專利名稱：基于速度的混合參數(shù)/非參數(shù)均衡的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無線通信系統(tǒng)移動接收器，并且具體地說，涉及響應(yīng)移動接收器的速 度在參數(shù)干擾抑制模式或非參數(shù)干擾抑制模式中操作的移動寬帶碼分多址(WCDMA)接收
ο
背景技術(shù)：
WCDMA信號在彌散信道中遇到干擾。此干擾是以下干擾的組合諸如符號間干擾 等自干擾；多址干擾，即由于非零碼互相關(guān)造成的干擾；下行鏈路中來自其它小區(qū)的干擾； 或在上行鏈路中來自其它用戶的干擾。此干擾必須得到抑制以便實(shí)現(xiàn)良好的吞吐量，特別 是對高速分組接入(HSPA)接收器。另外，在無干擾抑制的情況下，無法滿足對于類型2(單 天線終端)和類型3 (雙天線終端)接收器通過3GPP標(biāo)準(zhǔn)化提出的增強(qiáng)吞吐量要求。用于抑制干擾的線性方法通常屬于碼片級或符號級均衡的類別。符號級均衡遵循 傳統(tǒng)Rake接收器架構(gòu)，其中，在多個延遲解擴(kuò)(despread)收到的碼片級數(shù)據(jù)，并隨后組合 多個信號圖像(signalpicture)。碼片級均衡將這些操作的次序顛倒。先使用線性濾波器 組合收到的碼片數(shù)據(jù)，并隨后在單個延遲解擴(kuò)。這些技術(shù)從性能角度而言是相當(dāng)?shù)?，并且?發(fā)明適用于任一均衡方案。對于符號級均衡，一個有效的方案是通用Rake接收器或G_Rake。G-Rake接收器 通過慮及組合權(quán)值公式中的干擾時間和空間相關(guān)，計(jì)算組合權(quán)值以執(zhí)行在不同延遲值解擴(kuò) 的符號的相干組合及干擾抑制。組合權(quán)值表示為= R^h其中，Ru是損害協(xié)方差矩陣，并且h是凈信道系數(shù)的向量。此處，術(shù)語“損害”既包 括干擾，也包括噪聲，而術(shù)語“凈信道系數(shù)”指包括發(fā)射和接收濾波器的效應(yīng)及衰減無線信 道的信道系數(shù)。有兩種通用方法用于在G-Rake接收器中獲得損害協(xié)方差矩陣Ru-非參數(shù)和參數(shù)。 非參數(shù)方法是盲性的，直接從觀測的數(shù)據(jù)估計(jì)Ru。參數(shù)方法假設(shè)基礎(chǔ)模型，并從模型參數(shù)計(jì)
算Ru。對于碼片均衡，在碼片級收到的信號表示為r = Hc+v其中，r是收到的碼片的塊，H是凈信道系數(shù)的碼片或子碼片間隔版本的(chip or sub-Chip spaced versions)卷積矩陣，ν表示熱噪聲和由于相鄰基站產(chǎn)生的高斯白噪聲， 以及c是發(fā)射的碼片序列。抑制(2)中干擾的碼片均衡器濾波器f是以下等式的解f = A^b,其中，A是收到的導(dǎo)頻碼片的相關(guān)矩陣，以及b是收到的導(dǎo)頻碼片與實(shí)際導(dǎo)頻碼片 的互相關(guān)向量。類似于G-Rake，有兩種方式用于生成碼片均衡器濾波器-非參數(shù)形式和參數(shù)形 式。這兩種形式主要不同之處在于如何計(jì)算A矩陣。非參數(shù)形式直接使用收到的碼片數(shù)據(jù)計(jì)算A矩陣。參數(shù)形式卻使用信道脈沖響應(yīng)和服務(wù)基站及高斯白噪聲的功率來工作?，F(xiàn)有參數(shù)均衡方案和非參數(shù)均衡方案具有不同的長處和不足。相對于G-Rake接 收器論述這些方案。相同的長處和不足通常也適用于碼片均衡。參數(shù)G-Rake方案的長處 是性能(例如，根據(jù)BER、BLER或吞吐量衡量)對諸如WCDMA用戶設(shè)備(UE)等移動接收器 的速度較不敏感。參數(shù)方案的主要不足是它依賴接收器中路徑搜索器/延遲估計(jì)器形成的 信道信息。如果此信息不正確，則損害的實(shí)際顏色將建模錯誤。此誤建模降低了 G-Rake接 收器的性能。非參數(shù)方案的長處是它是盲性技術(shù)。沒有干擾的特定模型，因此，通過估計(jì)方案捕 獲所有干擾。此盲性方案也間接是一個不足。盲性方案一般需要大量的“訓(xùn)練”數(shù)據(jù)才表 現(xiàn)良好。在WCDMA系統(tǒng)中，導(dǎo)頻信道只具有每時隙10個符號，因此，基于導(dǎo)頻進(jìn)行協(xié)方差估 計(jì)的方案需要相當(dāng)大的平滑處理(濾波)才有好效果。平滑處理將方案的有效性限于低UE 速度。為信道均衡和干擾抑制采用參數(shù)或非參數(shù)技術(shù)的接收器因此只在相應(yīng)方法生成最佳 結(jié)果的情況下是最佳的，并且在其它情況下是次佳的。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本文中所述的一個或多個實(shí)施例，具有多模式干擾抑制功能和估計(jì)其速度的 方式的移動接收器在高速時利用用于干擾抑制的參數(shù)方案，在低速時利用非參數(shù)方案。一個實(shí)施例涉及一種由接收器接收和解碼天線發(fā)射的無線通信信號的方法，接收 器操作以在其中它使用用于信道均衡的參數(shù)方案的參數(shù)模式與其中它使用用于信道均衡 的非參數(shù)方案的非參數(shù)模式之間選擇性地切換。在移動接收器接收無線通信信號，并且估 計(jì)接收器的速度。如果接收器速度超過第一預(yù)確定閾值并且在非參數(shù)模式中操作，則它切 換到參數(shù)模式。如果接收器速度低于第二預(yù)確定閾值并且在參數(shù)模式中操作，則它切換到 非參數(shù)模式。通過在參數(shù)模式或非參數(shù)模式中執(zhí)行信道均衡來抑制干擾，并且在干擾抑制 后將無線通信信號解碼。在一個實(shí)施例中，可通過收到信號中的多普勒頻率估計(jì)速度，并且 閾值是多普勒頻率。在一個實(shí)施例中，第一閾值和第二閾值相等。在一個備選實(shí)施例中，它 們不同，從而產(chǎn)生在模式切換中的遲滯。另一實(shí)施例涉及一種無線通信接收器。該接收器包括接收器，操作以接收無線通 信信號；速度估計(jì)功能，操作以估計(jì)接收器的速度；干擾抑制功能，在非參數(shù)模式中操作以 使用用于信道均衡的非參數(shù)方案抑制收到的無線通信信號中的干擾，并且還在參數(shù)模式中 操作以使用用于信道均衡的參數(shù)方案抑制收到的無線通信信號中的干擾；以及控制器，操 作以在干擾抑制功能處于非參數(shù)模式并且接收器速度超過第一預(yù)確定閾值時將干擾抑制 功能引入?yún)?shù)模式中，并且還操作以在干擾抑制模塊處于參數(shù)模式并且接收器速度低于第 二預(yù)確定閾值時將干擾抑制模塊引入非參數(shù)模式中。


圖1是具有多模式干擾抑制功能的移動接收器的功能框圖。圖2是接收和解碼WCDMA信號的方法的流程圖。圖3是具有參數(shù)干擾抑制功能和非參數(shù)干擾抑制功能的移動接收器的部分的功 能框圖。
具體實(shí)施例方式下面介紹符號級(G-Rake)和碼片級(碼片均衡器濾波器)干擾抑制的非參數(shù)和 參數(shù)方案的詳細(xì)推導(dǎo)。如上所述，G-Rake接收器中的組合權(quán)值表示為 有兩種方式獲得損害協(xié)方差矩陣Ru的非參數(shù)估計(jì)。第一方案使用導(dǎo)頻信道估計(jì)基 于時隙的量。在G. Bottomley的題為“用于Rake接收機(jī)中消除干擾的方法和設(shè)備”(Method and apparatus for interferencecanceIlation in a Rake receiver)的美國專利 6363104中描述此方案，該專利整體通過引用結(jié)合于本文中。凈信道系數(shù)的基于時隙的估計(jì) 和損害協(xié)方差矩陣表示為 其中，Np是導(dǎo)頻符號的數(shù)量，Xp是收到的解擴(kuò)導(dǎo)頻符號的向量，s是已知發(fā)射導(dǎo)頻 符號， 是凈信道系數(shù)的向量，*表示復(fù)共軛，以及H表示Hermetian轉(zhuǎn)置矩陣。使用這些量， 能從以下等式獲得損害協(xié)方差矩陣 其中，λ是濾波器系數(shù)，并且η是時隙索引。用于生成損害協(xié)方差矩陣的非參數(shù)估計(jì)的另一方案涉及使用未占用的業(yè)務(wù)代碼 (traffic codes)。用于這些代碼的解擴(kuò)值只包括損害樣本。這些損害樣本能用于如下直 接估計(jì)Ru 其中， ㈨是在第k個符號間隔期間用于第q個未占用代碼的業(yè)務(wù)符號的解擴(kuò) 向量，Nt是每代碼符號的數(shù)量，以及N。是未占用代碼的數(shù)量。用于生成損害協(xié)方差矩陣的參數(shù)方案取決于用于干擾的模型。此方案在2004年 3 月 12 日提交，D. Cairns、G. Bottomley、Y. -P. Ε. Wang、Τ. Fulghum、Ε. Jonsson 的題為用 于通用Rake接收器中參數(shù)估計(jì)的方法和設(shè)備”(Method and Apparatus for Parameter Estimation in aGeneralized Rake Receiver)的美國專利申請公布 2005/0201447 中描 述，通過引用將它整體結(jié)合于本文中。模型取決于UE與建模的基站之間的無線電信道。假 設(shè)有單個服務(wù)基站和J個干擾基站，則用于損害協(xié)方差矩陣的模型表示為 其中 Rn((I1, d2) = Rp(d「d2)此處，Ec (j)是用于基站j的總碼片能量，gj是用于在UE與 第j個基站之間的信道的無線電信道(介質(zhì))系數(shù)的向量，RP(9)表示在θ估計(jì)的發(fā)射和 接收脈沖形狀濾波器的卷積，τ J是對應(yīng)于在UE與第j個基站之間的信道的L個信道延遲 的向量，T。是碼片時間，以及dk是UE采用的第k個耙齒(finger)的延遲。我們現(xiàn)在考慮碼片均衡。如整體通過引用結(jié)合于本文中的G. Kutz和A. Chass所 著論文“用于DS-CDMA下行鏈路接收器的稀疏碼片均衡器”(“Sparse Chip Equalizer for DS-CDMA Downlink Receivers，，,published in IEEE Communication Letters, vol. 9, no. l，pp. 10-12,2005)所述，收到的碼片級的信號如上所示。r = Hc+v(7)其中，r是收到的碼片的N+L-1塊，H是(N+L_l)xN)大小的To印Iitz卷積矩陣，其 列為信道脈沖響應(yīng)h的時移版本，帶有延遲擴(kuò)展L(凈信道系數(shù)的碼片或子碼片間隔版本)， ν表示熱噪聲和由于相鄰基站造成的高斯白噪聲，以及c是發(fā)射的碼片序列。抑制(7)中干 擾的碼片均衡器濾波器f是以下等式的解f = A^b(8)其中A = E {XHX} Cp = NxS大小的導(dǎo)頻加擾和擴(kuò)展矩陣ρ =導(dǎo)頻碼片序列以及其中，A是收到的導(dǎo)頻碼片的相關(guān)矩陣，b是收到的導(dǎo)頻碼片與實(shí)際導(dǎo)頻碼片 的互相關(guān)向量，X是收到的導(dǎo)頻碼片的矩陣，其中列是收到的導(dǎo)頻碼片的時移版本，R是收 到的數(shù)據(jù)的矩陣，其中列是收到的碼片向量r的時移版本，N是要處理的碼片塊的大小，S是 每數(shù)據(jù)塊導(dǎo)頻符號的數(shù)量，以及E{XHX}表示XhX的期望值。計(jì)算A矩陣的非參數(shù)方案直接使用收到的碼片數(shù)據(jù)。 與此相反，參數(shù)形式卻使用信道脈沖響應(yīng)和服務(wù)基站及高斯白噪聲的功率來工 作。用于參數(shù)形式的A矩陣的條目能表示為 其中，τ k是第k個碼片均衡器抽頭延遲，Ior是服務(wù)基站功率，以及I。。是高斯白噪 聲功率。如上所述，干擾抑制的參數(shù)方案無論是對于符號級還是碼片級估計(jì)，通常對接收 器速度不敏感。在信道延遲信息準(zhǔn)確并知道干擾源(下行鏈路中的基站和上行鏈路中的高 速率用戶)的情況下，這些方案有良好的性能。然而，由于計(jì)算約束和/或信道延遲估計(jì)的 錯誤，在實(shí)際實(shí)現(xiàn)中可能此性能被降低。與此相反，在符號級或碼片級的非參數(shù)干擾抑制的性能隨接收器速度而定。然而，非參數(shù)方案往往對實(shí)現(xiàn)錯誤更具魯棒性，并且可產(chǎn)生優(yōu)異的結(jié)果。根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例，移動接收器在參數(shù)干擾抑制模式和非參數(shù)干擾抑制模式中 均可操作。接收器在高速時采用參數(shù)模式，這是因?yàn)榉菂?shù)估計(jì)所需的濾波可能由于快速 變化的信道而不能跟蹤變化的干擾。可應(yīng)用平滑處理以捕捉完整的干擾情形時，在低接收 器速度，采用非參數(shù)模式?？梢远喾N方式確定接收器速度。通過比較來自諸如GPS接收器、慣性導(dǎo)航儀或諸 如此類等位置估計(jì)器的連續(xù)值，可獲得絕對速度。也可從收到的信號載頻的多普勒位移估 計(jì)接收器速度。圖1示出示例移動接收器10。接收器10包括一根或多根天線12、接收器電路14、 多模式干擾抑制功能16、用戶接口 18及可選的位置估計(jì)器22，所有這些均在控制器20的 控制之下?？砂ㄒ苿佑脩粼O(shè)備(UE) 10中的收發(fā)信機(jī)的接收器電路14，如本領(lǐng)域中所熟知 的一樣，在天線12接收WCDMA信號，并且將收到的信號放大和下變頻到基帶。多模式干擾 抑制功能16在參數(shù)模式或非參數(shù)模式中抑制收到的信號中的干擾。干擾被抑制信號隨后 由其它功能單元(未示出)解碼和進(jìn)一步處理。解碼后的內(nèi)容呈現(xiàn)到用戶接口 18，該接口 包括諸如小鍵盤(keypad)、按鈕、觸摸屏、操縱桿及諸如此類的控制輸入和諸如顯示器和/ 或揚(yáng)聲器等為用戶再現(xiàn)內(nèi)容的轉(zhuǎn)換器。如果移動接收器10是雙工UE，則用戶接口 18另外 包括諸如麥克風(fēng)、照相機(jī)及諸如此類的輸入轉(zhuǎn)換器?？刂破?0控制接收器10的整體操作?？刂破?0可包括編程的微處理器、數(shù)字信 號處理器或諸如此類。在一個實(shí)施例中，接收器10包括諸如GPS接收器、慣性導(dǎo)航儀或諸 如此類的位置估計(jì)器22。位置估計(jì)器22可從天線12或單獨(dú)的天線(未示出)接收例如 衛(wèi)星位置信號。在一個實(shí)施例中，位置估計(jì)器22可包括由控制器20執(zhí)行的軟件例程，該例 程通過來自多個基站的信號的三角測量，測量信號計(jì)時或諸如此類來估計(jì)位置。如本領(lǐng)域 所熟知的一樣，控制器20可通過比較來自位置估計(jì)器22的連續(xù)位置估計(jì)，來估計(jì)移動接收 器10速度。在另一實(shí)施例中，接收器電路14包括操作以檢測和量化WCDMA載頻中多普勒 位移的多普勒鑒別功能24。多普勒頻率(假設(shè)為固定發(fā)射天線)隨移動接收器10與發(fā)射 天線之間相對速度變化。在一個實(shí)施例中，多普勒頻率fD由接收器電路14中的多普勒鑒別功能24估計(jì)。 隨后，控制器20基于干擾抑制功能16的當(dāng)前操作模式、估計(jì)的多普勒頻率fD及至少一個 預(yù)確定閾值多普勒頻率，選擇干擾抑制功能16操作模式。具體而言，·如果干擾抑制功能16當(dāng)前在非參數(shù)模式中操作，并且估計(jì)多普勒頻率高于預(yù)確 定閾值之一，例如，fD > fhigh-speed,則控制器20將干擾抑制功能16切換到參數(shù)模式。·如果干擾抑制功能16當(dāng)前在參數(shù)模式中操作，并且估計(jì)多普勒頻率低于預(yù)確定 閾值之一，例如，fD < flOT_speed，則控制器20將干擾抑制功能16切換到非參數(shù)模式。注意，預(yù)確定切換閾值flOT_spMd和fhigh_sprad可以相同，但根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施例， 這些閾值不一定相同。這允許一定的遲滯，以便控制器20不會由于多普勒頻率估計(jì)中的噪 聲原因而不斷地在參數(shù)模式與非參數(shù)模式之間切換干擾抑制功能16。根據(jù)一個備選實(shí)施 例，可以有多個切換閾值。圖2示出在多模式移動接收器10中接收和解碼WCDMA信號的方法100?？刂破?0從多普勒頻率估計(jì)器24、位置估計(jì)器22或諸如此類生成接收器10速度的估計(jì)(方框 102)。如果移動接收器10當(dāng)前在參數(shù)干擾估計(jì)模式中操作(方框104)，并且移動接收器10 速度相對于預(yù)確定閾值低(方框106)，則它切換到非參數(shù)干擾估計(jì)模式(方框108)。如果 移動接收器10當(dāng)前在參數(shù)模式中(方框104)，并且移動接收器10速度相對于同一或不同 預(yù)確定閾值較高(方框106)，則它保持在參數(shù)模式中并繼續(xù)監(jiān)視移動接收器10速度(方框 102)。如果移動接收器10當(dāng)前在非參數(shù)干擾估計(jì)模式中操作(方框104)，并且移動接收器 10速度相對于預(yù)確定閾值高(方框110)，則它切換到參數(shù)干擾估計(jì)模式(方框112)。如果 移動接收器10當(dāng)前在非參數(shù)模式中(方框104)，并且移動接收器10速度低(方框110)， 則它保持在非參數(shù)模式中并繼續(xù)監(jiān)視移動接收器10速度(方框102)。在一個實(shí)施例中，干擾抑制功能16在非參數(shù)模式中操作，并且信道扁平(flat)或 非彌散時，Rake耙齒位置被忽略，并且耙齒的網(wǎng)格居中在每根接收器天線12的報(bào)告延遲 上。這允許接收器補(bǔ)償由于采樣有缺點(diǎn)造成的干擾。例如，如果延遲搜索器網(wǎng)格太粗糙， 則報(bào)告的信道延遲將只是因?yàn)檠舆t搜索器網(wǎng)格的粗糙而不正確。這造成了必須解決的干 擾。圖3示出部分接收器電路14和多模式干擾抑制功能16的功能框圖。在天線12收到 的WCDMA信號由接收器前端電路14A放大和處理。多普勒檢測功能24 (或在一些實(shí)施例中， 諸如位置估計(jì)電路等不同的速度估計(jì)器)估計(jì)移動接收器10的速度?；谠撍俣?，備選將 收到的信號引導(dǎo)到參數(shù)干擾抑制功能26或非參數(shù)干擾抑制功能28。隨后，將干擾被抑制信 號轉(zhuǎn)發(fā)到其它接收器電路30用于進(jìn)一步處理。本發(fā)明的多模式干擾抑制與現(xiàn)有技術(shù)相比有許多優(yōu)點(diǎn)。對于實(shí)現(xiàn)次佳參數(shù)G-Rake 的版本的接收器，本發(fā)明在低接收器速度提供了性能增長。增加的性能是由于抑制了干擾 的所有源。另一方面，在中等到高接收器速度，本發(fā)明利用了參數(shù)G-Rake方案的魯棒性。轉(zhuǎn)讓給本申請的受讓人的公開美國專利申請2005/0215218在一個實(shí)施例中公開 了具有包括參數(shù)損害相關(guān)估計(jì)器和非參數(shù)損害相關(guān)估計(jì)器的接收器的移動臺(參見圖5B ； 第8頁，第8-26行)。由參數(shù)相關(guān)估計(jì)器和非參數(shù)相關(guān)估計(jì)器處理收到的信號，并且基于 干擾標(biāo)準(zhǔn)，選擇一個或另一個估計(jì)器的輸出以做進(jìn)一步處理。此申請未公開或建議基于移 動接收器10的速度在參數(shù)干擾估計(jì)和抑制與非參數(shù)干擾估計(jì)和抑制之間進(jìn)行選擇。本發(fā) 明的實(shí)施例僅以備選方式計(jì)算參數(shù)干擾估計(jì)或非參數(shù)干擾估計(jì)。相應(yīng)地，移動接收器10耗 費(fèi)的計(jì)算工作更少，節(jié)省了電池電能。另外，基于速度的選擇是實(shí)現(xiàn)更簡單的結(jié)構(gòu)。本領(lǐng)域 的技術(shù)人員將認(rèn)識到多模式干擾抑制功能16可實(shí)現(xiàn)為專用硬件，諸如一部分或所有ASIC、 FPGA或諸如此類。備選，多模式干擾抑制功能16可實(shí)現(xiàn)為在一個或多個存儲有程序的微處 理器、數(shù)字信號處理器(DSP)或諸如此類上執(zhí)行一個或多個軟件模塊。通常，多模式干擾功 能16可根據(jù)給定應(yīng)用的需要或要求，以硬件、軟件和固件的任何組合形式實(shí)現(xiàn)。當(dāng)然，在不脫離本發(fā)明基本特征的情況下，本發(fā)明可以不同于本文具體闡述那些 方式的其它方式實(shí)現(xiàn)。所示實(shí)施例在所有方面均要視為說明而不是限制，并且在隨附權(quán)利 要求的意義和等同物范圍內(nèi)的所有更改要涵蓋在其中。
權(quán)利要求
一種由接收器接收和解碼天線發(fā)射的無線通信信號的方法，所述接收器操作以在其中它使用用于信道均衡的參數(shù)方案的參數(shù)模式與其中它使用用于信道均衡的非參數(shù)方案的非參數(shù)模式之間選擇性地切換，包括在移動接收器接收所述無線通信信號；估計(jì)所述接收器的速度；如果所述接收器速度超過第一預(yù)確定閾值并且在非參數(shù)模式中操作，則切換到參數(shù)模式；如果所述接收器速度低于第二預(yù)確定閾值并且在參數(shù)模式中操作，則切換到非參數(shù)模式；通過在所述參數(shù)模式或非參數(shù)模式中執(zhí)行信道均衡，抑制干擾；以及在所述干擾抑制后將所述無線通信信號解碼。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其中所述無線通信信號包括寬帶碼分多址(WCDMA)信號。
3.如權(quán)利要求1-2任一項(xiàng)所述的方法，其中所述第一預(yù)確定閾值和所述第二預(yù)確定閾 值相同。
4.如權(quán)利要求1-2任一項(xiàng)所述的方法，其中所述第一預(yù)確定閾值和所述第二預(yù)確定閾 值不同。
5.如權(quán)利要求1-4任一項(xiàng)所述的方法，其中估計(jì)所述接收器相對于發(fā)射器的所述速度 包括估計(jì)所述收到無線通信信號的多普勒頻率fD。
6.如權(quán)利要求5所述的方法，其中所述第一閾值是頻率fhigh_spMd，以及其中如果所述接 收器在非參數(shù)模式中操作，則在fD > fhigh-Speed時切換到參數(shù)模式。
7.如權(quán)利要求5所述的方法，其中所述第二閾值是頻率f1(W_sprad，以及其中如果所述接 收器在參數(shù)模式中操作，則在fD < flow-speed時切換到非參數(shù)模式。
8.如權(quán)利要求1-7任一項(xiàng)所述的方法，其中通過執(zhí)行信道均衡抑制干擾包括通過在通 用Rake(G-Rake)接收器中執(zhí)行符號級信道均衡來抑制干擾。
9.如權(quán)利要求8所述的方法，其中在非參數(shù)模式中在所述G-Rake接收器中執(zhí)行符號級 信道均衡包括使用導(dǎo)頻信道估計(jì)損害協(xié)方差矩陣。
10.如權(quán)利要求1-7任一項(xiàng)所述的方法，其中通過執(zhí)行信道均衡抑制干擾包括通過在 干擾抑制濾波器中執(zhí)行碼片級信道均衡來抑制干擾。
11.一種無線通信接收器，包括 接收器，操作以接收無線通信信號；速度估計(jì)功能，操作以估計(jì)所述接收器的速度；干擾抑制功能，在非參數(shù)模式中操作以使用用于信道均衡的非參數(shù)方案抑制所述收到 的無線通信信號中的干擾，并且還在參數(shù)模式中操作以使用用于信道均衡的參數(shù)方案抑制 所述收到的無線通信信號中的干擾；以及控制器，操作以在它處于非參數(shù)模式，并且所述接收器速度超過第一預(yù)確定閾值時將 所述干擾抑制功能引入?yún)?shù)模式中，并且還操作以在它處于參數(shù)模式，并且所述接收器速 度低于第二預(yù)確定閾值時將所述干擾抑制模塊引入非參數(shù)模式中。
12.如權(quán)利要求11所述的接收器，其中所述無線通信信號包括寬帶碼分多址(WCDMA) 信號。
13.如權(quán)利要求11-12任一項(xiàng)所述的接收器，其中所述第一預(yù)確定閾值和第二預(yù)確定 閾值相同。
14.如權(quán)利要求11-12任一項(xiàng)所述的接收器，其中所述第一預(yù)確定閾值和第二預(yù)確定 閾值不同。
15.如權(quán)利要求11-14任一項(xiàng)所述的接收器，其中所述速度估計(jì)功能包括所述接收器 還操作以估計(jì)所述收到的無線通信信號的多普勒頻率fD。
16.如權(quán)利要求15所述的接收器，其中所述第一閾值是頻率fhigh_spMd，以及其中所述控 制器操作以在它處于非參數(shù)模式，并且fD > fhigh-Speed時將所述干擾抑制功能引入?yún)?shù)模式 中。
17.如權(quán)利要求15所述的接收器，其中所述第二閾值是頻率flOT_spMd，以及其中所述控 制器操作以在它處于參數(shù)模式，并且fD < flow-speed時將所述干擾抑制功能引入非參數(shù)模式 中。
18.如權(quán)利要求11-17任一項(xiàng)所述的接收器，其中所述干擾抑制功能包括操作以執(zhí)行 符號級信道均衡的通用Rake(G-Rake)接收器。
19.如權(quán)利要求18所述的接收器，其中所述G-Rake接收器通過使用導(dǎo)頻信道來估計(jì)損 害協(xié)方差矩陣，從而在非參數(shù)模式中執(zhí)行符號級信道均衡。
20.如權(quán)利要求11-17任一項(xiàng)所述的接收器，其中所述干擾抑制功能包括操作以執(zhí)行 碼片級信道均衡的干擾抑制濾波器。
21.一種包括如權(quán)利要求11至20任一項(xiàng)所述無線通信接收器的用戶設(shè)備。
全文摘要
具有多模式干擾抑制功能和估計(jì)其速度的方式的移動接收器在高速時利用用于干擾抑制的參數(shù)方案，在低速時利用非參數(shù)方案。具體而言，如果移動接收器當(dāng)前在非參數(shù)模式中操作，并且其速度超過第一預(yù)確定閾值，則移動接收器切換到參數(shù)模式。相反，如果移動接收器當(dāng)前在參數(shù)模式，并且其速度低于第二預(yù)確定閾值，則移動接收器切換到非參數(shù)模式。在一個實(shí)施例中，可通過收到信號中的多普勒頻率估計(jì)速度，并且閾值是多普勒頻率。在一個實(shí)施例中，第一閾值和第二閾值不同，從而在模式切換中產(chǎn)生遲滯。
文檔編號H04B1/707GK101897127SQ200880121083
公開日2010年11月24日 申請日期2008年12月1日 優(yōu)先權(quán)日2007年12月10日
發(fā)明者D·A·凱恩斯, E·瓊森, H·瓦塔比, K·尤薩卡 申請人:愛立信電話股份有限公司