專利名稱：基于網(wǎng)格編碼調(diào)制和多幅接收天線的mc-cdma系統(tǒng)及其收發(fā)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種新的基于網(wǎng)格編碼調(diào)制和多幅接收天線的MC-CDMA系統(tǒng)及其收發(fā)方法，屬于數(shù)字通信技術(shù)領(lǐng)域。

背景技術(shù)：
CDMA是3G通信的關(guān)鍵技術(shù)，而正交頻分復(fù)用(OFDM)是高速數(shù)據(jù)傳輸?shù)闹匾夹g(shù)。CDMA與OFDM技術(shù)相結(jié)合，成為多載波CDMA技術(shù)，是第四代移動通信領(lǐng)域的研究熱點(diǎn)。多載波CDMA技術(shù)主要有MC-CDMA(多載波CDMA)、MC-DS-CDMA(多載波直接序列擴(kuò)頻CDMA)和MT-CDMA(多音頻CDMA)三種實(shí)現(xiàn)方案。其中MC-CDMA，即頻域擴(kuò)頻方案，是三種方案中性能最好，最有研究和使用價值的方案。
MC-CDMA技術(shù)結(jié)合了CDMA和OFDM的優(yōu)點(diǎn)，既能對抗多徑衰落，又能抗頻率選擇性衰落，是高速率數(shù)據(jù)傳輸?shù)睦硐脒x擇。但是，與傳統(tǒng)CDMA系統(tǒng)一樣，在MC-CDMA系統(tǒng)中，每個用戶的信號，除了受到噪聲干擾外，還有來自其他用戶的干擾(多址干擾)。多址干擾會使用戶的信號檢測變得困難，誤碼性能變差。在一定誤碼要求下，多址干擾必須限制在一定范圍內(nèi)，這樣系統(tǒng)的用戶容量受到限制。如何抑制多址干擾，成為MC-CDMA的重要研究課題。
為了消除其他用戶的干擾信號，人們曾經(jīng)采用正交擴(kuò)頻方案，以便在接收端使用相關(guān)器消除多址干擾。但是，由于信道衰落和多徑延時的影響，用戶信號很難保持正交，采用相關(guān)器消除多址干擾的方法受到限制。
網(wǎng)格編碼調(diào)制TCM(Trellis Coded Modulation)是糾錯編碼領(lǐng)域取得的重大成果，它在不犧牲數(shù)據(jù)速率、不增加傳輸帶寬的前提下，獲得編碼增益，是高效、可靠信息傳輸?shù)牧己眠x擇。TCM突破了傳統(tǒng)的編碼和調(diào)制互相獨(dú)立的模式，將它們作為一個整體綜合考慮，使其產(chǎn)生的編碼序列既有最大的歐氏距離。
TCM與擴(kuò)頻(SS)技術(shù)相結(jié)合，我們稱之為TCM/SS。在TCM/SS中，首先為每個用戶分配M個正交擴(kuò)頻碼字構(gòu)成信號集，糾錯編碼所需要的冗余通過對該信號集的擴(kuò)充實(shí)現(xiàn)，即把M個正交碼字組成的集合擴(kuò)展為2M個雙正交碼字的信號集。然后，再對擴(kuò)充后的信號集進(jìn)行集分割，以使子集內(nèi)碼字的最小歐氏距離盡量增大。與傳統(tǒng)的擴(kuò)頻系統(tǒng)相比，上述系統(tǒng)每個碼字可以承載log2 M比特信息，系統(tǒng)的帶寬為通常的1/log2 M，一定程度上解決了MC-CDMA系統(tǒng)中帶寬資源緊張的問題。但是，我們看到，每個用戶分配M個碼字，不同用戶的碼字集合不能重疊，在碼長度固定的情況下，系統(tǒng)所能容納的用戶數(shù)僅為傳統(tǒng)系統(tǒng)的1/M，這限制了系統(tǒng)的用戶容量。隨著通信的發(fā)展，用戶需求會越來越多，因此，TCM/SS系統(tǒng)中，用戶容量下降的問題必須解決。
V-BLAST技術(shù)是多輸入多輸出(MIMO)技術(shù)中最簡單的一種。在發(fā)送端，每個用戶使用多幅天線同時發(fā)送數(shù)據(jù)，在接收端，使用多幅接收天線消除來自其他發(fā)送天線的數(shù)據(jù)干擾。V-BLAST技術(shù)理論具有良好的應(yīng)用前景，它能極大的提高系統(tǒng)的傳輸速率、頻譜效率，改善誤碼性能。
V-BLAST系統(tǒng)中的多天線干擾消除與MC-CDMA系統(tǒng)中多址干擾消除具有相似性。區(qū)別在于，多天線系統(tǒng)是消除同一用戶不同天線上的信號帶來的干擾；MC-CDMA系統(tǒng)是消除不同用戶的干擾。
目前將V-BLAST技術(shù)用于MC-CDMA系統(tǒng)，通常是在接收端安裝多幅天線，以獲取接收分集，改善誤碼性能；或者收發(fā)兩端都用多幅天線，提高系統(tǒng)容量。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是將TCM/SS用于MC-CDMA系統(tǒng)中，并在接收端用多幅接收天線解決系統(tǒng)的多址干擾和容量下降問題，從而提供一種結(jié)構(gòu)簡單，使用方便，實(shí)現(xiàn)大容量高性能，誤碼性能進(jìn)一步提高等優(yōu)點(diǎn)的基于網(wǎng)格編碼調(diào)制和多幅接收天線的MC-CDMA系統(tǒng)及其收發(fā)方法。
為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用如下技術(shù)方案 一種基于網(wǎng)格編碼調(diào)制和多幅接收天線的MC-CDMA系統(tǒng)，它包括單天線用戶發(fā)射裝置和多天線用戶接收裝置；其中， 單天線用戶發(fā)射裝置包括一個卷積編碼器，它與碼字映射模塊連接，碼字映射模塊與OFDM調(diào)制模塊連接，OFDM調(diào)制模塊與發(fā)射天線連接； 多天線用戶接收裝置包括多個接收天線，各個接收天線與相應(yīng)的一組積分器連接，每組積分器與相應(yīng)的檢測器連接，全部的檢測器與譯碼/幸存路徑選擇器連接，譯碼/幸存路徑選擇器與碼字映射模塊連接，碼字映射模塊則與卷積碼映射模塊連接。
所述各接收天線對應(yīng)的積分器組的第一個積分器均與第一個檢測器連接；各接收天線對應(yīng)的積分器組的第二個積分器均與第二檢測器連接，其余依次類推，各天線對應(yīng)積分器組的最后一個積分器均與最后一個檢測器連接。
一種采用基于網(wǎng)格編碼調(diào)制和多幅接收天線的MC-CDMA系統(tǒng)的收發(fā)方法，它的方法為 1)發(fā)射方法 a 假設(shè)共有K個用戶，在發(fā)送端把K個用戶進(jìn)行分組，每M1個用戶一組；每個組中的所有用戶使用碼字映射模塊的雙正交碼集，雙正交碼集A＝(A0，A1，..，A2M-1)，其中由M個長為N的正交碼字和它們的反碼組成，其中A0-A2M-1為碼字，N只能取2的整數(shù)次冪；由于同組中的用戶使用相同的擴(kuò)頻碼字，所以它們之間有很大的干擾； b 對雙正交碼集A進(jìn)行碼集分割，并選擇網(wǎng)格編碼中相應(yīng)碼率的最佳卷積編碼器，以便保證歐式距離小的碼字在信道中傳輸； c 每個用戶的信息比特，首先經(jīng)過卷積編碼器進(jìn)行卷積編碼，然后根據(jù)卷積編碼的輸出從碼字映射模塊的A中選擇一個碼字作為擴(kuò)頻碼字，完成擴(kuò)頻； d 擴(kuò)頻碼字進(jìn)行OFDM調(diào)制； e 用戶的OFDM調(diào)制信號經(jīng)過發(fā)射天線發(fā)送至信道； 2)接收方法 f.為了消除同組中用戶之間的數(shù)據(jù)干擾，在接收端安裝與每組用戶數(shù)量一致的M1幅接收天線； g.每幅天線上的信號首先經(jīng)過同步解調(diào)； h.所有天線上，相同子載波的同步解調(diào)信號，作為檢測器的輸入；輸出的是對用戶對應(yīng)碼片的估計值； i.N個檢測器的輸出，作為一個向量輸入到譯碼/幸存路徑選擇器中；在每個比特周期，選擇器的輸出是一個正交碼字；譯碼/幸存路徑選擇器選擇輸出的碼字序列，經(jīng)過碼字逆映射和卷積碼逆映射，得到用戶信息比特的估計值。
所述步驟b中的雙正交碼集分割，是通過把雙正交碼集A分成M個子集，每個子集中只包含2個碼字，它們互為反碼；在此選用Walsh-Hadamard碼，整個碼集中的碼字之間的最小歐式距離為分割之后，子集中的兩個碼字之間的歐式距離為其中，N為碼字的長度，顯然分割后碼字之間的最小歐式距離大于原碼字集合中碼字的最小歐式距離。
所述步驟c中，卷積碼的輸出比特，進(jìn)行自然碼編碼，得到一個十進(jìn)制數(shù)，然后根據(jù)這個數(shù)值選擇相應(yīng)序號的碼字；設(shè)卷積碼輸出為b1b2...bv，其中v＝log2(2M)為卷積碼編碼輸出比特數(shù)，則自然碼對應(yīng)的十進(jìn)制數(shù)為dec＝b1*2v-1+b2*2v-2+...+bv，于是選擇Adec(0≤dec≤2M-1)作為輸出碼字，其中，Adec表示雙正交碼集A中第dec個碼字； 所述步驟d中，OFDM調(diào)制包含以下處理過程 先對擴(kuò)頻碼字進(jìn)行1:N串并轉(zhuǎn)換，并把N個碼片分到N個并行的支路上； 把各支路的信號調(diào)制到不同的頻率即子載波上，然后各支路的調(diào)制信號相加，得到一個用戶的OFDM發(fā)送信號。
所述步驟g中，每幅接收天線上的信號首先進(jìn)行同步解調(diào)，即每個子載波信號先乘以同步載波，然后進(jìn)入積分器積分。
所述步驟h中，每幅接收天線的第1個子載波的同步解調(diào)信號輸入第1個檢測器，得到第1個chip的估計值；每幅天線的第2個子載波的同步解調(diào)信號輸入第2個T檢測器，得到第2個chip的估計值；依此類推，最后N個檢測器得到的是N個碼片的估計值。
所述步驟i中，N個檢測器的輸出，作為一個向量輸入到譯碼/幸存路徑選擇器中；依次求得輸入向量與正交碼集中的2M個碼字的歐式距離，選擇距離最小的一個碼字最為幸存碼字；這樣，在每個比特持續(xù)時間內(nèi)，譯碼/幸存路徑選擇器的輸出是一個正交碼字； 從一個時刻到下一時刻，每個狀態(tài)都有兩個分支，分別求這兩個分支對應(yīng)輸出，實(shí)際上是兩個正交碼字與譯碼/幸存路徑選擇器的輸出向量的在對應(yīng)比特周期的相關(guān)值Ul，選擇相關(guān)值較大的碼字作為幸存路徑；考慮譯碼深度L比特持續(xù)時間，先計算累積度量值即累積相關(guān)值，然后選擇最大的路徑作為最終的譯碼路徑；此時，每個時刻都對應(yīng)一個碼字，對該碼字進(jìn)行碼字逆映射；最后，對碼字逆映射結(jié)果再進(jìn)行卷積碼逆映射就可以得到發(fā)送的信息比特估計值。本發(fā)明的有益效果是 首先TCM-SIMO-MC-CDMA系統(tǒng)的用戶容量。由于每M1個用戶共用M個碼字，當(dāng)碼長為N時，碼字可以分成N/M(只考慮N能被M整除的情況)個分組，此時系統(tǒng)能容納的用戶數(shù)為M1*(N/M)。顯然系統(tǒng)容量與M成反比，而與M1成正比。當(dāng)M1>M，系統(tǒng)所能容納的用戶數(shù)大于N。這恰好能解決單天線系統(tǒng)中用戶容量下降的問題，在需要容納大量用戶或者誤碼性能要求很高時，可以通過增大M1或者減小M實(shí)現(xiàn)。
其次，因?yàn)槊總€碼字?jǐn)y帶log2 M比特信息，TCM-SIMO-MC-CDMA系統(tǒng)的頻帶利用率比傳統(tǒng)CDMA系統(tǒng)高。
這樣，當(dāng)系統(tǒng)帶寬資源有限時，可以通過適當(dāng)增大M，節(jié)省帶寬，提高帶寬利用率。而在通常情況下，需要根據(jù)實(shí)際情況適當(dāng)選取M1和M的值，使系統(tǒng)的帶寬利用率和用戶容量取得很好的折中。
TCM-SIMO-MC-CDMA系統(tǒng)的誤碼性能比傳統(tǒng)的MC-CDMA系統(tǒng)好。
首先，系統(tǒng)采用網(wǎng)格編碼調(diào)制(TCM)技術(shù)，可以在不犧牲信息速率、不增加傳輸帶寬的情況下獲得編碼增益。例如采用四狀態(tài)的卷積編碼器時，TCM可以帶來3～4dB的信噪比增益。
其次，因?yàn)榻邮斩耸褂枚喾炀€，系統(tǒng)可以獲得接收分集，從而使誤碼率下降，誤碼性能進(jìn)一步提高。



圖1a是第k(1≤k≤K)個用戶的發(fā)送框圖； 圖1b碼字映射原理圖； 圖2是TCM/SS雙正交碼集合的集分割示意圖； 圖3是4狀態(tài)R＝2/3的卷積編碼器網(wǎng)格圖； 圖4是第k1(1≤k1≤K)個用戶的接收框圖。圖中符號t為連續(xù)時間變量，即滿足t∈((l-1)T，lT)，/表示第/個比特周期，fn(n＝1，2，...，N)為第n子載波的頻率； 圖5是K＝2時四種系統(tǒng)的平均誤碼率(BER)性能對信噪比(Eb/N0)的變化曲線； 圖6是K＝4時四種系統(tǒng)的平均誤碼率(BER)性能對信噪比(Eb/N0)的變化曲線； 圖7K＝2時，TCM-SIMO-MC-CDMA系統(tǒng)誤碼性能隨M1變化曲線。

具體實(shí)施例方式 下面結(jié)合附圖與實(shí)施例對本發(fā)明作進(jìn)一步說明。
考慮MC-CDMA的上行鏈路，TCM-MC-CDMA系統(tǒng)的第k個用戶信號的發(fā)送端框圖如圖1所示。其中d(k)為第k個用戶的比特持續(xù)時間為T的信息數(shù)據(jù)。
圖1a中，TCM/SS為結(jié)合擴(kuò)頻的網(wǎng)格編碼調(diào)制，它根據(jù)d(k)為用戶k選擇擴(kuò)頻碼c(k)。與傳統(tǒng)的擴(kuò)頻系統(tǒng)不同，TCM/SS為每個用戶分配M個正交擴(kuò)頻碼字(Walsh-Hadamard碼)組成發(fā)射信號集，這M個碼字與它們的反碼共同組成雙正交碼集A，即A包含2M個長度為N(N只能取2的整數(shù)次冪)的擴(kuò)頻碼字，用Aj＝cj，1cj，2...cj，N，j＝0，1，...，2M-1表示，其中，cj，n(n＝1，2，...，N)表示第j個碼字的第n個碼片。顯然，用戶k的擴(kuò)頻碼c(k)滿足c(k)∈A＝{A0，A1，...，A2M-1}。TCM/SS由卷積編碼器和碼字映射模塊組成，其中卷積編碼器的碼率是特定的，即為R＝v-1/v，v＝log2(2M)，而映射完成擴(kuò)頻碼的實(shí)時選擇，即把卷積編碼器的輸出比特流(按n比特)映射成由擴(kuò)頻碼組成的擴(kuò)頻碼流。
最后，擴(kuò)頻碼c(k)經(jīng)過OFDM(多載波調(diào)制)后經(jīng)發(fā)射天線發(fā)送至信道。第k個用戶的發(fā)送信號為 其中Ps為每個子載波的功率，Tc為每個chip的持續(xù)時間，滿足Tc＝T/N，T為信息比特的持續(xù)時間，N為碼字的長度，fn是第n子載波的頻率，t連續(xù)時間變量，ck，n，i表示第k用戶在i比特持續(xù)時間選用的碼字的第n碼片。rect(t)是單位矩形函數(shù)，定義如下
接收端(基站)，TCM-SIMO-MC-CDMA系統(tǒng)把V-BLAST的多天線間數(shù)據(jù)干擾消除思想用于多址干擾的消除，即安裝M1幅接收天線，用以消除同一分組內(nèi)用戶信號的干擾，其原理如圖4所示。
第m接收天線上的時刻t的接收信號可以表示為 其中

表示第i比特持續(xù)時間內(nèi)(即t∈((i-1)T，iT))第k用戶的第n子載波到第m接收天線的信道響應(yīng)，且滿足σ2為瑞利信道響應(yīng)的方差，其中E[]表示求數(shù)學(xué)期望。Ps為每個子載波的功率，T為信息比特的持續(xù)時間，N為碼字的長度，fn是第n子載波的頻率，ck，n，l表示第k用戶在i比特持續(xù)時間選用的碼字的第n碼片。η(m)(t)為時刻t時，第m接收天線上，數(shù)學(xué)期望為0、雙邊功率譜密度為N0/2的加性高斯白噪聲，N0為功率譜密度。
由圖4，我們?nèi)菀椎玫降趍幅天線接收的信號，經(jīng)第n個子載波相干解調(diào)后，在第i個比特持續(xù)時間內(nèi)，關(guān)于第k1用戶信號的輸出

為 其中

表示第m幅天線在第l(1≤l≤L)比特持續(xù)時間的接收信號，根據(jù)式(2)，可以知道其中

是第l比特持續(xù)時間內(nèi)，第m幅天線上的高斯噪聲；T為信息比特的持續(xù)時間，fn是第n子載波的頻率，t為連續(xù)時間變量，N為碼字的長度。
對第k1個用戶，把所有M1幅天線第n子載波的解調(diào)信號(即

(n＝1，2，...，N))作為V-BLAST檢測器的輸入，V-BLAST檢測器的輸出是對用戶擴(kuò)頻碼字第n碼片(chip)的估計值

，其余的則依次類推。N個V-BLAST檢測器的輸出向量中第K1個用戶的輸出向量表示為是對用戶發(fā)送碼字向量的估計。

經(jīng)過Viterbi譯碼/幸存路徑選擇器、碼字逆映射、卷積碼逆映射就能恢復(fù)用戶的信息，Viterbi譯碼/幸存路徑選擇器具體的工作過程如下。
圖4中的Viterbi譯碼/幸存路徑選擇器與傳統(tǒng)的Viterbi譯碼器略有不同，它完成幸存路徑選擇，即每個比特持續(xù)時間內(nèi)選出一個正交碼字。此時，每個時刻都對應(yīng)一個碼字，表示為

對

進(jìn)行碼字逆映射得到

最后，對

進(jìn)行卷積碼逆映射就可以得到發(fā)送的信息比特估計值
為了驗(yàn)證TCM-SIMO-MC-CDMA系統(tǒng)的誤碼性能，以下推導(dǎo)TCM-SIMO-MC-CDMA系統(tǒng)的平均誤碼率下限的表達(dá)式。
在卷積碼的網(wǎng)格圖中，假設(shè)正確路徑為R，在某一段時間(0，L*T)內(nèi)，如果Viterbi譯碼/幸存路徑選擇器選擇了另一條路徑(錯誤路徑)W，就會發(fā)生錯誤。其中，L為Viterbi譯碼/幸存路徑選擇器的譯碼深度，T為信息比特的持續(xù)時間。以下的推導(dǎo)中，上標(biāo)R和W分別代表正確路徑和錯誤路徑的變量。發(fā)生譯碼錯誤，相當(dāng)于Viterbi譯碼/幸存路徑選擇器得到的路徑累積度量值U滿足U(R)<U(W)，其中，U(R)和U(W)分別表示正確路徑和錯誤路徑的累積度量值。應(yīng)用聯(lián)合界方法，系統(tǒng)的誤碼率為 其中prob()表示求概率運(yùn)算。
在大信噪比情況下，對系統(tǒng)誤碼性能起決定作用的是那些與正確路徑有最小歐氏距離的路徑。假設(shè)這個最小歐氏距離是dmin，我們僅考慮具有dmin的路徑的影響，這樣就是 在TCM-SIMO-MC-CDMA系統(tǒng)中，假設(shè)M1個用戶中有u個用戶使用相同的碼字，且與正確路徑歐氏距離為dmin的一條錯誤路徑引起的誤碼率為Pf(u)＝prob(U(R)<U(W))。只考慮與正確路徑歐氏距離為dmin的錯誤路徑，因?yàn)槊織l與正確路徑歐氏距離為dmin的錯誤路徑引起的誤碼率相同,則系統(tǒng)的誤碼率下限可以寫成以下形式(6) 其中，Nmin為與正確路徑的歐氏距離為dmin的路徑數(shù)目，與選擇的卷積碼一一對應(yīng)，min{}表示取最小值，U(R)和U(W)分別表示正確路徑和錯誤路徑的累積度量值。
假設(shè)P(u)為發(fā)送端M1個用戶中有u個用戶使用相同的擴(kuò)頻碼字的概率，P(u)由下式給出 對(5)式求統(tǒng)計平均得到系統(tǒng)的平均誤碼率為 為了求得Pf(u)，首先計算正確路徑與錯誤路徑相關(guān)器輸出統(tǒng)計量之差UΔ，并求得其信噪比。
以下推導(dǎo)中，上標(biāo)m表示第m幅接收天線，下標(biāo)l表示第l比特持續(xù)時間。接收信號經(jīng)過子載波解調(diào)后進(jìn)入到積分器，得到各子載波信號。不失一般性，我們只考慮第k1(1≤k1≤K)個用戶。由式(3)可知，第l比特持續(xù)時間內(nèi)，第m幅天線上第n子載波的輸出統(tǒng)計量為 其中， 上述公式中，其中

表示第m幅天線在第l(1≤l≤L)比特持續(xù)時間的接收信號，ck，n，l表示第k用戶在l比特持續(xù)時間選用的碼字的第n碼片，t為連續(xù)時間變量。Ps為發(fā)送信號功率，T為信息比特的持續(xù)時間，N為碼字的長度，fn是第n子載波的頻率。

為第k1用戶第l個周期，第m幅天線上的第n個子載波上的信號，

為對應(yīng)的干擾信號，

為對應(yīng)的高斯白噪聲。

表示第l比特持續(xù)時間，第k用戶的發(fā)送信號到第m幅接收天線的信道響應(yīng)。
當(dāng)K和M較大時，

可以近似為高斯噪聲，經(jīng)過計算，我們可以得到其方差為 其中Var[]表示求方差運(yùn)算，E{}表示求數(shù)學(xué)期望，*表示共軛運(yùn)算，K為用戶總數(shù)，u是M1個用戶中使用相同碼字的用戶數(shù)，Ps為發(fā)送信號功率，σ2為瑞利信道響應(yīng)的方差。經(jīng)推導(dǎo)，噪聲項(xiàng)的方差為N0/T。這樣，把噪聲和干擾都看成高斯噪聲，其總的方差為 其中，Var[]表示求方差運(yùn)算，Ps為發(fā)送信號功率，σ2為瑞利信道響應(yīng)的方差，M1為接收天線數(shù)目，u是M1個用戶中使用相同碼字的用戶數(shù)，K為用戶總數(shù)，T為信息比特的持續(xù)時間，N0為復(fù)高斯白噪聲的功率譜密度。
M1幅接收天線第n子載波的信號經(jīng)過解調(diào)后的信號矢量表示為 式中其中，

是第k用戶，第l比特持續(xù)時間內(nèi)，第m幅天線上第n子載波的輸出統(tǒng)計量。

為第k1用戶第l個周期，第m幅天線上的第n個子載波上的信號，

為對應(yīng)的干擾信號，

為對應(yīng)的高斯白噪聲。下標(biāo)k1表示第k1用戶，n表示第n子載波，l表示第l比特持續(xù)時間。Hk，n，l為第l比特持續(xù)時間，第k用戶第n子載波的信道矩陣。

為第k1用戶在第l比特持續(xù)時間，所有天線上的高斯噪聲向量。
V-BLAST檢測器采用迫零線性算法，即用

的偽逆矩陣

與信號向量

相乘，以恢復(fù)各子載波上的數(shù)據(jù)。這樣，我們得到，在第l比特持續(xù)時間，第k1用戶的第n個V-BLAST檢測器的輸出信號為 其中，Hk，n，l為第l比特持續(xù)時間，第k用戶第n子載波的信道矩陣；

表示

的偽逆矩陣，

為第k1用戶在第l比特持續(xù)時間，各幅天線上的高斯噪聲向量。ck，n，l表示第k用戶在l比特持續(xù)時間選用的碼字的第n碼片。
對第k1個用戶來說，第n個V-BLAST檢測器的輸出信噪比為 []-1表示求逆矩陣，Ps表示發(fā)送信號功率，V為不考慮信道衰落時的干擾功率，

表示不考慮信道衰落影響時信號與噪聲功率比；M為每個分組用戶使用的碼字(不包括反碼)數(shù)目，u是M1個用戶中使用相同碼字的用戶數(shù)，K為用戶總數(shù)，T為信息比特的持續(xù)時間，N0為復(fù)高斯白噪聲的功率譜密度。
以下我們分別求正確路徑和錯誤路徑的碼字向量與V-BLAST檢測器輸出向量的相關(guān)值，顯然正確路徑的碼字向量與輸出向量的相關(guān)值必須大于錯誤碼字與輸出向量的相關(guān)值，否則就會發(fā)生譯碼錯誤。必須指出的是，對于正確路徑，在L比特持續(xù)時間內(nèi)，接收端碼字逆映射得到的碼序列與發(fā)端擴(kuò)頻后序列完全相同，任意chip均滿足

(n＝1，2...N；l＝1，2...L)，其中，

表示第k1個用戶正確路徑上，第l個周期的第n個碼片；對于錯誤路徑，碼字逆映射得到的碼序列與發(fā)端擴(kuò)頻后序列不同，而對每個chip來說，

不一定等于

其中，

表示第k1個用戶錯誤路徑上，第l個周期的第n個碼片。正確路徑碼字向量與輸出向量的相關(guān)值 (15) 其中

為第l比特持續(xù)時間輸出向量與該比特持續(xù)時間的正確路徑的擴(kuò)頻碼字向量的相關(guān)值，

表示

的偽逆矩陣，

表示第l比特持續(xù)時間，第k1用戶的第n個V-BLAST檢測器的輸出統(tǒng)計量；

表示第k1個用戶正確路徑上，第l個周期的第n個碼片，ck，n，l表示第k用戶在l比特持續(xù)時間選用的碼字的第n碼片，Ps表示發(fā)送信號功率。
錯誤路徑碼字向量與輸出向量的相關(guān)值 　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　(16)

為第l比特持續(xù)時間輸出向量與該比特持續(xù)時間的錯誤路徑的擴(kuò)頻碼字向量的相關(guān)值，

表示

的偽逆矩陣，

表示第l比特持續(xù)時間，第k1用戶的第n個V-BLAST檢測器的輸出統(tǒng)計量；

表示第k1個用戶錯誤路徑上，第l個周期的第n個碼片，ck，n，l表示第k用戶在l比特持續(xù)時間選用的碼字的第n碼片，Ps表示發(fā)送信號功率。
根據(jù)前面的分析，U(R)<U(W)時會發(fā)生譯碼錯誤。為了求系統(tǒng)的誤碼率，我們定義二者之差為 (17) 其中，U(R)表示正確路徑碼字向量與輸出向量的相關(guān)值，U(W)表示錯誤路徑碼字向量與輸出向量的相關(guān)值，

表示第k1個用戶錯誤路徑上，第l個周期的第n個碼片，

表示第k1個用戶正確路徑上，第l個周期的第n個碼片。
當(dāng)K較大時，可以把干擾項(xiàng)近似為高斯隨機(jī)變量，因此UΔ可以看作高斯隨機(jī)變量，其信噪比為 其中UΔ為正確路徑與錯誤路徑累計度量值之差，

表示第k1個用戶正確路徑上，第l個周期的第n個碼片，

表示第k1個用戶錯誤路徑上，第l個周期的第n個碼片，ck，n，l表示第k用戶在l比特持續(xù)時間選用的碼字的第n碼片，Ps表示發(fā)送信號功率。
根據(jù)柯西不等式我們得到 其中，表示第/比特持續(xù)時間第n子載波上的干擾功率，上標(biāo)H表示共軛轉(zhuǎn)置。UΔ為正確路徑與錯誤路徑累計度量值之差，

表示第k1個用戶正確路徑上，第l個周期的第n個碼片，

表示第k1個用戶錯誤路徑上，第l個周期的第n個碼片，ck，n，l表示第k用戶在l比特持續(xù)時間選用的碼字的第n碼片，Ps表示發(fā)送信號功率。
根據(jù)文獻(xiàn)(楊維，V-BLAST MIMO MC-CDMA系統(tǒng)的空時結(jié)構(gòu)和性能分析[MA]，北京北京交通大學(xué)，2006)，隨機(jī)變量γn，l服從自由度為2(M-u+1)，方差為σ2的卡方(chi-square)分布，其概率密度為 其中()！表示階乘運(yùn)算，exp()為指數(shù)運(yùn)算，M1為接收天線數(shù)，σ2為瑞利信道響應(yīng)的方差，

表示不考慮信道衰落影響時信號與噪聲功率比，u是M1個用戶中使用相同碼字的用戶數(shù)。為了便于分析

的概率分布，將簡化為 其中max{}表示取最大值，

是最大信噪比，
假設(shè)在L比特持續(xù)時間中，正確路徑與錯誤路徑共有Ndf個不同的chip。由式(16)可知，

實(shí)際上是Ndf個相互獨(dú)立且概率密度與γn，l相同的隨機(jī)變量之和，服從自由度為2(M-u+1)×Ndf＝2(M-u+1)Ndf，方差為σ2的卡方分布，概率密度為 其中，

是最大信噪比，Ndf是正確路徑與錯誤路徑在L比特持續(xù)時間內(nèi)，不同碼片的數(shù)目，σ2為瑞利信道響應(yīng)的方差，

表示不考慮信道衰落影響時信號與噪聲功率比，u是M1個用戶中使用相同碼字的用戶數(shù)。
得到UΔ信噪比的概率分布后，我們來分析系統(tǒng)的誤碼率。由前面的分析可知UΔ服從高斯分布，因此用戶1的數(shù)據(jù)在條件

已知時的差錯概率為 平均誤碼率是上式的統(tǒng)計平均，即 由式(21-23)求得閉式解 其中，M1為接收天線數(shù)，u是M1個用戶中使用相同碼字的用戶數(shù)，

表示不考慮信道衰落影響時信號與噪聲功率比，σ2為瑞利信道相應(yīng)的方差。因?yàn)橥茖?dǎo)過程中，使用的信噪比

是UΔ信噪比的最大值，故式(25)中給出的是系統(tǒng)誤碼率的下限。
最后，我們計算Ndf的值。因?yàn)檎_路徑與錯誤路徑的歐氏距離為dmin，擴(kuò)頻碼字的chip只能取±1，c1，n，l與

取值相同時差為0，取值不同時差為±2。故有 于是我們得到 其中Ndf是正確路徑與錯誤路徑在L比特持續(xù)時間內(nèi)，不同碼片的數(shù)目，L為Viterbi譯碼的譯碼深度，N為碼字長度。dmin是正確路徑與錯誤路徑的歐式距離，它等于卷積碼網(wǎng)格圖中，從全0狀態(tài)出發(fā)，回到全0狀態(tài)的最短的路徑與全0路徑的歐氏距離。

由卷積碼的結(jié)構(gòu)(生成多項(xiàng)式和約束長度)決定，且與L無關(guān)。
用戶數(shù)K＝2時的誤碼率曲線如圖5所示。從圖中可以看出，TCM-SIMO-MC-CDMA系統(tǒng)的誤碼性能優(yōu)于其它三種系統(tǒng)。如在誤碼率為10-4時，TCM-SIMO-MC-CDMA系統(tǒng)與UC-SIMO-MC-CDMA系統(tǒng)相比，有大約4dB的信噪比增益，這是由TCM帶來的編碼增益；與TCM-SISO-MC-CDMA系統(tǒng)相比，有約7dB信噪比增益，是由分集帶來的；與UC-SISO-MC-CDMA系統(tǒng)相比，約有11dB增益，其中包含了TCM編碼增益和分集增益。
用戶數(shù)K＝4時，誤碼曲線如圖6所示。UC-SIMO-MC-CDMA系統(tǒng)和TCM-SIMO-MC-CDMA系統(tǒng)的誤碼性能曲線關(guān)系與圖4相似。與單天線系統(tǒng)比較，隨著信噪比的增加，TCM-SIMO-MC-CDMA系統(tǒng)的信噪比增益越來越大，這與TCM在高信噪比下對誤碼性能改善更明顯是一致的。
同時我們還可以看到，當(dāng)信噪比大于20dB時，隨著信噪比的增大，單天線的MC-CDMA系統(tǒng)的誤碼率不再下降。這是因?yàn)?，?dāng)信噪比較大時，噪聲基本可以忽略，此時多址干擾是控制系統(tǒng)誤碼性能的主要因素。而在多天線系統(tǒng)中，接收端的多幅接收天線，消除了其它用戶的干擾，成功抑制了多址干擾。因此，多天線系統(tǒng)的誤碼曲線在高信噪比區(qū)域仍然呈下降趨勢。
圖5和圖6中，多天線系統(tǒng)的誤碼率隨信噪比增加下降的更快。這與多天線理論中的分集概念是相符的。研究結(jié)果表明，分集階數(shù)對應(yīng)誤碼率曲線的斜率即分集階數(shù)越高，誤碼率隨著信噪比增加下降的越快。當(dāng)然，當(dāng)接收天線數(shù)較多時，隨著接收天線數(shù)的增多，誤碼性能改善程度越來越慢，分集階數(shù)一般不會很高，如取4～5階。
比較圖5和圖6可知，隨著用戶數(shù)的增加，各個系統(tǒng)的誤碼性能下降，這與普通系統(tǒng)是一樣的。其中，多址干擾對單天線系統(tǒng)的影響相當(dāng)明顯，當(dāng)用戶數(shù)大于等于4時，增加信噪比幾乎不能降低系統(tǒng)誤比特率，這顯然與可靠性通信要求相矛盾；而對于多天線系統(tǒng)，誤碼率曲線隨著信噪比增加下降較快，依然可以通過提高信噪比(即提高發(fā)送功率)來實(shí)現(xiàn)誤碼性能的提高。另外，圖5和圖6中同時給出了TCM-SIMO-MC-CDMA系統(tǒng)的理論誤碼曲線。可以看出，理論曲線與仿真曲線基本吻合，這證明圖中仿真曲線的可靠性。
從圖6可以明顯看出，對于單天線的系統(tǒng)，由于多址干擾的影響，信噪比大于某個值后，誤碼率不再下降；但多天線系統(tǒng)由于接收分集作用，減弱了多址干擾的影響。因此，給定誤碼率要求時，單天線系統(tǒng)實(shí)際容納的用戶數(shù)比理論值減少程度大于多天線系統(tǒng)。
由圖7可以看出，隨著接收天線數(shù)的增加，系統(tǒng)的誤碼性能會相應(yīng)提高。當(dāng)然，隨著M1的增大，誤碼性能的改善程度越來越小。
以下舉例簡單說明TCM-SIMO-MC-CDMA系統(tǒng)中第一個用戶的發(fā)送和接收過程。
用戶總數(shù)K＝8，每個分組用戶數(shù)M1＝4，每個分組共同使用的碼集包含M＝4個碼字，碼字是長度為N＝4的Walsh-Hadamard碼。
1)發(fā)射方法 1 共有8個用戶，在發(fā)送端每4個用戶分成一組；每個組中的所有用戶使用一個擴(kuò)頻碼集，碼集由4個長為4的正交碼字和它們的反碼組成，用A＝(A0，A1，...，A7)表示； 因?yàn)橥M中的用戶使用相同的擴(kuò)頻碼字，所以它們之間有很大的干擾； 2 在TCM/SS中，通過對雙正交碼集進(jìn)行分割，使每個分組內(nèi)的碼字之間的最小歐氏距離變大。碼集分割過程如圖2所示，其中

表示對應(yīng)碼集合碼字之間的最小歐氏距離。
3 選擇TCM方法中碼率為2/3，狀態(tài)數(shù)為4的最佳卷積編碼器，以保證在信道中傳輸?shù)拇a字歐式距離最小。卷積碼的網(wǎng)格圖如圖3所示，其中的Aij(i＝0，1；j＝0，1)是狀態(tài)轉(zhuǎn)移對應(yīng)的輸出。Aij是雙正交碼集A的子集，它只包含互為反碼的兩個正交碼字(參見圖2)。
4 第一個用戶的信息比特d(1)，每兩個比特一組，用d1d2表示，首先經(jīng)過卷積編碼，得到編碼比特b1b2b3。然后對b1b2b3進(jìn)行碼字映射，如圖1(b)所示，即根據(jù)b1b2b3按照自然碼編碼規(guī)則從正交碼集中選擇一個碼字作為擴(kuò)頻碼字c(1)，完成擴(kuò)頻。例如，當(dāng)b1b2b3＝000時，選擇第0號碼字作為輸出碼字，即c(1)＝A0；當(dāng)b1b2b3＝101，選擇第5號碼字作為輸出碼字，即c(1)＝A5。
5 擴(kuò)頻碼字進(jìn)行OFDM多載波調(diào)制，即先對擴(kuò)頻碼字進(jìn)行14串并轉(zhuǎn)換，把4個碼片分到4個并行的支路上； 6 把各支路的信號調(diào)制到不同的頻率(f1，f2，...，f4)即子載波上，然后各支路的調(diào)制信號相加，得到一個用戶的OFDM發(fā)送信號； 7 用戶的OFDM調(diào)制信號經(jīng)過天線發(fā)送至信道； 2)接收方法 為了消除同組中4個用戶之間的數(shù)據(jù)干擾，我們在接收端安裝4幅天線； 每幅天線上的信號首先進(jìn)行同步解調(diào)，即每個子載波先乘以同步載波，然后進(jìn)入積分器積分。例如，第一個用戶，第1個比特持續(xù)時間內(nèi)，第1幅接收天線上，第1個子載波的信號，先乘以同步解調(diào)信號cos(2πf1t)，然后經(jīng)過積分器積分得到解調(diào)信號
4幅天線的第1個子載波的同步解調(diào)信號輸入第1個V-BLAST檢測器，得到輸出信號Y1，1，1；4幅天線的第2個子載波的同步解調(diào)信號輸入第2個V-BLAST檢測器，得到輸出信號Y1，2，1；依此類推，4個V-BLAST檢測器得到的是4個碼片的估計值； 4個V-BLAST檢測的輸出，作為一個向量輸入到Viterbi幸存路徑選擇器中。
由圖3可知，從一個時刻到下一時刻，每個狀態(tài)都有兩個分支，我們分別求這兩個分支對應(yīng)輸出(實(shí)際上是兩個正交碼字)與V-BLAST譯碼器的輸出向量

的相關(guān)值U1，選擇相關(guān)值較大的碼字作為幸存路徑。這樣，在每個比特持續(xù)時間內(nèi)，選擇器的輸出是一個正交碼字，用

表示；考慮3個比特持續(xù)時間，先計算累積度量值(即累積相關(guān)值)(即累積相關(guān)值)，然后選擇U最大的路徑作為最終的譯碼路徑。
Viterbi路徑選擇器選擇輸出的碼字序列，經(jīng)過碼字逆映射和卷積碼逆映射，得到用戶信息比特的估計值。如在第1比特持續(xù)時間內(nèi)，將

進(jìn)行碼字逆映射(利用自然碼逆映射)，得到編碼序列b1b2b3的估計值

最后，

經(jīng)過卷積碼逆映射，就能恢復(fù)發(fā)送信息比特
權(quán)利要求
1.一種基于網(wǎng)格編碼調(diào)制和多幅接收天線的MC-CDMA系統(tǒng)，其特征是，它包括單天線用戶發(fā)射裝置和多天線用戶接收裝置；其中，
單天線用戶發(fā)射裝置包括一個卷積編碼器，它與碼字映射模塊連接，碼字映射模塊與OFDM調(diào)制模塊連接，OFDM調(diào)制模塊與發(fā)射天線連接；
多天線用戶接收裝置包括多個接收天線，各個接收天線與相應(yīng)的一組積分器連接，每組積分器與相應(yīng)的檢測器連接，全部的檢測器與譯碼/幸存路徑選擇器連接，譯碼/幸存路徑選擇器與碼字映射模塊連接，碼字映射模塊則與卷積碼映射模塊連接。
2.如權(quán)利要求1所述的基于網(wǎng)格編碼調(diào)制和多幅接收天線的MC-CDMA系統(tǒng)，其特征是，所述各接收天線對應(yīng)的積分器組的第一個積分器均與第一個檢測器連接；各接收天線對應(yīng)的積分器組的第二個積分器均與第二檢測器連接，其余依次類推，各天線對應(yīng)積分器組的最后一個積分器均與最后一個檢測器連接。
3.一種采用權(quán)利要求1所述的基于網(wǎng)格編碼調(diào)制和多幅接收天線的MC-CDMA系統(tǒng)的收發(fā)方法，其特征是，它的方法為
1)發(fā)射方法
a假設(shè)共有K個用戶，在發(fā)送端把K個用戶進(jìn)行分組，每M1個用戶一組；每個組中的所有用戶使用碼字映射模塊的雙正交碼集，雙正交碼集A＝(A0，A1，...，A2M-1)，其中由M個長為N的正交碼字和它們的反碼組成，其中A0-A2M-1為碼字，N只能取2的整數(shù)次冪；由于同組中的用戶使用相同的擴(kuò)頻碼字，所以它們之間有很大的干擾；
b對雙正交碼集A進(jìn)行碼集分割，并選擇網(wǎng)格編碼中相應(yīng)碼率的最佳卷積編碼器，以便保證歐式距離小的碼字在信道中傳輸；
c每個用戶的信息比特，首先經(jīng)過卷積編碼器進(jìn)行卷積編碼，然后根據(jù)卷積編碼的輸出從碼字映射模塊的A中選擇一個碼字作為擴(kuò)頻碼字，完成擴(kuò)頻；
d擴(kuò)頻碼字進(jìn)行OFDM調(diào)制；
e用戶的OFDM調(diào)制信號經(jīng)過發(fā)射天線發(fā)送至信道；
2)接收方法
f.為了消除同組中用戶之間的數(shù)據(jù)干擾，在接收端安裝與每組用戶數(shù)量一致的M1幅接收天線；
g.每幅天線上的信號首先經(jīng)過同步解調(diào)；
h.所有天線上，相同子載波的同步解調(diào)信號，作為檢測器的輸入；輸出的是對用戶對應(yīng)碼片的估計值；
i.N個檢測器的輸出，作為一個向量輸入到譯碼/幸存路徑選擇器中；在每個比特周期，選擇器的輸出是一個正交碼字；譯碼/幸存路徑選擇器選擇輸出的碼字序列，經(jīng)過碼字逆映射和卷積碼逆映射，得到用戶信息比特的估計值。
4.如權(quán)利要求3所述的采用基于網(wǎng)格編碼調(diào)制和多幅接收天線的MC-CDMA系統(tǒng)的收發(fā)方法，其特征是，所述步驟b中的雙正交碼集分割，是通過把雙正交碼集A分成M個子集，每個子集中只包含2個碼字，它們互為反碼；在此選用Walsh-Hadamard碼，整個碼集中的碼字之間的最小歐式距離為分割之后，子集中的兩個碼字之間的歐式距離為其中，N為碼字的長度，顯然分割后碼字之間的最小歐式距離大于原碼字集合中碼字的最小歐式距離。
5.如權(quán)利要求3所述的采用基于網(wǎng)格編碼調(diào)制和多幅接收天線的MC-CDMA系統(tǒng)的收發(fā)方法，其特征是，所述步驟c中，卷積碼的輸出比特，進(jìn)行自然碼編碼，得到一個十進(jìn)制數(shù)，然后根據(jù)這個數(shù)值選擇相應(yīng)序號的碼字；設(shè)卷積碼輸出為b1b2..bv，其中v＝log2(2M)為卷積碼編碼輸出比特數(shù)，則自然碼對應(yīng)的十進(jìn)制數(shù)為dec＝b1*2v-1+b2*2v-2+...+bv，于是選擇Adec(0≤dec≤2M-1)作為輸出碼字，其中，Adec表示雙正交碼集A中第dec個碼字。
6.如權(quán)利要求3所述的采用基于網(wǎng)格編碼調(diào)制和多幅接收天線的MC-CDMA系統(tǒng)的收發(fā)方法，其特征是，所述步驟d中，OFDM調(diào)制包含以下處理過程
先對擴(kuò)頻碼字進(jìn)行1N串并轉(zhuǎn)換，并把N個碼片分到N個并行的支路上；
把各支路的信號調(diào)制到不同的頻率即子載波上，然后各支路的調(diào)制信號相加，得到一個用戶的OFDM發(fā)送信號。
7.如權(quán)利要求3所述的采用基于網(wǎng)格編碼調(diào)制和多幅接收天線的MC-CDMA系統(tǒng)的收發(fā)方法，其特征是，所述步驟g中，每幅接收天線上的信號首先進(jìn)行同步解調(diào)，即每個子載波信號先乘以同步載波，然后進(jìn)入積分器積分。
8.如權(quán)利要求3所述的采用基于網(wǎng)格編碼調(diào)制和多幅接收天線的MC-CDMA系統(tǒng)的收發(fā)方法，其特征是，所述步驟h中，每幅接收天線的第1個子載波的同步解調(diào)信號輸入第1個檢測器，得到第1個chip的估計值；每幅天線的第2個子載波的同步解調(diào)信號輸入第2個T檢測器，得到第2個chip的估計值；依此類推，最后N個檢測器得到的是N個碼片的估計值。
9.如權(quán)利要求3所述的采用基于網(wǎng)格編碼調(diào)制和多幅接收天線的MC-CDMA系統(tǒng)的收發(fā)方法，其特征是，所述步驟i中，N個檢測器的輸出，作為一個向量輸入到譯碼/幸存路徑選擇器中；依次求得輸入向量與正交碼集中的2M個碼字的歐式距離，選擇距離最小的一個碼字最為幸存碼字；這樣，在每個比特持續(xù)時間內(nèi)，譯碼/幸存路徑選擇器的輸出是一個正交碼字；
從一個時刻到下一時刻，每個狀態(tài)都有兩個分支，分別求這兩個分支對應(yīng)輸出，實(shí)際上是兩個正交碼字與譯碼/幸存路徑選擇器的輸出向量的在對應(yīng)比特周期的相關(guān)值Ul，選擇相關(guān)值較大的碼字作為幸存路徑；考慮譯碼深度L比特持續(xù)時間，先計算累積度量值即累積相關(guān)值，然后選擇最大的路徑作為最終的譯碼路徑；此時，每個時刻都對應(yīng)一個碼字，對該碼字進(jìn)行碼字逆映射；最后，對碼字逆映射結(jié)果再進(jìn)行卷積碼逆映射就可以得到發(fā)送的信息比特估計值。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種基于網(wǎng)格編碼調(diào)制和多幅接收天線的MC-CDMA系統(tǒng)及其收發(fā)方法。它將TCM/SS用于MC-CDMA系統(tǒng)中，并在接收端用多幅接收天線解決系統(tǒng)的多址干擾和容量下降問題，具有結(jié)構(gòu)簡單，使用方便，實(shí)現(xiàn)大容量高性能，誤碼性能進(jìn)一步提高等優(yōu)點(diǎn)。其系統(tǒng)為它包括單天線用戶發(fā)射裝置和多天線用戶接收裝置；其中，單天線用戶發(fā)射裝置包括一個卷積編碼器，它與碼字映射模塊連接，碼字映射模塊與OFDM調(diào)制模塊連接，OFDM調(diào)制模塊與天線連接；多天線用戶接收裝置包括多個接收天線，各天線與一組卷積編碼器連接，卷積編碼器與相應(yīng)的檢測器連接，檢測器與譯碼/幸存路徑選擇器連接，譯碼/幸存路徑選擇器與碼字映射模塊連接，碼字映射模塊則與卷積碼映射模塊連接。
文檔編號H04L27/26GK101488938SQ20091001384
公開日2009年7月22日 申請日期2009年1月15日 優(yōu)先權(quán)日2009年1月15日
發(fā)明者曹葉文, 姜立國 申請人:山東大學(xué)