來波去除部45-i中，從接收信號r(t)中減去在到來波復制生成部41 中生成到來波的復制hi后進行hi與復制信號s'(t)的巻積運算而得到的結果。其成為減法運算部42的輸出。圖7是表示本發(fā)明第一實施方式相關的信道脈沖響應推定值的圖。在此，對從傳輸路徑*噪聲推定部22(圖3)得到6路徑的信道脈沖響應推定值的情況進行說明。且有，在圖7中，在橫軸上取時間，在縱軸上取接收功率。在到來波去除部45-l 45-B(圖5)中，將6路徑的到來波分解為每2個路徑的3個到來波。圖8是表示本發(fā)明第一實施方式相關的到來波去除部45-1中的信道脈沖響應推定值的圖。且有，在圖8中，在橫軸上取時間，在縱軸上取接收功率。如圖8所示，首先，在到來波去除部45-l中，將虛線包圍的區(qū)域A1中所包括的第三路徑(P3)、第四路徑(P4)、第五路徑(P5)、第六路徑(P6)定義為hjt)，并在所述到來波復制生成部41中作成。
所述到來波復制生成部41的輸出是所述hjt)和s'(t)巻積的運算后的結果，減法運算部42的輸出是從接收信號r(t)中減去所述hjt)和s'(t)的巻積運算后的信號的
14結果。即、在正確生成了復制的情況下，減法運算部42的輸出能考慮為經(jīng)由(h(t)-hjt)) 所表示的傳輸路徑而接收到的信號。由此，經(jīng)由圖8的實線所表示的傳輸路徑所接收到的信號Pl、 P2成為減法運算部42的輸出。圖9是表示本發(fā)明第一實施方式相關的到來波去除部45-2中的信道脈沖響應推定值的圖。且有，在圖9中，在橫軸上取時間，在縱軸上取接收功率。如圖9所示，首先，在到來波去除部45-2中，將虛線包圍的區(qū)域A2中所包括的第一路徑(Pl)及第二路徑(P2)、和虛線包圍的區(qū)域A3中所包括的第五路徑(P5)及第六路徑(P6)定義為、(t)，并在到來波復制生成部41中作成。到來波復制生成部41的輸出是hjt)和s'(t)的巻積運算后的結果，減法運算部 42的輸出是從接收信號r(t)中減去hjt)和s'(t)的巻積運算后的結果而得到的。即、在正確生成了復制的情況下，減法運算部42的輸出能考慮為經(jīng)由(h(t)-h2(t))表示的傳輸路徑所接收到的信號。由此，經(jīng)由圖9的實線表示的傳輸路徑所接收到的信號P3、P4成為減法運算部42的輸出。圖10是表示本發(fā)明第一實施方式相關的到來波去除部45-3中的信道脈沖響應推定值的圖。且有，在圖10中，在橫軸上取時間，在縱軸上取接收功率。如圖10所示，首先，在到來波去除部45-3中，將虛線包括的區(qū)域A4中所包括的第一路徑(Pl)、第二路徑(P2)、第三路徑(P3)、第四路徑(P4)定義為h3(t)，并在到來波復制生成部41中作成。
到來波復制生成部41的輸出是h3(t)和s"(t)的巻積運算后的結果，減法運算部 42的輸出是從接收信號r(t)中減去hjt)和s'(t)的巻積運算后的結果而得到的。即、在正確生成了復制的情況下，減法運算部42的輸出能考慮為經(jīng)由(h(t)-h3(t))表示的傳輸路徑所接收到的信號。由此，經(jīng)由圖10的實線表示的傳輸路徑所接收到的信號P5、P6成為減法運算部42的輸出。在圖8 圖10的說明中，對到來波去除部45-1 45-3基于識別出的到來波的數(shù) 量來設定規(guī)定時間帶的情況進行說明。即、對以信道脈沖響應推定值為基礎并基于識別出的到來波的數(shù)量來改變按照每個到來波去除部45-1 45-3來進行作成及減法運算的復制信號的情況進行了說明。除了該方法之外，還能使用以下的方法。例如，到來波去除部45-1 45-3基于識別出的到來波的時間來設定規(guī)定時間帶。即、也可以將到來波的到達時間分割為B個，并根據(jù)是到達哪個時間帶的到來波來確定在哪個到來波去除部進行處理，即、也可以基于識別出的到來波的時間來改變按照每個到來波去除部來進行作成及減法運算的復制信號。另外，到來波去除部45-1 45-3也可以基于識別出的到來波的接收功率來設定規(guī)定時間帶。即、也可以將全部接收信號按照到達時間的順序分割為B個，以使到來波中所包括的接收信號幾乎固定，并基于此來確定在哪個到來波去除部中進行處理，即、也可以基于識別出的到來波的接收功率來改變按照每個到來波去除部來進行作成及減法運算的復制信號。圖11 (a) 圖11 (c)是表示本發(fā)明第一實施方式相關的初次處理中的信道脈沖響應推定值和合成部46的圖。在此，對圖4所示的合成部46和圖6所示的步驟S4及步驟 S23的動作進行說明。且有，以下說明在合成部46中進行匪SE濾波器處理的情況。
首先，對初次的合成部46的動作進行表示。若采用頻率域表現(xiàn)接收信號，則接收信號R能如下式(4)進行表示。
[數(shù)學式4] w = ... (4) 在此，H"表示推定出的傳輸路徑的傳遞函數(shù)(transfer function)，若假設在保護
間隔(GI)內只存在到來波，則能用NWNc的對角矩陣來表示。且有，Nc是spread-OFCDM的子載波數(shù)。H~能如下式(5)表示。 [數(shù)學式5]
if =
(5)
:0168] :0169]
:0170] :0171]
來表示
:0172] :0173] :0174] :0175] :0176] :0177] :0178] :0179]
:0180] <formula>formula see original document page 16</formula>
式(4)中的S表示發(fā)送符號，如下式(6)所示，能用NW1的向量來表示。 [數(shù)學式6]
<formula>formula see original document page 16</formula>
同樣地，式(4)中的接收信號R、噪聲成分N，如下式(7)、式(8)，能用化*1的向: RT = (Rp R2，. [數(shù)學式8] NT = (Nn N2，. 且有，在式(6)
<formula>formula see original document page 16</formula>t來表示,
<formula>formula see original document page 16</formula>
式(8)中，用于上標的T表示轉置矩陣。若接收這種接收信號時，合成部46的輸出Y如下式(9)能用NWl的向 [數(shù)學式9] Y = WR (9)
合成部46基于信道脈沖響應推定值及噪聲功率推定值來確定匪SE濾波器系數(shù)W。在此，匪SE濾波器系數(shù)W如下式(10)能用Nc*Nc的對角矩陣來表示。 :0181][數(shù)學式IO] :0182] <formula>formula see original document page 16</formula> 而且，上述匪SE濾波器系數(shù)Wm的各要素，在頻率方向擴散時能用下式(11)來表示。在此，m為1 Nc(2或比2大的自然數(shù))。
[數(shù)學式ll]
<formula>formula see original document page 17</formula>
且有，在式(11)中的
[數(shù)學式12] 是多碼復用時來自其他碼的干擾成分，式(11)中的
[數(shù)學式13] 表示噪聲功率的推定值。另外，式(11)中的上標H表示Hamiltonian(共軛轉置)。
另外，上述的匪SE濾波器系數(shù)Wm的各要素在時間方向擴散時若假設能保持碼間的正交性，則能用以下的式(12)表示。
[數(shù)學式14]
F =_, … "2〉 " "好》好冊+ aw 且有，圖11(a) 圖11(c)表示在初次處理中通過圖7所示的傳輸路徑的信號被輸入到基于所述系數(shù)的合成部46的狀態(tài)。且有，圖11 (a)表示圖7所示的信道脈沖響應P1 P6，在橫軸上取時間，在縱軸上取接收功率。圖ll(b)表示利用頻率軸表現(xiàn)信道脈沖響應P1 P6的傳遞函數(shù)，在橫軸上取頻率，在縱軸上取接收功率。且有，在圖ll(b)中可知，在初次處理中頻率選擇性高(頻率軸方向上的功率變動激烈)。這種狀態(tài)如上述意味著在MC-CDM中在碼間正交性破壞并發(fā)生碼間干擾。接著，對反復時的合成部46的動作進行說明。首先，在反復解調時，如下式(13)能表示在第i個到來波去除部45-i中所使用的復制信號r'i。
[數(shù)學式15]
(13) 在此，h 表示只提取在第i個到來波去除部45-i中進行處理的到來波后的延遲
側面(profile) 。 s'是基于由上次糾錯譯碼得到的對數(shù)似然比入2計算出的復制信號。在
式(13)中的[數(shù)學式16] 表示巻積運算。因此，到來波去除部45-i的輸出即圖4的第i個到來波去除部45的輸出R i能如下式(14)來表示。
[數(shù)學式17]
<formula>formula see original document page 18</formula>
在此，A表示由復制的不確定性造成的誤差信號和熱噪聲成分。此時，合成部46的輸出Y，能如下式(15)來表示。
[數(shù)學式18]
<formula>formula see original document page 18</formula> 在此，復制信號能高精度地生成，若假設A中不包括復制的誤差造成的成分而只包括熱噪聲成分，則匪SE濾波器系數(shù)的部分矩陣能如下式(16)用對角矩陣表示。
<formula>formula see original document page 18</formula>
而且，向合成部46的輸入信號如后述頻率選擇性變少，由于成為接近平衰落(flat fading)狀態(tài)，故若假設也沒有多碼復用時的碼間干擾，則各要素能用下式(17)表示。[數(shù)學式20]
<formula>formula see original document page 18</formula>
且有，H'i，,m是第i'個到來波去除部中的第m個傳輸路徑的傳遞函數(shù)。另外，H'i，,邁H是H'i',邁的Hamiltonian。且有，在式(17)中也可以對分母的第一項乘以C,。 S卩、對于反復處理時向合成部46的輸入信號而言也可以利用下式(17')。
[數(shù)學式21]
<formula>formula see original document page 18</formula> 且有，在式(17)及式(17')中，也可以基于復制信號生成部28(圖3)輸出的復制信號s'(t)、傳輸路徑'噪聲功率推定部22(圖3)推定的信道脈沖響應推定值h (t)及接收信號r(t)來求出噪聲功率的推定值o ~N2。例如，將從接收信號r (t)中減去復制信號s' (t)和信道脈沖響應推定值h (t)的巻積后的結果的值作為噪聲功率的推定值。圖12(a) 圖12(g)是表示本發(fā)明第一實施方式相關的初次處理中的信道脈沖響應推定值和合成部46的圖。在圖12中示出在反復處理時通過了圖8 圖IO所示的傳輸路徑后的信號被輸入基于匪SE濾波器系數(shù)的合成部46的狀態(tài)。且有，在此，將到來波去除部的數(shù)目B設為3。且有，在圖12(a)、圖12(c)、圖12(e)中，在橫軸上取時間，在縱軸上取接收功率。另外，在圖12(b)、圖12(d)、圖12(f)中，在橫軸上取頻率，在縱軸上取接收功率。
合成部46在初次解調時利用式(11)或式(12)表示的匪SE濾波器系數(shù)Wm，在反復解調時利用式(17)表示的匪SE濾波器系數(shù)W' i,m。且有，圖12(a)、圖12(c)、圖12(e)與圖ll(a)同樣表示圖8 圖10所示的信道脈沖響應Pl P6。圖12 (b)、圖12 (d)、圖12 (f)表示利用頻率軸表現(xiàn)信道脈沖響應Pl P6的傳遞函數(shù)。且有，可知在圖12(b)、圖12 (d)、圖12(f)的反復處理時頻率選擇性低(頻率軸方向上的功率變動小)。這種狀態(tài)如前述意味著在MC-C匿中在碼間保持了正交性且難以發(fā)生碼間干擾。由此，通過進行反復處理，從而能起到與去除超過保護間隔(GI)的到來波的同時也能去除碼間干擾的影響的效果。圖13是表示本發(fā)明第一實施方式相關的傳輸路徑，噪聲功率推定部22(圖3)的結構的圖。傳輸路徑噪聲功率推定部22具備傳輸路徑推定部61、前同步碼復制生成部 62、噪聲功率推定部63。傳輸路徑推定部61利用接收信號中所包括的導頻信道(PICH)進行信道脈沖響應的推定。前同步碼復制生成部62利用由傳輸路徑推定部61求出的信道脈沖響應推定值和作為已知信息的PICH信號波形來作成導頻信道(PICH)的復制信號。噪聲功率推定部63通過取接收信號中所包括的導頻信道(PICH)部分和由前同步碼復制生成部62輸出的導頻信道(PICH)的復制信號的差分來進行噪聲功率的推定。
且有，作為傳輸路徑推定部61中的傳輸路徑推定方法，能夠使用利用RLS算法等基于最小均方誤差規(guī)范進行導出的方法、或利用頻率相關的方法等各種方法。
根據(jù)本發(fā)明第一實施方式相關的接收機200，由于到來波復制生成部41 (圖5)利用復制信號生成部28(圖3)作成的復制信號按照每個規(guī)定時間帶從接收信號r(t)中去除到來波，合成部46(圖4)合成按照該每個規(guī)定時間帶去除了到來波后的信號，解調部 50 (圖4)對該合成后的信號進行軟判定，故對去除了到來波后的信號能進行FFT (快速傅立葉變換)處理。另外，通過去除到來波，從而能對減少頻率選擇性后的信號進行解擴處理，能利用與碼數(shù)無關的運算量進行碼間干擾的去除。以下，對通過按照每次塊分割的反復處理來設定不同的塊分割數(shù)從而能改善特性的理由進行說明。圖14(a) 圖14(d)是對本發(fā)明第一實施方式相關的塊分割設定部81 (圖4)的處理進行說明的圖。該處理表示按照每次塊分割的反復處理來設定不同的塊分割數(shù)的情況的一個例子。在此，如圖14(a)所示，示出接收機200接收了 12路徑的多路徑P101 P112 的情況。在圖14(a) 圖14(d)中，在橫軸上取時間，在縱軸上取接收功率。
圖14(b)表示反復處理次數(shù)為第一次時的塊分割數(shù)為1的情況。在圖14(b)中，將路徑PIOI P112設定為塊Bll。圖14(c)表示反復處理次數(shù)為第二次時的塊分割數(shù)為3的情況。在圖14(c)中，將路徑P101 P104設定為i央B21，將路徑P105 P108設定為i央B22，將路徑P109 P112
19設定為塊B23。圖14(d)表示反復處理次數(shù)為第三次時的塊分割數(shù)為6的情況。在圖14(d)中，將路徑P101、P102設定為i央B31，將路徑P103、P104設定為i央B32，將路徑P105、P106設定為塊B33，將路徑P107、P108設定為塊B34，將路徑P109、P110設定為塊B35，將路徑Plll、 P112設定為塊B36。在本發(fā)明的第一實施方式中，通過對在接收機200中接收到的多路徑進行塊分割，如上述，通過在降低或抑制ISI和ICI的同時減小各塊中的延遲分散，從而能降低 MCI(Multi Code Interference :碼間干擾)。而且，對于該MCI而言，由于隨著塊分割數(shù)增大而各塊中的延遲分散變小，故能進一步降低MCI。另一方面，隨著進行塊分割時發(fā)生的分割誤差所引起的塊分割數(shù)增大而能限制特性的改善。在本實施方式中，為了進行塊分割，首先生成發(fā)送信號復制，基于生成的發(fā)送信號復制和信道脈沖響應推定值來生成與各塊對應的到來波復制。并且，通過從接收信號中減去生成的到來波復制，從而進行了塊分割。由此，由利用的發(fā)送信號復制的不確定性而發(fā)生了分割誤差。圖15(a) 圖15(c)是對本發(fā)明第一實施方式相關的效果進行說明的圖。圖
15(a) 圖15(c)在橫軸上取時間，在縱軸上取接收功率。圖15(a) 圖15(c)表示在對于
12路徑的多路徑P101 P112而言將塊分割數(shù)設為3時發(fā)生分割誤差的狀態(tài)。在圖15(a) 圖15(c)中，以塊B21中包括多路徑P101 P104的方式、以塊B22
中包括多路徑P105 P108的方式、以塊B23中包括多路徑P109 P112的方式分別設定
塊B21 B23的時間帶。例如，如圖15(a)所示，為了得到在塊B21中包括的到來波，從接收信號中減去基于塊B22及B23中包括的到來波和發(fā)送信號復制生成的到來波復制。若發(fā)送信號復制是理想的，則能完全去除塊B22及塊B23中包括的到來波，且只能得到塊B21中所包括的到來波。但是，在反復次數(shù)少的情況下，由于在發(fā)送信號復制中發(fā)生了不確定性，故發(fā)生由此引起的分割誤差。同樣地，如圖15(b)及圖15(c)所示，即使在塊B22及塊B23中也分別發(fā)生了分割誤差。并且，隨著該分割誤差增大對特性改善產(chǎn)生影響。圖16(a)、圖16(b)是對本發(fā)明第一實施方式相關的效果進行說明的圖。圖16(a)、圖16(b)在橫軸上取時間，在縱軸上取接收功率。圖16(a)表示對于12路徑的多路徑 P101 P112而言將塊分割數(shù)設為3時發(fā)生分割誤差的狀態(tài)。圖16(b)表示對于12路徑的多路徑P101 P112而言將塊分割數(shù)設為6時發(fā)生分割誤差的狀態(tài)。圖16 (a)的塊B22及B23的分割誤差與圖16 (b)的塊B33 B36的分割誤差相同。因此，若比較圖16(a)所示的塊分割數(shù)為3時的情況和圖16(b)所示的塊分割數(shù)為6時的情況，則只增大圖16(b)的塊B32的分割誤差的份額。 S卩、若復制的不確定性相同，則意味著隨著塊分割數(shù)增大而受到分割誤差的影響增大。且有，在圖15(a) 圖15(c)及圖16(a)、圖16(b)中，為了簡單而省略針對期望塊中包括的到來波的分割誤差。圖17是表示本發(fā)明第一實施方式中的分割數(shù)和特性之間的關系的圖表。在圖17 中，在橫軸上取分割數(shù)，在縱軸上取特性。另外，與分割誤差相對的特性由于分割誤差大小的不同而不同，相當于發(fā)送信號復制的可能性。如圖17所示，碼間干擾的特性根據(jù)分割數(shù)增加而減小。另一方面，與分割誤差相對的特性根據(jù)分割數(shù)增加而增加。即、無論分割誤差小還是大，該分割誤差都隨著分割數(shù)增加而增加。圖18是表示對于全部的反復處理固定了塊分割數(shù)的情況的特性的圖表。在圖18 中，在橫軸上取時間，在縱軸上取特性。在此，作為特性表示與碼間干擾相對的特性和與分割誤差相對的特性。如圖18所示，在塊分割數(shù)小為的情況下，雖然由某一反復處理中的分割誤差造成的特性劣化變小，但是即使在反復的情況下，由于MCI(碼間干擾)特性改善也變小。即、如分割數(shù)處的箭頭wl所示，雖然分割誤差在反復多次后從與當初分割誤差的曲線的交點(箭頭wl的末端處)開始直到與碼間干擾的曲線的交點(箭頭wl的前端處)得到改善，但是該特性改善卻較小。另一方面，在塊分割數(shù)大且為n3的情況下，雖然由于由碼間干擾造成的特性劣化小，故由于反復處理而期待的特性改善大，但是由于由某一反復處理中的分割誤差造成的特性劣化大且突發(fā)性錯誤的概率變高，故結果是反復處理后的錯誤率特性變差。即、在固定了塊分割數(shù)時，若比較設定較大塊分割數(shù)的情況和設定較小塊分割數(shù)的情況的特性，則即使在反復的情況下塊分割數(shù)大的情況下的特性也變差。即、如分割數(shù)n3處的箭頭wl所示，固定在分割數(shù)n3并反復多次后的分割誤差的改善，如圖箭頭w2所示未延伸到與碼間干擾的曲線的交點處，而被抑制在表示"固定在分割數(shù)n3并反復多次后的特性"的橫線處，如箭頭w3所示結束于此處。作為結果，特性比分割數(shù)為&時更差。因此，在本實施方式中，綜上考慮，以改善反復造成的特性為目的，對反復次數(shù)設定不同的塊分割數(shù)。圖19是表示設定了不同的塊分割數(shù)的情況下的特性改善的一個例子的圖表。在圖19中，在橫軸上取分割數(shù)，在縱軸上取特性。在圖19中按照塊分割數(shù)從小到大的順序記為 n3，隨著反復次數(shù)增多則設定塊分割數(shù)較大。在反復處理的布局中，雖然通過將塊分割數(shù)設為ni從而能抑制由分割誤差造成的特性劣化，但是從圖中的a點開始逐漸成為塊分割數(shù)為ni時得到的碼間干擾造成的b點的特性。因此，接著將塊分割數(shù)設為n2，繼續(xù)執(zhí)行反復處理。在將塊分割數(shù)設為n2后的c點的時刻，由于與塊分割數(shù)為時相比，發(fā)送信號復制的不確定性變小，故突發(fā)性錯誤的概率變低。因此，通過繼續(xù)反復處理，從而能改善到塊分割數(shù)為n2時得到的碼間干擾造成的d 點的特性。以下，同樣地通過較大設定塊分割數(shù)，從而能改善特性。即、下次將塊分割數(shù)設為n3來繼續(xù)進行處理。于是，對分割誤差能從e點改善到f點的特性。且有，各反復處理時的塊分割數(shù)的設定也可以不是由利用塊分割數(shù)得到的碼間干擾造成的特性。以上，通過對反復處理次數(shù)設定塊分割數(shù)，從而能改善特性。圖20是表示利用本發(fā)明第一實施方式相關的接收方法的情況下的計算機仿真的評價結果的一個例子的圖表。在圖20中，在橫軸上取反復處理次數(shù)，在縱軸上取數(shù)據(jù)包錯
21誤率。在圖20中，示出對反復處理次數(shù)全部設定相同塊分割數(shù)的情況和設定了不同塊分割數(shù)的情況下的數(shù)據(jù)包錯誤率特性。另外，在該計算機仿真中設定的塊分割數(shù)是利用按照每次反復處理次數(shù)來預先設定的。即、"+ "記號表示以將塊分割數(shù)固定為3的方式設定的情況下與反復處理次數(shù)相對的數(shù)據(jù)包錯誤率。"X"記號表示將塊分割數(shù)固定為6的情況。 "參"表示如下(圖21)設定為不同塊分割數(shù)的情況。在反復處理次數(shù)為8次的情況下，將塊分割數(shù)固定為6時的數(shù)據(jù)包錯誤率為0. 01。將塊分割數(shù)固定為3時的數(shù)據(jù)包錯誤率為 0.006。設定為不同塊分割數(shù)時為0.003。圖21是表示利用圖20的計算機仿真所設定的反復處理次數(shù)和塊分割數(shù)之間的關系的表。即、在圖20的計算機仿真下，在反復處理次數(shù)為1、2、3、4、5、6、7、8時，將塊分割數(shù) 設定為1、3、3、4、4、6、6、6。圖22是表示用于圖20的計算機仿真的主要仿真參數(shù)的表。如圖22所示，將子載波數(shù)設為768。另外，作為擴散率(頻率方向X時間方向)，利用了 16X1。另外，作為擴散碼，利用了 Walsh-Hadamard碼。另外，將多碼復用數(shù)設為12。另外，作為調制方式，利用QPSK。另外，作為糾錯碼，利用了 Turbo碼。另外，將編碼率設為3/4。另外，將約束長設
為4。另外，將數(shù)據(jù)包長設為3456比特。另外，作為MAP譯碼，利用MAX-log-MAP。另外，作為傳輸路徑，利用12波指數(shù)衰減瑞利衰落。另外，將保護間隔長設為
1.674iis。另外，將延遲分散設為1.61ii s。另外，將塊分割方法設為等時間。另外，將塊分割數(shù)設為3。由圖20可知，在本實施方式說明的按照每次反復處理設定不同塊分割數(shù)的情況下的特性與全部設定相同塊分割數(shù)的情況下的特性相比，得到了改善。且有，在以上的說明中，雖然示出通過基于碼間干擾和分割誤差以隨著反復處理次數(shù)增加而增大塊分割數(shù)的方式進行設定從而能改善特性，但是并不限定于此，代替碼間干擾也可以基于由符號間干擾、子載波間干擾、路徑分集增益等的塊分割而得到的增益 (分割增益)中的至少一種來設定塊分割數(shù)。例如，在符號間干擾或子載波間干擾的情況下，由于在塊分割后的各塊超過了保護間隔時，隨著塊分割數(shù)的增大而干擾變小，故由塊分割能得到增益。另外，關于路徑分集增益而言，由于隨著塊分割數(shù)增大而能夠精細地分離到來的路徑，故通過在合成部合成各塊的結果從而能得到路徑分集增益。另外，塊分割數(shù)相對反復處理次數(shù)可以不利用全部不同的數(shù)目也可以減小數(shù)目。例如，若發(fā)送信號復制的不確定性相同，則考慮適用于塊分割數(shù)小的一方能得到良好特性的情況等。在第一實施方式中，作為接收機200的一個例子，雖然說明了利用來自接收信號的軟判定結果進行取消(canceller)、復制生成、解調處理、譯碼處理的情況，但是也可以利用硬判定結果進行取消、復制生成、解調處理、譯碼處理。即、雖然利用了具備軟判定輸出部的MAP檢測部，但是也可以利用輸出硬判定值的檢測部，其中，軟判定輸出部作為從接收信號中解調QPSK、16QAM等的調制信號(比特分解)的解調處理部進行軟判定并輸出對數(shù)似然比。另外，也可以利用根據(jù)硬判定值生成發(fā)送信號的復制信號的復制信號生成部。而且，雖然利用了基于生成了軟判定值的復制信號去除到來波的到來波去除部，但是也可以利用基于由所述硬判定值生成的復制信號從接收信號中去除到來波的到來波去除部。這些在以后的實施方式中都相同。另外，在第一實施方式中，雖然在合成來自各到來波去除部的輸出時利用了作為線性合成的一個方法的匪SE合成，但是也可以利用ZF(ZeroForcing) 、MRC (Maximum Ratio Combining)等。另外，也可以利用非線性合成。另外，在第一實施方式中，雖然將各碼設為糾錯編碼的單位，但是也可以涉及多個碼進行糾錯編碼。另外，在第一實施方式中，雖然對將接收機200用于MC-C匿的情況進行了說明，但是也可以用于未實施OFDM (Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing :正交頻分復用)等的擴散處理的多載波信號。
(第二實施方式) 接著，對本發(fā)明的第二實施方式進行說明。在本實施方式中對以下的方法進行說明，通過基于發(fā)送信號復制的不確定性等按照每次反復處理來適應性地設定塊分割數(shù)，從而既能抑制由進行塊分割時發(fā)生的復制的不確定性所引起的分割誤差，又能降低MCI(碼間干擾)、改善特性。由于第二實施方式的發(fā)送機及接收機的結構與第一發(fā)送機100 (圖1)及接收機
200(圖3)的結構幾乎相同，故省略該說明。另外，對于第二實施方式與第一實施方式相同
的部分省略這些說明，只對第二實施方式與第一實施方式不同點進行說明。第二實施方式其在接收機(圖3)的信號檢測部(圖4)進行的處理與第一實施方
式不同。圖23是表示本發(fā)明第二實施方式相關的接收機的信號檢測部90的結構的概略框圖。與第一實施方式相關的接收機200(圖3)的信號檢測部23不同在于對信號檢測部90 的塊分割設定部91的輸入及處理。在本實施方式中利用的塊分割設定部91中輸入從復制信號生成部28 (圖3)輸出的復制信號s' (t)和從傳輸路徑噪聲功率推定部22(圖3)輸出的信道脈沖響應推定值 h (t)。在塊分割設定部91中，基于輸入的復制信號s' (t)和信道脈沖響應推定值h (t) 來求出發(fā)送信號復制的不確定性。在此，作為求出發(fā)送信號復制的不確定性的方法，例如能基于復制信號的可靠度信息求出。在此，作為復制的可靠度信息，也可以利用輸入的復制信號的似然度。即、由于似然度自身成為表示各比特的可能性(該比特為1或0的概率)的值，故由此能求出不確定性。另外，作為復制的可靠度信息，也可以利用從接收信號中減去進行了輸入的復制信號和信道脈沖響應推定值的巻積運算后的結果的值。由此，能求出用圖15的虛線示出的分割誤差的統(tǒng)計。另外，作為用于求出發(fā)送信號復制的不確定性的復制信號，也可以利用軟判定輸出部輸出的對數(shù)似然比或糾錯譯碼部輸出的對數(shù)似然比。基于塊分割設定部91求出的發(fā)送信號復制的不確定性，設定塊分割設定值，并輸入到塊分割部82。在塊分割部82中，基于輸入的塊分割設定值進行塊分割。按照每次反復處理進行以上的處理。且有，按照每次反復處理在塊分割設定部91中設定的塊分割設定值的設定方法，例如也可以利用如下的方法等，可以預先設定與發(fā)送信號復制的不確定性對應的塊分割數(shù)，在由反復處理改善的發(fā)送信號復制的不確定性改善大小變得比規(guī)定值小的情況下，變更塊分割數(shù)。通過利用第二實施方式中說明的方法按照每次反復處理來適應性地設定塊分割數(shù)，從而能根據(jù)分割誤差有效地改善特性。圖24是對本發(fā)明第二實施方式相關的效果進行說明的圖。在圖24中，橫軸表示分割數(shù)，縱軸表示特性。圖24表示基于按照每次反復處理得到的分割誤差和碼間干擾來按照每次反復處理適應性地設定合適的塊分割數(shù)時的特性改善的狀態(tài)。在圖24中，將反復次數(shù)設為7，將用于各反復處理的塊分割數(shù)設為ni n7，用#1 #7表示在利用設定的各塊分割數(shù)時與各反復中得到的分割誤差的塊分割數(shù)相對的特性。在第一次反復處理中，利用塊分割數(shù)r^進行反復操作，并基于此時的分割誤差來設定第二次反復處理的塊分割數(shù)。以下，同樣地進行反復處理。且有，在圖24的說明中，由于按照每次反復處理發(fā)送信號復制的不確定性減小且分割誤差變小，故雖然通過增大塊分割數(shù)而特性改善了，但是并不限定于此。例如，通過進行了反復處理，也可以在與前一次的反復處理的分割誤差相比分割誤差增大等情況下減小塊分割數(shù)。(第三實施方式) 接著，對本發(fā)明的第三實施方式進行說明。在本實施方式中，在按照每次反復處理來適應性地設定塊分割數(shù)的情況下，對塊分割數(shù)的設定方法進行說明。由于第三實施方式的發(fā)送機和接收機的結構與第一發(fā)送機100 (圖1)和接收機 200(圖3)的結構幾乎相同，第三實施方式相關的接收機的信號檢測部的結構與第二實施方式相關的信號檢測部90(圖23)幾乎相同，故省略這些說明。另外，對第三實施方式與第一實施方式或第二實施方式相同的部分省略這些說明，只對第三實施方式與第一實施方式或第二實施方式不同的地方進行說明。第三實施方式在接收機的信號檢測部90 (圖23)中進行的處理與第二實施方式不同。在本實施方式中，在塊分割設定部91中基于各反復處理所期待的特性改善的大小來設定塊分割數(shù)。圖25是表示本發(fā)明第三實施方式相關的塊分割數(shù)的設定方法的一個例子的圖。在圖25中，在某反復處理中通過塊分割數(shù)r^特性改善到a點，并對下一反復處理中利用的塊分割數(shù)進行設定的情況進行說明。首先，基于在塊分割設定部91中求出的發(fā)送信號復制的不確定性來求出a點的分割誤差。接著，基于與求出的分割誤差的塊分割相對的特性和碼間干擾，以所期待的特性改善的大小成為規(guī)定值的方式設定塊分割數(shù)。例如，如圖25所示，若將下一反復處理中利用的塊分割數(shù)設為n2，則在a點得到的分割誤差，塊分割數(shù)化時的特性成為b點，通過反復處理能從b點改善到c點。S卩、在下一反復處理中，利用塊分割數(shù)化時所期待的特性改善大大小變?yōu)閎e點間。
也可以將該be點間設為所期待的特性改善的大小，也可以將ac點間設為所期待的特性改善的大小。例如，若在a點時刻將下一反復處理的分割數(shù)設為rv則由于與此時的分割數(shù)相對的碼間干擾所期待的特性為c點，故a點與c點之間變?yōu)樗诖母纳屏俊?
且有，雖然所述規(guī)定值可以預先設定，也可以以分割誤差或碼間干擾等為基準來求出，還可以以反復次數(shù)等為基準來求出，但是并不限定于此。代替碼間干擾，也可以基于由符號間干擾、子載波間干擾、路徑分集增益等的塊分割得到的增益(分割增益)中的至少一種來設定塊分割數(shù)。例如，在符號間干擾或子載波間干擾的情況下，在塊分割后的各塊超過保護間隔時，由于隨著塊分割數(shù)增大而干擾減小，故通過塊分割能得到增益。另外，關于路徑分集增益而言，由于隨著塊分割數(shù)增大而能精細地分離到來的路徑，故通過在合成部中合成各塊的結果，從而能得到路徑分集增益。另外，也可以通過EXIT(EXtrinsic Information Transfer)曲線圖求出所期待的特性改善的大小。由于通過利用第三實施方式能選擇更合適的塊分割數(shù)，故能進一步有效地改善特性。且有，本實施方式相關的結構也可適用于第一實施方式中的結構。S卩、在本實施方式中，雖然對按照各反復處理來適應性地設定塊分割數(shù)情況下的塊分割數(shù)的設定方法進行了說明，但是也可以以在塊分割處理前設定全部的塊分割數(shù)的情況下的塊分割數(shù)為設定的基準來加以利用。且有，在以上說明的實施方式中，也可以將用于實現(xiàn)發(fā)送機100(圖1)或接收機 200(圖3)的功能的程序記錄在計算機可讀取的記錄介質中，將被記錄在該記錄介質中的程序讀入計算機系統(tǒng)，并通過執(zhí)行該程序來進行發(fā)送機100或接收機200的控制。且有，這里所說的"計算機系統(tǒng)"包括OS或外圍設備等的硬件。另外，所謂"計算機可讀取的記錄介質"是指軟盤、光磁盤、ROM、 CD-ROM等可攜帶介質、內置于計算機系統(tǒng)內的硬盤等的存儲裝置。而且，"計算機可讀取的記錄介質"是指包括如下的介質如在經(jīng)由因特網(wǎng)等的網(wǎng)絡或電話線路等的通信線路來發(fā)送程序的情況下的通信線路這樣的在短時間內動態(tài)地保持程序的介質、和如此時成為服務器或客戶端的計算機系統(tǒng)內部的易失性存儲器這樣的在一定時間內保持程序的介質。另外，上述程序也可以是用于實現(xiàn)上述功能的一部分的程序，還可以通過與已經(jīng)將上述功能記錄在計算機系統(tǒng)中的程序的組合來實現(xiàn)。以上，參照附圖對本發(fā)明的實施方式進行了詳細敘述，但是具體的結構并不限定于本實施方式，不脫離本發(fā)明宗旨的范圍的設計等也包括在請求保護的范圍中。 [O304](產(chǎn)業(yè)上的可利用性) 本發(fā)明適用于能減少接收機解調從發(fā)送機接收到的信號時的運算量的接收機及接收方法等。
權利要求
一種接收機，具備傳輸路徑推定部，其根據(jù)接收信號求出信道脈沖響應推定值；復制信號作成部，其基于接收信號作成發(fā)送信號的復制即復制信號；時間帶設定部，其對分割所述信道脈沖響應推定值的時間帶進行設定；接收信號提取部，其利用所述復制信號作成部作成的復制信號來提取所述時間帶設定部設定的各時間帶的接收信號；合成部，其反復進行對所述接收信號提取部提取出的各時間帶的信號進行合成的處理；和解調處理部，其對所述合成部合成后的信號進行解調處理，由至少一次所述反復處理所設定的時間帶的數(shù)目不同。
2. 根據(jù)權利要求l所述的接收機，其特征在于，所述接收信號提取部具備到來波復制生成部，其基于接收信號的傳輸路徑推定值即信道脈沖響應推定值、所述復制信號作成部作成的復制信號、及所述時間帶設定部設定的時間帶來生成各時間帶的到來波的復制；禾口減法運算部，其通過從接收信號中減去所述到來波復制生成部生成的各時間帶的到來波的復制來提取所述時間帶設定部設定的時間帶的接收信號。
3. 根據(jù)權利要求l所述的接收機，其特征在于，所述時間帶設定部按照隨著反復處理的次數(shù)增加而所述時間帶的數(shù)目不變或增加的方式進行設定。
4. 根據(jù)權利要求l所述的接收機，其特征在于，所述時間帶設定部基于所述信道脈沖響應推定值來設定所述時間帶的數(shù)目。
5. 根據(jù)權利要求l所述的接收機，其特征在于，所述時間帶設定部按照每次所述反復處理來適應性地設定所述時間帶的數(shù)目。
6. 根據(jù)權利要求5所述的接收機，其特征在于，所述時間帶設定部基于所述復制信號作成部作成的復制信號的似然度來設定所述時間帶的數(shù)目。
7. 根據(jù)權利要求5所述的接收機，其特征在于，所述時間帶設定部基于所述復制信號作成部作成的復制信號的可靠度信息來設定所述時間帶的數(shù)目。
8. 根據(jù)權利要求7所述的接收機，其特征在于，所述可靠度信息是根據(jù)所述復制信號作成部作成的復制信號、所述信道脈沖響應推定值、及所述接收信號求出的分割誤差。
9. 根據(jù)權利要求8所述的接收機，其特征在于，所述時間帶設定部基于所述分割誤差和分割增益來設定所述時間帶的數(shù)目。
10. 根據(jù)權利要求9所述的接收機，其特征在于，所述分割增益是基于符號間干擾、子載波間干擾、及路徑分集增益中的至少一種決定的。
11. 根據(jù)權利要求9所述的接收機，其特征在于，所述接收機還具備對多碼復用后的信號進行分離的解擴部，所述分割增益是基于碼間干擾、符號間干擾、子載波間干擾、及路徑分集增益中的至少一種決定的。
12. —種接收方法，執(zhí)行以下過程傳輸路徑推定過程，根據(jù)接收信號求出信道脈沖響應推定值；復制信號作成過程，基于接收信號作成發(fā)送信號的復制即復制信號；時間帶設定過程，對分割所述信道脈沖響應推定值的時間帶進行設定；接收信號提取過程，利用在所述復制信號作成過程中作成的復制信號來提取在所述時間帶設定過程中設定的各時間帶的接收信號；合成過程，反復進行對在所述接收信號提取過程中提取出的各時間帶的信號進行合成的處理；和解調處理過程，對在所述合成過程中合成后的信號進行解調處理，由至少一次所述反復處理所設定的時間帶的數(shù)目不同。
全文摘要
本發(fā)明提供一種接收機及接收方法。其中，接收機具備根據(jù)接收信號求出信道脈沖響應推定值的傳輸路徑推定部、基于接收信號作成發(fā)送信號的復制即復制信號的復制信號作成部、對分割信道脈沖響應推定值的時間帶進行設定的時間帶設定部、利用復制信號作成部作成的復制信號來提取時間帶設定部設定的各時間帶的接收信號的接收信號提取部、反復進行對接收信號提取部提取出的各時間帶的信號進行合成的處理的合成部、和對合成部合成后的信號進行解調處理的解調處理部；其中，由至少一次反復處理所設定的時間帶的數(shù)目不同。
文檔編號H04B1/707GK101796754SQ20088010505
公開日2010年8月4日申請日期2008年9月5日優(yōu)先權日2007年9月5日
發(fā)明者吉本貴司, 山田良太, 示澤壽之申請人:夏普株式會社

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