專(zhuān)利名稱：正交小波變換和時(shí)間分集技術(shù)相融合的盲均衡方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種時(shí)間分集盲均衡方法，尤其涉及一種正交小波變換和時(shí)間 分集技術(shù)相融合的盲均衡方法。
背景技術(shù)：
在水聲通信中，由于多徑衰落和信道失真的存在，在接收端會(huì)產(chǎn)生嚴(yán)重的
碼間干擾(Inter-Symbol Interference, ISI)，降低了信息傳輸速率和可靠性。盲均 衡技術(shù)由于不需要訓(xùn)練序列節(jié)省了帶寬，更適合帶寬受限的水聲信道。然而， 傳統(tǒng)的盲均衡技術(shù)并未很好解決信道多徑衰落所帶來(lái)的影響，分集技術(shù)是克服 多徑衰落的有效途徑之一，因此將分集技術(shù)應(yīng)用于盲均衡中將會(huì)大大提高通信 質(zhì)量。常用的分集技術(shù)主要包括空間分集、時(shí)間分集以及頻率分集等。其中時(shí) 間分集是指將待發(fā)送的信號(hào)每隔一定時(shí)間間隔(傳輸時(shí)間間隔大于或等于相干 時(shí)間)重復(fù)發(fā)送，在接收端形成分集效果，與空間分集相比節(jié)省了接收天線的 數(shù)目。
傳統(tǒng)常數(shù)模算法(Constant Modulus Algorithm, CMA)由于誤差函數(shù)曲線的不 對(duì)稱性，使其收斂速度慢、穩(wěn)態(tài)誤差大。文獻(xiàn)[l](郭業(yè)才,張艷萍.采用判決圓 判決的雙模式常數(shù)模盲均衡算法[J].數(shù)據(jù)采集與處理2007,22(3):278-281)利用 奇對(duì)稱的雙曲正切誤差函數(shù)，使盲均衡算法的均方誤差減小，但收斂速度并沒(méi) 有力口快；文獻(xiàn)[2](Mahmoud Hadef， Stephan Weiss. Concurrent Constant Modulus Algorithm and Decision Directed Scheme for Synchronous DS-CDMA Equalization [J].IEEE Statistical signal processing2005, vol. issue (17-20): 203-205) 表明，判決引導(dǎo)(DecisionDirected, DD)算法，既能加快收斂速度又能減小穩(wěn)態(tài) 誤差，但并不能降低輸入信號(hào)的自相關(guān)性;文獻(xiàn)[3](韓迎鴿，郭業(yè)才,吳造林等.基 于正交小波變換的多模盲均衡器設(shè)計(jì)與算法仿真研究[J].儀器儀表學(xué) 報(bào),2008，29(7):1441-1445)表明，在均衡器輸入端對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行正交小波變換 后，可以降低信號(hào)的自相關(guān)性，從而有效地提高收斂速度。這幾種算法，均不 能糾正因多普勒頻移引起的相位旋轉(zhuǎn)；文獻(xiàn)[4](Cooklev T. An efficient architecture for orthogonal wavelet transforms [J].IEEE Signal Processing Letters (S1070-9980),2006, 13(2):77-79)表明，在盲均衡算法中，引入數(shù)字鎖相環(huán)較好地糾正了相位旋轉(zhuǎn)，有效地實(shí)現(xiàn)載波恢復(fù)。但是收斂速度慢、均方誤差大。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明要解決的技術(shù)問(wèn)題是針對(duì)現(xiàn)有技術(shù)存在的缺陷提出一種正交小波 變換和時(shí)間分集相融合的盲均衡方法。
本發(fā)明正交小波變換和時(shí)間分集技術(shù)相融合的盲均衡方法，其特征在于包
括d重結(jié)構(gòu)相同的信道支路，經(jīng)過(guò)一個(gè)時(shí)間間隔7:第二支路接收到發(fā)射信號(hào) "(w)、經(jīng)過(guò)二個(gè)時(shí)間間隔2 :第三支路接收到發(fā)射信號(hào)"(w)、依次類(lèi)推至第d
支路經(jīng)過(guò)d-1個(gè)時(shí)間間隔(d-1)7:接收到發(fā)射信號(hào)"07)， d為正整數(shù)，其中第
一支路均衡方法包括如下步驟
1. )將發(fā)射信號(hào)"(w)經(jīng)過(guò)第一脈沖響應(yīng)信道c(")得到第一信道輸出向量 A(")，其中w為時(shí)間序列，下同；
2. )采用第一信道噪聲H^(w)和步驟1所述的第一信道輸出向量A(")得到 第一均衡器的輸入向量A("^^(")+H^(");
3. )將步驟2所述的第一均衡器的輸入向量A(")經(jīng)過(guò)第一正交小波變換 得到第一正交小波變換器WT的輸出向量= e^(w)，其中2為正交小波 變換矩陣；
4. )由基于雙曲正切誤差函數(shù)的時(shí)間分集盲均衡器權(quán)向量/^皿)(w)、判決 引導(dǎo)均衡器權(quán)向量/(DD)(w)及數(shù)字鎖相環(huán)得到第一路均衡器權(quán)向量
= +/,)("),(")，其中e為自然底數(shù)，/ = >/=1為虛數(shù)單位，
是對(duì)常相位旋轉(zhuǎn)的估計(jì)值，/(")為相位旋轉(zhuǎn)復(fù)數(shù)信號(hào)；下標(biāo)1表示第1個(gè)分支。
5. )采用步驟3所述的第一正交小波變換器WT的輸出向量《(")和歩驟
4所述的第一路均衡器權(quán)向量y;(")得到第一路均衡器的輸出序列
采用d重信道支路的均衡器的輸出序列得到輸出信號(hào)為= |>,Z/(")， 其中Z,(W)為第/均衡器的輸出序列；A為第/支路均衡器的輸出信號(hào)銜加權(quán)系 數(shù)，由于采用等增益合并方法，故尸,=1。
步驟4所述的基于雙曲正切誤差函數(shù)時(shí)間分集盲均衡器權(quán)向量/KHCMA)(")
和判決引導(dǎo)盲均衡器權(quán)向量/KDD)(")的求取包括如下步驟
6. )采用相位旋轉(zhuǎn)復(fù)數(shù)信號(hào)一(")和步驟5所述的均衡器的輸出序列zW得到 判決器輸入信號(hào)= ；
7. )將步驟6所述的判決器輸入信號(hào)g(W)經(jīng)過(guò)判決裝置得到均衡器的輸出 序列^ )的判決輸出^ );
8. )采用步驟5所述的均衡器的輸出序列z(M)和步驟7所述的均衡器的輸出序列zK)的判決輸出^w)得到均衡器的輸出序列z(^的判決輸出^w)和判決 器輸入信號(hào)之間的相位差估計(jì)值-
Im[—
*Im|>5(")^")]，其中^0)為均衡器的輸出序列^2)的
估計(jì)值；
9. )采用步驟8所述的均衡器輸出序列^ )的判決輸出^ )和判決器輸入 信號(hào)之間的相位差估計(jì)值得到對(duì)常相位旋轉(zhuǎn)的估計(jì)值 《(w + l) = A") + ;^(")，其中7為鎖相環(huán)的迭代步長(zhǎng)，n+l為當(dāng)前時(shí)間序列n的后 一時(shí)刻，下同；
10. )采用所述均衡器的輸出序列z(w)、判決器輸入信號(hào)g(")、均衡器的輸 出序列的判決輸出和相位旋轉(zhuǎn)復(fù)數(shù)信號(hào)e-得到第1路基于雙曲正切 誤差函數(shù)的時(shí)間分集盲均衡器權(quán)向量迭代公式
+ = / (")-A(H謹(jǐn)A'(")^^^《(")sign[g(")]一(")， 第1路判決引導(dǎo)盲均衡器權(quán)向量迭代公式
/l(DD)(" + 1) = /l(DD)(") +A(DD)A"(")5[S(") —S("XP(") —g("XT《(")e'辨")， 其中A(W)為第一路基于雙曲正切誤差函數(shù)時(shí)間分集盲均衡器權(quán)向量的迭代
步長(zhǎng)， 皿)為第一路判決引導(dǎo)盲均衡器權(quán)向量的迭代步長(zhǎng)，^")為均衡器的
輸出序列z(")的估計(jì)值^w)的判決輸出，《(w)為第一路正交小波變換器WT的
輸出向量A(")的共軛，單位沖激函數(shù)一)=^"，+^， i 為發(fā)射信號(hào)"(")的 模，p(")-g(")]'為p(")-g(")]的共軛。
A—1 (") = diag [°fu。) (")， ofc/," ("), . ^f(川,)(")，°^+1,。) ("), ^f(川,"(")]，ofa"(")表不 對(duì)^，"(")的平均功率估計(jì)，ofu+w(")表示對(duì)的平均功率估計(jì)，為 對(duì)《力(")估計(jì)值，
《*) (" +1) = M2(m) (") + (1 -")(")| ，
《+w ("+1)=辦2(川，"(")+(1 -")
其中，diag[]表示對(duì)角矩陣，/ 為迭代系數(shù)， 說(shuō)(")表示第1路小波空 間中第j層分解第k個(gè)信號(hào)， #)( )表示第1路尺度空間中第j層分解第k個(gè) 信號(hào)，^:為第^個(gè)小波濾波器為正整數(shù)0<&^《，K為小波濾波器個(gè)數(shù)。
本發(fā)明將時(shí)間分集技術(shù)應(yīng)用于基于雙曲正切誤差函數(shù)的盲均衡器中，在結(jié)合DD算法，并引入數(shù)字鎖相環(huán)后，對(duì)盲均衡算法的輸入信號(hào)進(jìn)行正交小波變 換，從而得到一種正交小波變換和時(shí)間分集相融合的盲均衡算法。該算法收斂 速度快、均方誤差小，能有效地克服相位旋轉(zhuǎn)。


圖1:時(shí)間分集分?jǐn)?shù)間隔盲均衡原理1; 圖2:本發(fā)明原理圖2;
圖3:發(fā)明實(shí)施例仿真結(jié)果圖，(a)均方誤差曲線(b)均衡器的輸入信號(hào)
(c) TDE-CMA輸出星座圖 (d) TDE-HCMA輸出星座圖 (e) CTDE輸出 星座圖(f)WT-CTDE輸出星座圖。
具體實(shí)施例方式
如圖1所示。時(shí)間分集就是指以超過(guò)信道相干時(shí)間的時(shí)間間隔重復(fù)發(fā)送同 一信號(hào)，使接收端收到多個(gè)具有獨(dú)立衰落環(huán)境的信號(hào)，再經(jīng)過(guò)適當(dāng)?shù)姆绞胶喜ⅲ?從而提高接收端的信噪比、降低誤碼率。具有D重時(shí)間分集盲均衡器結(jié)構(gòu)，在 時(shí)間分集盲均衡器中，每一支路由相同信道和不同子均衡器組成。每一支路的 輸出信號(hào)再經(jīng)組合器進(jìn)行合并，在合并技術(shù)中，雖然等增益合并性能不如最大 比合并，但最易于實(shí)現(xiàn)。
基于雙曲正切函數(shù)的常數(shù)模算法(HCMA)具有比傳統(tǒng)常數(shù)模算法更好的性 能，將時(shí)間分集引入該盲均衡算法后與判決引導(dǎo)(DD)算法以軟切換的方式結(jié) 合，能減小均方誤差，但不能糾正時(shí)變信道引起的相位旋轉(zhuǎn)，導(dǎo)致DD算法錯(cuò) 誤判決的增加，無(wú)法快速收斂。因此，引入一階鎖相環(huán)技術(shù)(PLL)，來(lái)克服 相位旋轉(zhuǎn)以減小DD算法的誤判，這時(shí)將構(gòu)成時(shí)間分集聯(lián)合盲均衡算法記為 CTDE。
如圖2所示。本發(fā)明正交小波變換和時(shí)間分集技術(shù)相融合的盲均衡方法， 其特征在于包括D重結(jié)構(gòu)相同的信道支路，經(jīng)過(guò)一個(gè)時(shí)間間隔7:第二支路接收
到發(fā)射信號(hào)"(")、經(jīng)過(guò)二個(gè)時(shí)間間隔27:第三支路接收到發(fā)射信號(hào)"(w)、依次
類(lèi)推至第D支路經(jīng)過(guò)D-l個(gè)時(shí)間間隔(D-l)7:接收到發(fā)射信號(hào)a(w) ， D為正整
數(shù)，其中第一支路均衡方法包括如下步驟
1. )將發(fā)射信號(hào)"(w)經(jīng)過(guò)第一脈沖響應(yīng)信道c(")得到第一信道輸出向量
A(")，其中w為時(shí)間序列，下同；
2. )采用第一信道噪聲H^(")和步驟1所述的第一信道輸出向量A(")得到第一均衡器的輸入向量A("):《(")+H^(");
3. )將步驟2所述的第一均衡器的輸入向量A(")經(jīng)過(guò)第一正交小波變換
得到第一正交小波變換器wt的輸出向量《(")=om")，其中e為正交小波
變換矩陣；
4. )由基于雙曲正切誤差函數(shù)的時(shí)間分集盲均衡器權(quán)向量/^皿)(w)、判決
引導(dǎo)均衡器權(quán)向量/(DD)(w)及數(shù)字鎖相環(huán)得到第一路均衡器權(quán)向量
/("^/KHCMA^y^+z^^y^),其中e為自然底數(shù)，"v^r為虛數(shù)單位，-(")
是對(duì)常相位旋轉(zhuǎn)的估計(jì)值，/(")為相位旋轉(zhuǎn)復(fù)數(shù)信號(hào)；下標(biāo)1表示第1個(gè)分支。
5. )采用步驟3所述的第一正交小波變換器wt的輸出向量AO)和步驟
4所述的第一路均衡器權(quán)向量y;(")得到第一路均衡器的輸出序列-
) = /i("W");
采用D重信道支路的均衡器的輸出序列得到輸出信號(hào)為z(w) = |>/Z/(w)，
其中z,(w)為第/均衡器的輸出序列；",為第/支路均衡器的輸出信號(hào)怖加權(quán)系
數(shù)，由于采用等增益合并方法，故乃=1。
步驟4所述的基于雙曲正切誤差函數(shù)時(shí)間分集盲均衡器權(quán)向量/KHc(")
和判決引導(dǎo)盲均衡器權(quán)向量/KDD)(w)的求取包括如下步驟
6. )采用相位旋轉(zhuǎn)復(fù)數(shù)信號(hào)一(")和步驟5所述的均衡器的輸出序列z(")得到
判決器輸入信號(hào)= ；
7. )將步驟6所述的判決器輸入信號(hào)g(w)經(jīng)過(guò)判決裝置得到均衡器的輸出 序列z(")的判決輸出^w);
8. )采用步驟5所述的均衡器的輸出序列z(")和步驟7所述的均衡器的輸
出序列的判決輸出^")得到均衡器的輸出序列z(")的判決輸出和判決 器輸入信號(hào)gO)之間的相位差估計(jì)值
= sin一1
Im[s(w)5(w)]
* Im[s(")^")]，其中為均衡器的輸出序列的
估計(jì)值；
9. )采用步驟8所述的均衡器輸出序列z(M)的判決輸出W")和判決器輸入 信號(hào)之間的相位差估計(jì)值得到對(duì)常相位旋轉(zhuǎn)的估計(jì)值 ^+l)"(w)+^(n)，其中/;為鎖相環(huán)的迭代步長(zhǎng)，n+l為當(dāng)前時(shí)間序列n的后 一時(shí)刻，下同；
10. )采用所述均衡器的輸出序列z(w)、判決器輸入信號(hào)g(")、均衡器的輸 出序列z(")的判決輸出^")和相位旋轉(zhuǎn)復(fù)數(shù)信號(hào)r'^得到第1路基于雙曲正切 誤差函數(shù)的時(shí)間分集盲均衡器權(quán)向量迭代公式/1(HCMA)(" +1) = Ahcma)(")- 隱A'(") n「:，)及;(")sign[g(")]一(")，
第1路判決引導(dǎo)盲均衡器權(quán)向量迭代公式
/hdd) (" +1) = /1(DD) (") + M(dd)A" _ _ 《，
其中/Vc為第一路基于雙曲正切誤差函數(shù)時(shí)間分集盲均衡器權(quán)向量的迭代
歩長(zhǎng)，A(,為第一路判決引導(dǎo)盲均衡器權(quán)向量的迭代步長(zhǎng)，》(w)為均衡器的 輸出序列z(w)的估計(jì)值f(w)的判決輸出，為第一路正交小波變換器WT的 輸出向量A(w)的共軛，單位沖激函數(shù)^) = <^ = ^+^， W為發(fā)射信號(hào)"(w)的
模，g(")r為[s(")-g(")]的共軛。
》「1 (") = diag [ofuo) ("), of(J+w (w), c^(川,。)("),...of(w,) (")] ， (w)表不
對(duì) ^)(")的平均功率估計(jì)，表示對(duì)~"(")的平均功率估計(jì)，為 對(duì)《^)估計(jì)值，
《*) (" + 1)=辦2(說(shuō)(")+ (1 -")卜1(厶"(")| ， 《+W (" + 1)=辦2(片w) (") + (1 -灼(")|
其中，diag[]表示對(duì)角矩陣，"為迭代系數(shù)，na"(")表示第1路小波空間中 第j層分解第k個(gè)信號(hào)， w(w)表示第1路尺度空間中第j層分解第k個(gè)信號(hào)， A為第A個(gè)小波濾波器為正整數(shù)O < A: S《，K為小波濾波器個(gè)數(shù)。 對(duì)第2至D支路的均衡方法完全類(lèi)似于第一支路的均衡方法。 如圖3所示。為了驗(yàn)證WT-CTDE算法的有效性，采用畸變嚴(yán)重的兩徑水 聲信道進(jìn)行仿真，其傳遞函數(shù)為^[^"， o， o， 0.3,"];發(fā)射信號(hào)為16QAM信 噪比為25dB，均衡器權(quán)長(zhǎng)為16且均采用中心抽頭初始化；圖2中D=2;且兩 路參數(shù)設(shè)置相同；對(duì)每路信號(hào)采用DB2小波分解，分解層次是2層，功率初 始值為4; / = 0.999; TDE-CMA權(quán)向量步長(zhǎng)為/Zc皿二0.001; TDE-HCMA權(quán)向 量步長(zhǎng)為/^c皿=0.005 ; CTDE算法中HCAM步長(zhǎng)為= 0.005 ; DD步長(zhǎng)為 //DD =0.0185; WT-CTDE算法中/^區(qū)=0.0195; DD步長(zhǎng)為//DD = 0.0225 ; 500次蒙 特卡諾仿真結(jié)果。圖3(a)表明，在TDE-CMA和TDE-HCMA收斂速度差不多 的情況下，TDE-HCMA比TDE-CMA誤差下降了近12dB; CTDE收斂速度比 TDE-HCMA快了大約2000步且穩(wěn)態(tài)誤差減小了約9dB; WT-CTDE比CTDE 收斂快約1500步，穩(wěn)態(tài)誤差下降約5dB 。圖3(c，d)表明，TDE-HCMA算法星 座圖比TDE-CMA集中，但是它們都無(wú)法糾正相位旋轉(zhuǎn)；圖3(e,f)表明CTDE 和WT-CTDE都克服了相位旋轉(zhuǎn)，但WT-CTDE星座圖最為清晰、緊湊。
權(quán)利要求
1. 一種正交小波變換和時(shí)間分集技術(shù)相融合的盲均衡方法，其特征在于包括D重結(jié)構(gòu)相同的信道支路，經(jīng)過(guò)一個(gè)時(shí)間間隔Tc第二支路接收到發(fā)射信號(hào)a(n)、經(jīng)過(guò)二個(gè)時(shí)間間隔2Tc第三支路接收到發(fā)射信號(hào)a(n)、依次類(lèi)推至第D支路經(jīng)過(guò)D-1個(gè)時(shí)間間隔(D-1)Tc接收到發(fā)射信號(hào)a(n)，D為正整數(shù)，其中第一支路均衡方法包括如下步驟1. )將發(fā)射信號(hào)a(n)經(jīng)過(guò)第一脈沖響應(yīng)信道c(n)得到第一信道輸出向量x1(n)，其中n為時(shí)間序列，下同；2. )采用第一信道噪聲w1(n)和步驟1所述的第一信道輸出向量x1(n)得到第一均衡器的輸入向量y1(n)＝x1(n)+w1(n)；3. )將步驟2所述的第一均衡器的輸入向量y1(n)經(jīng)過(guò)第一正交小波變換得到第一正交小波變換器WT的輸出向量R1(n)＝Qy1(n)，其中Q為正交小波變換矩陣；4. )由基于雙曲正切誤差函數(shù)的時(shí)間分集盲均衡器權(quán)向量f(HCMA)(n)、判決引導(dǎo)均衡器權(quán)向量f(DD)(n)及數(shù)字鎖相環(huán)得到第一路均衡器權(quán)向量其中e為自然底數(shù)，為虛數(shù)單位，是對(duì)常相位旋轉(zhuǎn)的估計(jì)值，為相位旋轉(zhuǎn)復(fù)數(shù)信號(hào)；下標(biāo)1表示第1個(gè)分支。5. )采用步驟3所述的第一正交小波變換器WT的輸出向量R1(n)和步驟4所述的第一路均衡器權(quán)向量f1(n)得到第一路均衡器的輸出序列z1(n)＝f1(n)R1(n)；采用D重信道支路的均衡器的輸出序列得到輸出信號(hào)為其中zl(n)為第l均衡器的輸出序列；pl為第l支路均衡器的輸出信號(hào)的加權(quán)系數(shù)，由于采用等增益合并方法，故pl＝1。步驟4所述的基于雙曲正切誤差函數(shù)時(shí)間分集盲均衡器權(quán)向量f1(HcMA)(n)和判決引導(dǎo)盲均衡器權(quán)向量f1(DD)(n)的求取包括如下步驟6. )采用相位旋轉(zhuǎn)復(fù)數(shù)信號(hào)和步驟5所述的均衡器的輸出序列z(n)得到判決器輸入信號(hào)7. )將步驟6所述的判決器輸入信號(hào)g(n)經(jīng)過(guò)判決裝置得到均衡器的輸出序列z(n)的判決輸出8. )采用步驟5所述的均衡器的輸出序列z(n)和步驟7所述的均衡器的輸出序列z(n)的判決輸出得到均衡器的輸出序列z(n)的判決輸出和判決器輸入信號(hào)g(n)之間的相位差估計(jì)值其中為均衡器的輸出序列z(n)的估計(jì)值；9. )采用步驟8所述的均衡器輸出序列z(n)的判決輸出和判決器輸入信號(hào)g(n)之間的相位差估計(jì)值得到對(duì)常相位旋轉(zhuǎn)的估計(jì)值其中η為鎖相環(huán)的迭代步長(zhǎng)，n+1為當(dāng)前時(shí)間序列n的后一時(shí)刻，下同；10. )采用所述均衡器的輸出序列z(n)、判決器輸入信號(hào)g(n)、均衡器的輸出序列z(n)的判決輸出和相位旋轉(zhuǎn)復(fù)數(shù)信號(hào)得到第1路基于雙曲正切誤差函數(shù)的時(shí)間分集盲均衡器權(quán)向量迭代公式第1路判決引導(dǎo)盲均衡器權(quán)向量迭代公式其中μ1(HCMA)為第一路基于雙曲正切誤差函數(shù)時(shí)間分集盲均衡器權(quán)向量的迭代步長(zhǎng)，μ1(DD)為第一路判決引導(dǎo)盲均衡器權(quán)向量的迭代步長(zhǎng)，為均衡器的輸出序列z(n)的估計(jì)值的判決輸出，為第一路正交小波變換器WT的輸出向量R1(n)的共軛，單位沖激函數(shù)R為發(fā)射信號(hào)a(n)的模，為的共軛。表示對(duì)r1(j，k)(n)的平均功率估計(jì)，表示對(duì)s1(j，k)(n)的平均功率估計(jì)，為對(duì)估計(jì)值，其中，diag[]表示對(duì)角矩陣，β為迭代系數(shù)，r1(j，k)(n)表示第1路小波空間中第j層分解第k個(gè)信號(hào)，s1(j，k)(n)表示第1路尺度空間中第j層分解第k個(gè)信號(hào)，k為第k個(gè)小波濾波器為正整數(shù)0<k≤K，K為小波濾波器個(gè)數(shù)。
全文摘要
本發(fā)明公布了一種正交小波變換和時(shí)間分集技術(shù)相融合的盲均衡方法，本發(fā)明將時(shí)間分集、小波變換、鎖相環(huán)技術(shù)、判決引導(dǎo)(DD)算法與盲均衡相結(jié)合，利用時(shí)間分集減小多徑效應(yīng)的影響；利用雙曲正切誤差函數(shù)克服常數(shù)模誤差函數(shù)不對(duì)稱的缺點(diǎn)；利用正交小波變換降低盲均衡器輸入信號(hào)的自相關(guān)性，加快收斂速度；利用DD算法減小穩(wěn)態(tài)誤差，利用數(shù)字鎖相環(huán)技術(shù)糾正相位旋轉(zhuǎn)。本發(fā)明方法收斂速度快、均方誤差小，能有效地克服相位旋轉(zhuǎn)。
文檔編號(hào)H04L25/03GK101478509SQ200910028458
公開(kāi)日2009年7月8日 申請(qǐng)日期2009年1月20日 優(yōu)先權(quán)日2009年1月20日
發(fā)明者丁雪潔, 郭業(yè)才 申請(qǐng)人:南京信息工程大學(xué)