專利名稱：遞歸時間頻率信道估計的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及用于估計諸如(但不限于)正交頻分復用(OFDM)傳輸?shù)亩噍d波傳輸 的信道的方法、設備和計算機程序產品。
背景技術：
在例如OFDM系統(tǒng)的多載波系統(tǒng)中，信道估計方案用于對接收的信號進行相干檢 測。OFDM基于頻分復用(FDM)的調制技術。OFDM技術通過具有彼此正交的子載波而有別 于傳統(tǒng)的FDM。OFDM系統(tǒng)中所使用的調制技術有助于克服頻率選擇性信道的影響。頻率選 擇性信道在所發(fā)射的信號經歷多路徑環(huán)境時發(fā)生。信道估計的目的是估計針對每個0FDM符號的時變信道頻率響應?？梢酝ㄟ^使用 頻域中分散的參考符號(導頻音)來估計信道。由于參考符號還分散在時域中，所以需要 在時域和頻域這兩個維度中估計信道。信道還可以由其沖擊響應代替其頻率響應來表示， 并且可以對該沖擊響應的時變行為進行追蹤。為了追蹤信道頻率響應，使用具有參考符號 的子載波來為在0FDM符號處不具有參考符號的子載波尋找信道估計值。首先，在頻率方向 上基于具有參考符號的所有子載波對信道進行估計。其次，通過在時域中的已知估計值之 間進行內插來尋找每個0FDM符號的頻率響應。備選地，該順序可以顛倒，以便在第一步驟 執(zhí)行時間處理，而在第二步驟執(zhí)行頻率處理?？梢酝ㄟ^多種方式來執(zhí)行基于信道估計值的內插，例如，通過相鄰參考符號(例 如，導頻音)之間的簡單線性內插，或者通過將多項式函數(shù)(例如，通過最小二乘方法)擬 合到經過抽樣的信道傳遞函數(shù)。即使基于簡單線性內插的信道估計易于計算，但在具有高 頻選擇性的信道中往往表現(xiàn)不佳。更先進的方法是應用Wiener濾波(或者線性最小均方 誤差(LMMSE))，其依賴于要估計的底層信道傳遞函數(shù)的某些統(tǒng)計特征(例如，參見Hoeher， P. 、Kaiser, S.禾口 Robertson, P.的"Two-dimensional pilot-symbol-aided channel estimation by Wienerf iltering”，聲學、語音和信號處理，1997，ICASSP-97.，1997IEEE 國 際會議，第3卷，1997年4月21-24日，第1845-1848頁)。然而，此方法往往會對甚至中等 大小的導頻集都變得不易計算。同樣，與延遲(轉換)域信道估計相關聯(lián)的頻域平滑矩陣 往往會在計算上變得棘手，或者對于實際用途而言太大而無法存儲。因此，在實際實現(xiàn)中，為了減少信道估計器的計算復雜度以及減小用于存儲預先 計算的濾波器的存儲器(例如，參見US20050105647A1)，通常采用滑動窗口方式。然而，在 信道估計器的性能開始下降之前，關于可以將此滑動窗口做得多小存在著限制。這也就意 味著估計器的處理增益的上限由窗口的大小來限制。因此，在具有大相干帶寬和/或大相 干時間的信道中，這些估計器將由窗口大小而不是該信道的特性來限制。

發(fā)明內容
因此，本發(fā)明的目的是提供用于時間頻率信道估計的低復雜度方法。此目的通過如下方法來完成，包括
通過將估計值的內插或外插或者平滑分成頻域部分和時域部分，來執(zhí)行針對多 載波傳輸?shù)男诺拦烙嫞?針對所述頻域部分和所述時域部分使用相應的遞歸濾波器；以及 調整至少一個所述遞歸濾波器以適應于所述多載波傳輸?shù)男诺罓顩r。此外，上述目的通過包括信道估計單元的設備來實現(xiàn)的，該信道估計單元通過將 估計值的內插或外插或者平滑分成頻域部分和時域部分來估計多載波傳輸?shù)男诺?，其中?述信道估計單元配置用于針對所述頻域部分和所述時域部分使用相應的遞歸濾波器，以及 其中調整至少一個所述遞歸濾波器以適應于所述多載波傳輸?shù)男诺罓顩r。相應地，內插、外插和平滑中的至少一個被分成頻域部分和時域部分。為頻域部分 和時域部分提供相應的遞歸濾波器或者遞歸濾波操作，其適于該信道狀況。此解決方案提供了用于在多載波收發(fā)器系統(tǒng)(諸如基于OFDM的收發(fā)器系統(tǒng))中 執(zhí)行信道估計的計算有效方法。在典型的基于OFDM的收發(fā)器系統(tǒng)中，信道傳遞函數(shù)在已知 為導頻位置的給定時間頻率位置集處進行抽樣。繼而信道估計器的任務是鑒于導頻位置 處的抽樣值，推出時間頻率網格中某些其他位置處的整個信道傳遞函數(shù)。所提出的計算有 效方法可以用于信道傳遞函數(shù)的平滑或者內插或外插。在特定示例中，所提出的濾波可以 借助于具有適于信道狀況的復數(shù)值系數(shù)的無限沖擊響應(IIR)多相內插濾波器來完成。此外，所提出的信道估計對于信號質量(例如，信噪比(SNR))中等或不佳的接收 情況而言是有利的。在這些情況下，計算資源可以(從在其他情況下計算密集的內插和/ 或重建濾波器)被釋放并且得到利用，例如，以用于使用數(shù)據輔助方法(例如，基于重新編 碼的解調信息比特的迭代信道估計)來改進信道估計的質量。該估計值可以是從預定導頻位置處的原始信道估計值導出的。原始估計值可以經 受平滑，繼而可以在平滑后的原始估計值上執(zhí)行內插或外插。平滑可以包括原始信道估計 器的前向遞歸平滑。此外，遞歸濾波器是無限沖擊響應多相濾波器。頻域部分的遞歸濾波器可以配置 成具有復數(shù)值濾波器系數(shù)。調整可以包括從信道改變率和信道質量參數(shù)中的至少一個導出頻域部分的遞歸 濾波器的遺忘因子。該遺忘因子可以在信道改變率和信道質量參數(shù)中至少一個方面被參數(shù) 化。另外，調整可以包括從相干時間和信道質量參數(shù)中的至少一個導出時域部分的遞 歸濾波器的遺忘因子。在特定示例中，可以向時域部分的遞歸濾波器提供至少一個第一遺忘 因子和第二遺忘因子，其中至少一個第一遺忘因子可以用于在一個傳輸方向中的、沒有被其 他傳輸方向中的傳輸周期分隔的估計值之間以進行平滑，并且至少一個第二遺忘因子可以用 于在一個傳輸方向中的、被其他傳輸方向中的傳輸周期分隔的估計值之間進行平滑。考慮到時間相關相位改變和/或增益改變，可以在時間濾波信道估計值上執(zhí)行時 域中的內插或外插。進一步的優(yōu)勢改進將在從屬權利要求中定義。


在下文中，本發(fā)明將基于實施方式并參考附圖更詳細地進行描述，其中
圖1示出了指示改變用于提取信道估計所使用信號部分的滑動窗口的時序的影 響的示意圖；圖2示出了指示根據實施方式的、遞歸信道估計的平滑效果(左圖)和內插效果 (右圖)的復合圖；圖3示出了預先FFT時序調整對信道估計的影響的圖示；圖4示出了根據第一實施方式的、多載波接收器部分的示意性框圖；圖5示出了根據第二實施方式的、基于軟件實現(xiàn)的示意性框圖；圖6示出了根據第三實施方式的、信道估計過程的流程圖；圖7示出了多載波收發(fā)器系統(tǒng)的TDD操作模式的示例；以及圖8示出了根據第四實施方式的、信道估計平滑過程的流程圖。
具體實施例方式現(xiàn)將基于OFDM收發(fā)器系統(tǒng)來描述各種實施方式，該系統(tǒng)作為其中可以實現(xiàn)本發(fā) 明的收發(fā)器或接收器系統(tǒng)的特定示例。根據以下所描述的實施方式，提供了信道估計過程和設備，其可以采取自適應遞 歸濾波(例如，基于無限沖擊響應(IIR)的濾波)而得到增強。這使得信道估計器能夠 有效地合并來自大窗口的抽樣，而不產生計算復雜度上或存儲濾波器系數(shù)所需的存儲器的 大的增長。遞歸估計或追蹤的這些益處還可以通過使用如最小均方(LMS)、遞歸最小二乘 (RLS)和Kalman濾波的自適應方法來獲得。然而，結合信道估計，這些方法通常已經用于追 蹤延遲域中信道的時間演進。然而，根據實施方式，在頻域和時域中都應用遞歸濾波。根據 Wiener原理，用于頻率處理的最佳濾波器由于功率延遲剖面(PDP)的非對稱性而通常趨向 于具有復數(shù)值濾波器系數(shù)，其按照定義是正過量延遲的函數(shù)?；谶@一事實，已經提出了在 頻率內插之前旋轉經快速傅里葉變換(FFT)處理過的信號。這可以認為是第一階近似，其 捕獲線性相位改變(作為頻率的函數(shù))，并且其歸因于所關注的傳輸信道的平均群組延遲。 在相位響應不夠接近第一階的情況下，應當考慮相位響應中的更高階交互。此外，在OFDM 接收器的實際實現(xiàn)中，通常具有時序循環(huán)，其確保選出所接收信號的正確部分以用于進一 步的處理。非常簡單的后置FFT時序估計器可以是基于單路徑(PDP)假設的。實際上， 這樣不復雜的時序估計器被配置用于評價連續(xù)子載波之間的相位改變，繼而移動窗口 以便使相位改變實際上為0。因此，測量的相位響應總是可以表述為歸因于純延遲 的(線性)相位改變和歸因于信道的時間散布的(通常是非線性)相位響應之和。因 此，作為應用不復雜的時序估計器的第二效果，可以將線性項從信道相位響應中移 除。為了對此進行闡明，假設具有均勻PDP的示例，其中給定最大過量延遲、ax，即
Tmax( 1 )現(xiàn)在，假設面對真實延遲d，給出與所觀察信道相關聯(lián)的頻率相關函數(shù)Rvbsemd (A/) = sinc(A/ir 耀)exp(- jT^ft 飄)exp(- jln^fd)

(2)繼而給出不復雜的(單路徑)時序估計值 因此，在這種情況下，使用不復雜的時序估計器所提供的時序估計值有效地將所 觀察到的(后時序調整)相位響應提供為0。顯然，上述性質對于任何可旋轉對稱PDP而言 都是成立的，因為對應的頻率相關函數(shù)總是可以寫作實數(shù)值函數(shù)乘以旋轉相量(phasor)。 因此，使用不復雜的時序估計器來選取用于進一步處理的信號往往會減少信道估計的復雜 度，以作為第二效果。此效果不用對信道的頻率相關函數(shù)做顯式參考便可以獲得。這與之 前的解決方案(例如，US20060239178A1)相反，其中最優(yōu)時序窗口作為繼而需要確定的延 遲擴展的函數(shù)明確地給出。此外，信道傳遞函數(shù)的相位響應通常是子載波間隔的非線性函數(shù)，這也就意味著 純旋轉不足以提供最優(yōu)內插實數(shù)值函數(shù)。圖1示出了作為移動滑動窗口 20的時序的結果，即，作為在FFT映射之前選取所 接收信號30的不同部分的結果，設想的PDP以及因此相位在子載波之間如何變化。畫面的上面一行(行A)示出了選取信號段以由FFT處理的三個不同選擇。畫面的 中間一行(行B)示出了在使用三個不同信號段時，信道PDP被如何觀察到。畫面的下面一 行(行C)描繪了關于信道傳遞函數(shù)(CTF)的相位如何在子載波&與之間改變(其中& <f)的三種不同的時序定義。出于說明的目的，將在子載波頻率f。處的CTF的相位定義為 “0”。圖1示出了在FFT處理之前被選取的信號段對設想的CTF的行為有明顯的影響。這 也就意味著信道估計器的復雜度將依賴于滑動窗口 20選取以供進一步處理的信號段。右 邊列示出了將信號段/時序設置在兩個連續(xù)子載波之間CTF相位改變幾乎為“0”(平均) 的位置的情況。實際上，這對應于在接收器中使用不復雜的時序估計器的情況。針對OFDM收發(fā)器系統(tǒng)的多數(shù)基于內插的信道估計器的出發(fā)點是，在給定時間頻 率位置集合處評價的CTF抽樣(摻噪)集合，其中Q表示感興趣的整個時間頻率網 格。通常，這些抽樣在給定的時間頻率位置S處通過發(fā)射接收器側已知的星座點(所謂的 “導頻”)的集合來獲得。在于時間t處的OFDM符號的FFT處理之后，獲得所接收的信號rt, f，其中f 表示子載波索引。獲得在導頻位置(t，f)處的信號傳遞函數(shù)的(摻噪)抽樣ht,f 的一種方法是對于所有(t，f) G S，用所接收的信號rt,f除以相關聯(lián)的導頻值pt,f，即，ht, f = rt, f/pt, f。下面假設信道傳遞函數(shù)的摻噪抽樣(ht, f) (t, f)es(稱作“原始信道估計值”) 的集合已經用某些方式獲得。鑒于在導頻位置S處的原始信道估計值(ht,f)(t,f)es，現(xiàn)在 針對感興趣的整個時間頻率網格Q估計信道傳遞函數(shù)。這還包括改進在導頻位置處的信 道傳遞函數(shù)的摻噪估計值。下面，將用于頻率處理的IIR濾波描述為遞歸濾波的示例。出發(fā)點是Wiener濾波 或LMMSE問題，即，鑒于所觀察抽樣的向量v，要找到線性映射(或者權重的組合)，其在MSE
意義上是最好的估計值即， 以下給出此問題的解 其中hf表示在頻率f 處的真實信道傳遞函數(shù)。在標準Wiener濾波器中，所觀察抽 樣的向量包含所有原始信道估計值，該原始信道估計值可用于當前導頻符號。用于減小標 準Wiener濾波器復雜度的方法是以滑動窗口方式來僅處理原始信道估計值的有限集合。 然而，在該實施方式中，提出用先前的信道估計值和原始信道估計值來組成觀察向量。例如，基于在頻率f_l處的信道估計值&一,和在頻率f處的原始信道估計值&，在
頻率f處估計信道傳遞函數(shù)。在這種情況下，以下給出用于在頻率f處估計信道的所觀察 抽樣的向量 其中iIh CN(0，o M2)和e f CN(0，o 2)分別是與在頻率f_l處的信道估計 值和測量噪聲相關聯(lián)的預測誤差?，F(xiàn)在，評價用于計算LMMSE解所需的足夠統(tǒng)計。更具體 地，這些是觀察之間的相關性
以及觀察與真實信道傳遞函數(shù)之間的相關性，
其中信道頻率相關函數(shù)由以下定義
因此，以下給出在這種情況下的最優(yōu)組合權重 注意，由于頻率相關性增加(相當于信道趨向于變得較少頻率選擇性)，估計器趨 向于將更關注平滑后的估計值(而不太關注原始信道估計值)。最佳組合權重提示了 LMMSE 解的某些重要特征。實質上，先前估計的信道估計值的相位應當改變的量對應于頻率相關 性的相位。值得注意的是此相位改變僅對第一迭代是最優(yōu)的，因為最優(yōu)相位改變實際上是 隨著遞歸估計值進行的整個頻率相關函數(shù)的函數(shù)。基于上述發(fā)現(xiàn)，可以將原始信道估計器 的前向遞歸平滑表示為 其中，以下可以給出前向遞歸的基準情形
同樣，可以獲得后向平滑遞歸的集合，如下
NN
K十名 其中0 < X i < 1并且Z岑
(12)
(13)
(14)
其中，以下給出后向遞歸的基準情形 咬-i= 并且P表示OFDM符號中可用原始信道估計值的數(shù)量。最終信道估計值繼而可以 評價為兩個信道估計值的某個函數(shù)，例如(并不排他)，兩個估計值的平均值
(15) 現(xiàn)在，描述所提出的信道估計器的頻率內插部分。如上文所述，可以在原始信道估
計值已經經過了 IIR濾波之后執(zhí)行此部分。這意味著可以在平滑后的信道估計值上執(zhí)
行內插步驟?，F(xiàn)在，考慮一個示例性內插步驟，其中僅兩個最近周圍平滑后的信道估計值用 于計算CTF。然而，對于本領域技術人員容易理解如何將此示例擴展至更高階的內插。出發(fā) 點還是針對預測問題的LMMSE解
(16〉 其中~是在頻率f處的估計的CTF，‘和&表示平滑后的信道估計值，h0和、表示 真實(但未知)的CTF，以及￡(|和表示平滑后的信道估計值的估計噪聲。繼而以下給 出最優(yōu)的組合權重
其中o 2現(xiàn)在表示估計誤差的方差。作為完整性檢查，假設已經獲得了平滑后的
道估計值，即，假設o2 = 0(沒有估計噪聲)。進一步假設平滑后的信道估計值的兩個估
計值不完全相關，即|R(1)| <1。繼而，最優(yōu)組合向量直接變成 數(shù)
(18)
其中，也就意味著 (19)
現(xiàn)在，假設信道包括延遲了 d秒的單個路徑。在這種情況下，以下給出頻率相關函其中，也進而意味著可以將最優(yōu)組合向量表示為 在平滑后的信道估計值已經被估計沒有任何噪聲的情況下，最優(yōu)組合向量變成 ,exp{j2mif)、 因此，在單個延遲路徑并且沒有估計噪聲的情況下，將在頻率f 處的內插信道估 計值給出為以下二者的平均值改變了 _2 Ji df的&相位和改變了 2 Ji d(l-f)的、相位。 這是所期待的，因為此組合器將在給定可用數(shù)據的情況下實現(xiàn)可能的最大處理增益。圖2示出了復合圖，其給出了根據各種實施方式的、上文所述基于所提出IIR的信 道估計器的平滑(左圖)和內插(右圖)。在此示例性情況中，該IIR濾波器是2階的，即， 二階濾波器。圖2中，假設CTF的變元在導頻位置處采用整數(shù)值。這意味著在左圖(平滑)中 只考慮整數(shù)值變元，但在右圖(內插)中在非整數(shù)變元處對CTF進行估計。左圖示出了兩 個先前經過平滑的信道估計值(在頻率f_l和f_2)如何與在頻率f處的原始信道估計值 進行組合，以便獲得頻率f 處的前向平滑后的信道估計值。右圖示出了兩個最近周圍平滑 后的信道估計值(這里假設位于頻率0和1)如何用于在頻率f處估計CTF。現(xiàn)在，描述了函數(shù)族，其可以用于根據信道狀況調整IIR濾波器。如早先已提到 的，最優(yōu)(在MSE意義上)頻率估計的Wiener或LMMSE解是頻率相關函數(shù)和SNR的函數(shù)。 下面考慮第一階IIR濾波器的示例性情況。然而，本領域技術人員明了如何將這些原理應 用于更高階的IIR濾波器，例如，之前段落描述的IIR濾波器。通常認為前向和/或后向平滑IIR濾波器給出如下
f G導頻位置 其中Af表示導頻間隔。如上文所述，相位改變的一個選擇可以是e1 = ZR(Af)。形式上，此選擇對于信道包括單個延遲路徑的情況是最優(yōu)的。因此，第一步是驗 證此選擇還可以應用于信道具有非0延遲擴展的情況。最初，可以將CTF的頻率改變率I定義為
其中A f表示導頻子載波之間的頻率間隔，并且T rfflS表示rms延遲擴展。雖然在SNR非常低的情況下似乎存在某些不同，但確實可以通過使用信道改變率 的真實值來獲得最小MSE。對于高信道改變率，最小MSE變得更明顯，并且在這種情況下，在 真實信道改變率與IIR濾波器中所使用的信道改變率之間似乎存在良好的一致。現(xiàn)在，將最優(yōu)遺忘因子\作為SNR和信道改變率I的函數(shù)導出。這里，可以使用 近似值e1=ZR(Af)，這意味著鑒于信道改變率的知識，相位變化被假設為是已知的?？?以看出，最優(yōu)遺忘因子的值傾向于隨著信道改變率的增加而減小。同樣地，最優(yōu)遺忘因子傾 向于隨著SNR的增加而減小。在頻率相關R(Af)趨近于0的情況下，可以預料到將先前估計的信道估計值與 新的觀察進行組合的增益將傾向于消失。在這種情況下，可以預料到最優(yōu)濾波器將由經典 LMMSE解給出，即 將此解解譯成\的定義意味著在這種情況下，可以預料到，在信道改變率趨于 最小極限的時候，遺忘因子、趨近于 可見，對于非常高的延遲擴展，在仿真找到的最優(yōu)遺忘因子與預測的遺忘因子之 間有良好的一致性。現(xiàn)在剩下的是在SNR和信道改變率兩個方面來參數(shù)化最優(yōu)遺忘因子。此想法是將SNR修正成有效的濾波器SNR，該SNR是用于在IIR濾波器中設立遺 忘因子的SNR。有效的濾波器SNR應當以隨著信道選擇性的增加而增加的方式行動。基于 此，下面提出了針對遺忘因子的函數(shù)形式
_9]難=1 +棚(27)其中a (I)是依賴于信道改變率的增益修改量?？梢詫⒃撛鲆嫘薷牧拷閷?數(shù)函數(shù) 其中4、Cl*C2是要確定的常量?；诜抡娼Y果，可以導出斜率 和偏移量c2， 其產生 其中Cl是轉換參數(shù)，其控制線性區(qū)與非線性區(qū)之間的轉換率。作為示例，可以將 轉換參數(shù)設置為Cl = 10。最后，可見，增益修改量的此表達式幾乎等同于 下面，描述時域中的處理。根據最優(yōu)線性估計的理論，最優(yōu)(在MSE意義上)時間 平滑可以基于實數(shù)值濾波器。因此，提出了下面用于時間處理的簡單方法，其減輕了對大緩 沖區(qū)的需求。基本上這只是上述頻率平滑器的時間等效。
讓表示在時間t處的最新信道估計值(來自頻率處理)。為了方便注釋，已經禁 止了子載波索引。假設已經獲得了在時間t_ A t處的時間濾波的信道估計值‘…，其中At 表示在時間t處的當前導頻符號與先前導頻符號之間的差值。繼而將在時間t處的時間濾 波信道估計值給出為
(31)其中\(zhòng)是時間遺忘因子，其部分地(但不排他)是SNR和相干時間二者的函數(shù)。 在于時間t處已經獲得了濾波后的信道估計值之后，可以在時間t_ At和t處的信道估計 值之間線性內插，以便獲得最終信道估計值，即
(32)此過程的一個優(yōu)勢是其減輕了對大緩沖區(qū)的需求，因為所有需要存儲的是在最后 導頻符號處的估計CTF?？梢詫⑺龅墓烙嬛苯訑U展至如下情況，其中最終信道估計值依賴 于CTF的甚至更舊的和未來的估計值。在這種情況下，提供前向和后向遞歸的集合，類似于 針對上文頻率IIR濾波器所述的那些。在實際實現(xiàn)中，OFDM接收器還可以可選地包含時序校正循環(huán)、頻率校正循環(huán) (AFC)和增益控制單元(AGC)。這些接收器子系統(tǒng)做出的時間和頻率更新應當在信道估計 值的時間處理中予以考慮。圖3A和圖3B示出了預先FFT時序調整對信道估計的影響。圖3A和圖3B分別示 出了離線(即，內插-需要緩沖)和在線(即，外插-不需要緩沖)信道估計的情況。圖3A 和圖3B的圖要以如下方式進行閱讀。線和填充模式示出了用于信道估計器的輸入和輸出 的預先FFT定時。新進入的導頻被符號化為第一行中的花紋盒(從上面數(shù))。在第二行中， 新的導頻與先前的導頻對準。在第三行中，時間平滑后的導頻使用新的時間對準的導頻和 狀態(tài)(第四行中示出)來獲得。在第五行中，更新的狀態(tài)與接下來的導頻對準。信道估計器的時間處理部分基本上包括兩個部分(1)平滑部分，其中使用其他 估計值(或者壓縮至狀態(tài)中的歷史)對最新的信道估計值進行平滑，以及(2)內插或外插 部分，其中平滑后的估計值用于估計導頻符號外的CTF。在平滑部分中，最新的導頻符號的 時間定義與當前歷史狀態(tài)所使用的時間定義對準。內插或者外插部分是基于平滑后的信道估計值和歷史狀態(tài)的。在圖3B的在線情 況下，來自外插的輸出是時間修正的，以便與在任何給定時間處所使用的預先FFT時序對 準。注意，圖3A的離線情況可以通過類似方式來實現(xiàn)，該方式可以有效地從圖中移除較低 的行。在遇到新的信道估計值(導頻)時，將平滑后的信道估計值提升(在適當時間對準 之后)至歷史狀態(tài)。同樣地，可以考慮頻率更新對信道傳遞函數(shù)的時間演進的影響。再一次，參考圖3A 和圖3B。取代預先FFT時序調整，考慮發(fā)生在兩個導頻符號之間的頻率更新的情況。更具 體地，假設已經獲得在時間t- A t處的時間濾波信道估計值1VA ,其中A t表示在時間t處的 當前導頻符號與先前導頻符號之間的時間差異。在兩個導頻符號之間的時間At期間，頻 率已經改變了量Af。繼而，給出在時間t處的時間濾波信道估計值，如下

(33)因為頻率改變將導致信道傳遞函數(shù)的時間相關的相位改變。考慮到時間依賴相位 改變，繼而對時間濾波信道估計值執(zhí)行線性內插，即 本領域技術人員容易理解如何應用相同的原理以適應由于自動增益控制(AGC) 更新帶來的時間影響。處理這種情況的一種簡單方法可以只是在AGC更新發(fā)生時清除歷史 狀態(tài)，即，所有的均重新開始并且不使用先前的估計值。備選地，如果將訪問交給所應用的 增益步驟，繼而可以將此信息用于通過上文時間更新和AFC情況所述的類似方式，將歷史 狀態(tài)的增益與新估計值的增益對準。圖4示出了根據第一實施方式的OFDM收發(fā)器的接收器部分的示意框圖，其可以實 現(xiàn)為電路、集成芯片、芯片組或者接收器模塊。從RF前端(未示出)提供的抽樣射頻(RF)信號34在FFT階段11進行FFT處理， 并且FFT處理的抽樣在導頻估計(PE)階段12被處理，以用于估計在導頻位置處的信道值 來為階段13到15中的信道估計處理所使用。更具體地，導頻位置處的估計值在遞歸頻域 濾波器階段(RFF)14中進行處理，以用于執(zhí)行上文所述的頻域處理，繼而在遞歸時域濾波 器階段(RTF) 15中進行處理，以用于執(zhí)行上文所述時域處理。頻域和時域階段14、15都由 信道調整階段13控制，其配置用于調整頻域和時域濾波器階段14、15以適應于從導頻和/ 或其它信道控制信令導出的信道狀況或者參數(shù)。從而，在輸出處獲得最終時間頻率信道估 計值36。注意，在備選的實施方式中，也可以交換遞歸頻域和時域濾波器階段14、15的位 置或順序。從而，時域濾波可以先于頻域濾波之前執(zhí)行。圖5示出了根據第二實施方式的、所提出的信道估計方案的基于軟件實現(xiàn)的示意 性框圖。這里，接收器30可以是集成芯片、芯片組或模塊，包括處理單元310，其可以是具有 控制單元的任何處理器或計算機設備，該控制單元基于存儲在存儲器312中的控制程序的 軟件例程執(zhí)行控制。程序代碼指令從存儲器312取回，并且加載至處理單元310的控制單 元，以便執(zhí)行在上文中和在下文中結合圖6和圖8描述的估計處理步驟。處理步驟可以基 于輸入數(shù)據DI執(zhí)行，并且可以生成輸出數(shù)據D0，其中輸入數(shù)據DI可以對應于從RF前端接 收的RF抽樣，而輸出數(shù)據DO可以對應于信道估計結果的時間頻率值。圖6示出了根據第三實施方式的信道估計過程的流程圖。在步驟S101中，摻噪CTE抽樣的集合從在預定導頻位置處的抽樣獲得。繼而，在 步驟S102中，執(zhí)行FFT處理并且每個處理過的CTF抽樣在步驟S103中除以其相關聯(lián)的初 始導頻值，以導出在導頻位置處的CTF估計值。繼而，在步驟S104中，調整遞歸頻率內插 (或者外插或平滑)濾波處理以適應于如上文所述的信道狀況。在步驟S105中，頻域中的 平滑處理通過使用如上文所述的經過調整的濾波處理執(zhí)行，并且在步驟S106中，頻域中的 內插或外插通過使用如上文所述的經過調整的濾波處理執(zhí)行。接下來，在步驟S107中，遞 歸時間內插(或者外插或平滑)濾波處理被調整以適應于信道狀況，如上文所述。繼而，在 步驟S108中，時域中的平滑處理通過使用上文所述的經過調整的濾波處理執(zhí)行，并且在步驟S109中，時域中的內插或外插通過使用上文所述的經過調整的濾波處理執(zhí)行。還是在此實施方式中，備選地，時域處理步驟107至109可以在頻域處理步驟104 至106之前執(zhí)行，以便時域濾波先于頻域濾波執(zhí)行。從而，提供了用于執(zhí)行時間頻率信道估計的低復雜度方法。這意味著信道估計的 計算負擔相對于早先的解決方案降低了。這也就意味著例如，通過利用諸如數(shù)據輔助信道 估計的迭代方法，可以減小調制解調器或接收器的功率功耗，或者備選地，空閑的計算資源 可以用于改進性能。此外，可以完成激進的時間平均而不產生存儲器的增加。這在低移動 情境中尤其有用。在上述實施方式中，已經描述了基于IIR的平滑或內插或外插過程，其可以應用 于例如基于OFDM的收發(fā)器系統(tǒng)的時分雙工(TDD)操作。TDD的特征在于上行鏈路傳輸和下 行鏈路傳輸都使用相同頻率集。即，在上行鏈路傳輸期間，終端設備(例如，移動臺(MS)) 的接收器不接收導頻。因此，在具有導頻位置的時間位置之間存在具有上行鏈路傳輸?shù)闹?期的情況，與其之間不存在上行鏈路傳輸?shù)那闆r相比，在包含導頻位置的兩個(下行鏈路 傳輸)時間位置之間的時間距離通常明顯較長。從而，提供了用于改進基于TDD(時分雙工)0FDM的收發(fā)器系統(tǒng)中基于內插的信道 和噪聲協(xié)方差估計的計算有效方式。在典型的基于OFDM的收發(fā)器系統(tǒng)中，在給定已知為導 頻位置的時間頻率位置集合處對信道傳遞函數(shù)和噪聲協(xié)方差進行抽樣。繼而，信道估計的 任務是根據給定的導頻位置處的抽樣值，推出在所有相關時間頻率位置處的整個信道傳遞 函數(shù)。類似地，噪聲協(xié)方差估計器的任務是根據給定的在導頻位置估計的噪聲協(xié)方差，推出 在所有相關時間頻率位置的噪聲協(xié)方差。通常，在導頻位置之間的信道和噪聲協(xié)方差估計 值的推導首先于給定時間位置處在頻域中執(zhí)行，將該估計值擴展得覆蓋在該時間位置處的 所有相關頻率。繼而，在攜帶導頻位置的時間位置之間執(zhí)行這些估計值的平滑。最后，將信 道傳遞函數(shù)和噪聲協(xié)方差的估計值擴展到不包含導頻位置的時間位置。在第四實施方式中，提出了上文不相等導頻間持續(xù)時間問題的解。在以TDD模式 操作的基于OFDM的收發(fā)器系統(tǒng)中，調制OFDM符號的頻率集合用于上行鏈路傳輸和下行鏈 路傳輸二者。在特定OFDM符號周期(時間位置)期間，所有頻率都用于上行鏈路傳輸(從 MS至BS (基站)的傳輸)，或者所有頻率都用于下行鏈路傳輸(從BS至MS的傳輸)。0FDM 符號周期等于發(fā)射如圖1中所示的包括循環(huán)前綴(CP)防護時間的單個OFDM符號所花費的 時間。圖7示出了 0FDM符號可以如何分布在上行鏈路傳輸與下行鏈路傳輸之間的示例。 根據圖7，示出了一系列0FDM符號周期，其由具有下行鏈路傳輸?shù)闹芷诮又闲墟溌穫鬏?的(任意長度的)周期接著另一個下行鏈路傳輸?shù)闹芷诮M成。在下行鏈路周期中，包含導 頻位置的0FDM符號由“P”指出。導頻是在接收器側已知的所發(fā)射星座點的集合，從而可以 用于估計信道傳遞函數(shù)和噪聲協(xié)方差，如結合第一至第三實施方式所描述的。操作的TDD模式的特征是雖然包含導頻位置的0FDM符號之間的時間距離在連續(xù) 下行鏈路傳輸期間相對短，但當導頻符號由具有上行鏈路傳輸?shù)闹芷诜指魰r，兩個包含導 頻位置的符號之間的時間距離可以非常長。在包含導頻位置的符號的頻率處的信道和噪聲協(xié)方差估計值通常首先擴展/推 廣到該時間位置/符號處的所有頻率。設ht,f表示在時間位置/符號t處針對頻率f的信
15道傳遞函數(shù)的估計值，并且設Ct,f表示對應的噪聲協(xié)方差估計值。下面，將假設具有在對應 于包含導頻的OFDM符號的時間位置(例如，對應于圖7中編號t0、tl、t2和t3的時間位置 /符號)處所有頻率的可用估計值Ct,f。用于不包含導頻位置的下行鏈路OFDM符號的信道傳遞函數(shù)和噪聲協(xié)方差的估計 值(圖7中帶有丨箭頭的方塊)通常通過內插方法的某些形式獲得。執(zhí)行此內插之前，有 利的是，出于減小噪聲的目的，通過時間平滑方法對估計值ht,f和Ct,f進行濾波。用于進行時間平滑的一種方法是執(zhí)行估計值的IIR(無限沖擊響應)濾波，如上 文結合第一到第三實施方式所描述的。設ht, f表示在最近接收到的具有導頻位置的OFDM 符號t的信道估計值，設A t表示與先前包含導頻位置的OFDM符號的時間差異(利用OFDM
符號周期的編號來測量)?，F(xiàn)在，將在符號時間位置t處的時間濾波/平滑信道估計值&,
計算如下 其中入h是信道估計值的時間遺忘因子，0 <入h< 1。類似地，將在符號時間位置 t處的時間濾波/平滑噪聲協(xié)方差估計值計算為 其中X。是噪聲協(xié)方差估計值的時間遺忘因子，0彡Ac< 10遺忘因子和入。 確定先前估計值與當前估計值相比對作為結果的平滑后的估計值的影響或“權重”。和 入。的較大值給予先前估計值較大的權重，而給予當前估計值較小的值，這通常適于低速 MS，其中傳輸信道狀況改變較慢。和X。的較小值給予先前估計值較小的權重，而給予 當前估計值較大的權重，這通常適于高速MS，其中傳輸信道狀況改變得更加快速。對于入h 和入。的所有值，以下是適用的與包含導頻位置的先前0FDM符號的時間差異^越大，給 予先前估計值的權重越小，而給予當前估計值取的權重越大。用于選擇遺忘因子值的策略是使用固定且不隨時間改變的沁和X。的值。它們 可以被選擇，以便它們針對MS低速和高速的接收器性能之間給出良好的折衷。此方法的優(yōu) 勢包括使得不需要用于和X。的自適應估計的復雜并且可能計算上繁瑣的算法。此 外，用于自適應估計的算法可以要求例如SNR和相干時間的歷史測量，在基于0FDM的收發(fā) 器系統(tǒng)操作于TDD模式中時，在具有上行鏈路傳輸?shù)闹芷谄陂g通常不能測量。使用固定值 的優(yōu)勢還包括在不同操作環(huán)境(例如，傳輸信道狀況和MS的速度)中具有已知行為的魯棒
性接收器設計。此外，在MS低速時，如果給予上行鏈路周期之前的估計值^+彳和^夂,,有效 地大于0的有效權重，那么接收器的性能將顯著改進。為了使此成真，和X。的值必須 相當大。在第四實施方式中，在沒有由具有上行鏈路傳輸?shù)闹芷诜指舻膶ьl之間平滑時， 使用固定遺忘因子^、。和—個集合，而在由具有上行鏈路傳輸?shù)闹芷诜指舻膶ьl 符號之間平滑時，使用固定遺忘因子入^和的另一集合。操作于TDD模式(在該模式中，調制0FDM符號的頻率的相同集合用于上行鏈路傳 輸和下行鏈路傳輸)的基于0FDM的收發(fā)器系統(tǒng)由此配置用于，在執(zhí)行時間平滑時使用兩個 集合的固定遺忘因子，該時間平滑使用攜帶導頻位置的0FDM符號的時間位置之間的噪聲
16協(xié)方差估計值和信道傳遞函數(shù)估計值的IIR濾波器。固定遺忘因子的一個集合在沒有由上 行鏈路傳輸周期分隔(連續(xù)下行鏈路傳輸)的導頻符號之間平滑時使用。固定遺忘因子的 另一個集合在由具有上行鏈路傳輸?shù)闹芷诜指舻膶ьl符號之間平滑時使用。圖8示出了根據第四實施方式的估計過程的流程圖。讓ht, f表示在時間位置/符號t處針對頻率f的信道傳遞函數(shù)的估計值，并且讓 Ct,f表示對應的噪聲協(xié)方差估計值。下面，將假設具有在對應于包含導頻位置的OFDM符號 的時間位置(例如，對應于圖7中編號t0、tl、t2和t3的時間位置/符號)的所有頻率的 可用估計值ht,f*Ct,f。出于減小噪聲的目的，這些估計值的平滑可以通過使用時間IIR濾 波器來執(zhí)行。讓t表示最近接收到的具有導頻位置的OFDM符號的時間位置/OFDM符號編 號，并且讓A t表示與包含導頻位置的先前OFDM符號的時間差異(利用OFDM符號周期的 數(shù)量來測量)。在步驟S201中，檢查兩個連續(xù)或者相鄰導頻位置之間的周期，并且在步驟S202中 做出關于是否包括了上行鏈路(UL)傳輸周期的決定。如果在步驟S202確定在時間位置t-At和t的相鄰導頻位置之間的時間周期不 包含上行傳輸周期(即，在連續(xù)下行鏈路傳輸期間)，那么該過程繼續(xù)到步驟S203并且選擇 使用遺忘因子的第一集合。繼而在步驟S205中，通過使用所選的遺忘因子集合來執(zhí)行時間
平滑，以便獲得在符號時間位置t處針對所有頻率f的平滑后的信道傳遞函數(shù)估計值&/這
可以表示如下 其中入^是信道估計值的固定時間遺忘因子，0彡入h,D<l。此外，執(zhí)行時間平 滑，其中按照如下計算在符號時間位置t處針對所有頻率f的平滑后的噪聲協(xié)方差估計值 其中Xe,D是噪聲協(xié)方差估計值的固定時間遺忘因子，0彡Xe,D< 1。Xh,D和入C,D 是固定遺忘因子的第一集合，其在連續(xù)下行鏈路傳輸期間的相鄰導頻時間位置之間進行平 滑時使用。在步驟S202中確定了在時間位置t_At和t的相鄰導頻位置之間的時間周期包 括具有上行鏈路傳輸?shù)闹芷?，過程分支到步驟S204，并且選擇使用遺忘因子的第二集合。繼 而，過程繼續(xù)步驟S205，其中時間平滑通過使用所選的遺忘因子集合來執(zhí)行，以便獲得在符
號時間位置t處針對所有頻率f的平滑后的信道傳遞函數(shù)估計值&/，其可以計算如下 其中入u是用于信道估計值的固定時間遺忘因子，AhjU< 10在符號時間位 置t處針對所有頻率f的平滑后的噪聲協(xié)方差估計值可以計算如下 其中入au是用于噪聲協(xié)方差估計值的固定時間遺忘因子，ACjU< 10入⑶和 入是固定遺忘因子的第二集合，其在由具有上行鏈路傳輸?shù)闹芷诜指舻南噜弻ьl時間位置之間進行平滑時使用。最后，在步驟S206，檢查是否已經達到接收結束。如果達到，過程結束。否則，如果 有進一步可用的接收數(shù)據，該過程跳回至步驟S201，并且為另一數(shù)據部分重復上述步驟。在第四實施方式中，可以通過使用將遺忘因子保持為固定的IIR濾波器來防止用 于確定時間信道傳遞函數(shù)和噪聲協(xié)方差估計值的遺忘因子的可能不精確并且計算上繁瑣 的自適應估計算法。對于操作于TDD模式的基于OFDM的收發(fā)器系統(tǒng)，本發(fā)明通過使用固定 遺忘因子的兩個集合來改進接收器性能。在TDD模式中，用于遺忘因子的自適應估計方法 在上行鏈路傳輸?shù)闹芷谥缶涂赡艹霈F(xiàn)問題，因為不可能獲得該方法在上行鏈路傳輸期間 所依賴的測量?？傊呀浢枋隽朔椒?、計算機程序產品和設備，其被提供以通過將估計值的內插 或外插或平滑分成頻域部分和時域部分來估計多載波傳輸?shù)男诺?，其中將信道估計單元?置用于為頻域部分和時域部分使用相應的遞歸濾波器，以及其中至少一個所述遞歸濾波器 被調整以適應于多載波傳輸?shù)男诺罓顩r。注意，本發(fā)明不受限于上文所述基于OFDM的實施方式，而是可以在各種無線通信 系統(tǒng)中實現(xiàn)。通常，實施方式可以使用在涉及信道傳遞函數(shù)的時間平滑和/或噪聲協(xié)方差 估計值的任何通信系統(tǒng)中。此外，所有遞歸濾波器并不都需要是自適應的。例如，用于頻率 處理的遞歸(例如，IIR)濾波器可以是自適應的，而用于時間處理的遞歸(例如)IIR濾波 器可以保持固定(即，可以為TDD模式提供兩個固定的濾波器)。因此，用于時間處理的自 適應濾波器功能(例如，基于信道狀況)不是必要特征。因此，實施方式可以在所附的權利 要求范圍中變化。
權利要求
一種方法，包括通過將估計值的內插或外插或者平滑分成頻域部分和時域部分，來執(zhí)行針對多載波傳輸?shù)男诺拦烙?；針對所述頻域部分和所述時域部分使用相應的遞歸濾波器；以及調整至少一個所述遞歸濾波器以適應于所述多載波傳輸?shù)男诺罓顩r。
2.根據權利要求1所述的方法，進一步包括從在預定導頻位置的原始信道估計值導 出所述估計值。
3.根據權利要求1或2所述的方法，其中所述遞歸濾波器是無限沖擊響應多相濾波器。
4.根據權利要求1至3中任一所述的方法，進一步包括配置用于所述頻域部分的所 述遞歸濾波器以具有復數(shù)值濾波器系數(shù)。
5.根據權利要求1至4中任一所述的方法，進一步包括使用時序估計器導出從其中 導出所述估計值的信號部分。
6.根據權利要求2所述的方法，進一步包括對所述原始估計值進行所述平滑，并且在 所述平滑后的原始估計值上執(zhí)行所述內插或所述外插。
7.根據權利要求6所述的方法，其中所述平滑包括原始信道估計器的前向遞歸平滑。
8.根據權利要求1至7中任一所述的方法，其中所述調整包括從信道改變率和信道 質量參數(shù)中的至少一個導出所述頻域部分的所述遞歸濾波器的遺忘因子。
9.根據權利要求8所述的方法，進一步包括在所述信道改變率和所述信道質量參數(shù) 中的至少一個方面，對所述遺忘因子進行參數(shù)化。
10.根據權利要求1至9中任一所述的方法，其中所述調整包括從相干時間和信道質 量參數(shù)中的至少一個導出所述時域部分的所述遞歸濾波器的遺忘因子。
11.根據權利要求10所述的方法，進一步包括為所述時域部分的所述遞歸濾波器提 供至少一個第一遺忘因子和第二遺忘因子；使用所述至少一個第一遺忘因子以用于在一個 傳輸方向中的、沒有被在另一傳輸方向中的傳輸周期分隔的估計值之間進行平滑；以及使 用所述至少一個第二遺忘因子以用于在所述一個傳輸方向中的、被在所述另一傳輸方向中 的傳輸周期分隔的估計值之間進行平滑。
12.根據任一前述權利要求所述的方法，進一步包括考慮到時間相關相位改變和增 益改變中的至少一個，在時間濾波信道估計值上執(zhí)行所述時域中的所述內插或所述外插。
13.一種裝置，包括信道估計單元，其配置用于通過將估計值的內插或外插或者平滑分成頻域部分和時域 部分來估計多載波傳輸?shù)男诺?，其中所述信道估計單元進一步配置用于針對所述頻域部分 和所述時域部分使用相應的遞歸濾波器，以及其中至少一個所述遞歸濾波器被調整以適應 于所述多載波傳輸?shù)男诺罓顩r。
14.根據權利要求13所述的裝置，其中所述信道估計單元配置用于從在預定導頻位置 的原始信道估計值導出所述估計值。
15.根據權利要求13或14所述的裝置，其中所述遞歸濾波器是無限沖擊響應多相濾波器。
16.根據權利要求13至15中任一所述的裝置，其中所述頻域部分的所述遞歸濾波器配 置用于具有復數(shù)值濾波器系數(shù)。
17.根據權利要求13至16中任一所述的裝置，其中所述信道估計單元配置用于使用時 序估計器來導出從其導出所述估計值的信號部分。
18.根據權利要求14所述的裝置，其中所述信道估計單元配置用于對所述原始估計值 進行所述平滑，并且用于在所述平滑后的原始估計值上執(zhí)行所述內插或所述外插。
19.根據權利要求18所述的裝置，其中所述信道估計單元配置用于執(zhí)行原始信道估計 值的前向遞歸平滑。
20.根據權利要求13至19中任一所述的裝置，其中所述信道估計單元配置用于從信道 改變率和信道質量參數(shù)中的至少一個導出所述頻域部分的所述遞歸濾波器的遺忘因子。
21.根據權利要求20所述的裝置，其中所述信道估計單元配置用于在所述信道改變率 和所述信道質量參數(shù)中的至少一個方面，對所述遺忘因子進行參數(shù)化。
22.根據權利要求13至21中任一所述的裝置，其中所述信道估計單元配置用于從相干 時間和信道質量參數(shù)中的至少一個導出所述時域部分的所述遞歸濾波器的遺忘因子。
23.根據權利要求22所述的裝置，其中所述信道估計單元配置用于為所述時域部分的 所述遞歸濾波器提供至少一個第一遺忘因子和第二遺忘因子；使用所述至少一個第一遺忘 因子以用于在一個傳輸方向中的、沒有被在另一傳輸方向中的傳輸周期分隔的估計值之間 進行平滑，并且使用所述至少一個第二遺忘因子以用于在所述一個傳輸方向中的、被在所 述另一傳輸方向中的傳輸周期分隔的估計值之間進行平滑。
24.根據權利要求13至23中任一所述的裝置，其中所述信道估計單元配置用于考慮 到時間相關相位改變和增益改變中的至少一個，在時間濾波信道估計值上執(zhí)行所述時域中 的所述內插或所述外插。
25.—種終端設備，包括根據權利要求13至24中任一所述的裝置。
26.一種接收器模塊，包括根據權利要求13至24中任一所述的裝置。
27.一種芯片器件，包括根據權利要求13至24中任一所述的裝置。
28.一種裝置，包括信道估計裝置，用于通過將估計值的內插或外插或者平滑分成頻域部分和時域部分來 估計多載波傳輸?shù)男诺?，以及針對所述頻域部分和所述時域部分使用相應的遞歸濾波器裝 置，其中至少一個所述遞歸濾波器裝置被調整以適應于所述多載波傳輸?shù)男诺罓顩r。
29.根據權利要求28所述的裝置，其中所述信道估計裝置配置用于從在預定導頻位置 的原始信道估計值導出所述估計值。
30.一種終端設備，包括根據權利要求28或29所述的裝置。
31.一種接收器模塊，包括根據權利要求28或29所述的裝置。
32.—種芯片器件，包括根據權利要求28或29所述的裝置。
33.一種計算機程序產品，包括承載有內嵌在其中與計算機一起使用的計算機程序代 碼的計算機可讀介質，所述計算機程序代碼包括用于通過將估計值的內插或外插或者平滑分成頻域部分和時域部分來執(zhí)行針對多載 波傳輸?shù)男诺拦烙嫷拇a；用于針對所述頻域部分和所述時域部分使用相應的遞歸濾波器的代碼；以及用于調整至少一個所述遞歸濾波器以適應于所述多載波傳輸?shù)拇a。
34.根據權利要求33所述的計算機程序產品，進一步包括用于從在預定導頻位置的原始信道估計值導出所述估計值的代碼。
35.一種計算機程序，包括當所述計算機程序在處理器上運行時用于通過將估計值的內插或外插或者平滑分成頻域部分和時域部分來執(zhí)行針對多載 波傳輸?shù)男诺拦烙嫷拇a；用于針對所述頻域部分和所述時域部分使用相應的遞歸濾波器的代碼；以及 用于調整至少一個所述遞歸濾波器以適應于所述多載波傳輸?shù)拇a。
36.一種裝置，包括處理單元，其配置用于通過將估計值的內插或外插或者平滑分成頻域部分和時域部分 來估計多載波傳輸?shù)男诺?，其中所述處理單元進一步配置用于針對所述頻域部分和所述時 域部分使用相應的遞歸濾波器，以及其中至少一個所述遞歸濾波器被調整以適應于所述多 載波傳輸?shù)男诺罓顩r。
全文摘要
本發(fā)明涉及用于通過將估計值的內插或外插或者平滑分成頻域部分(14)和時域部分(15)來估計多載波傳輸?shù)男诺赖姆椒?、設備和計算機程序產品，其中信道估計單元配置用于針對頻域部分和時域部分使用相應的遞歸濾波器，以及其中至少一個遞歸濾波器被調整以適應于(13)多載波傳輸?shù)男诺罓顩r。
文檔編號H04L25/02GK101855877SQ200880115179
公開日2010年10月6日 申請日期2008年11月26日 優(yōu)先權日2007年11月29日
發(fā)明者M·W·佩德爾森, P·霍簡索倫森 申請人:諾基亞公司