專利名稱：一種頻率綜合器及其頻率合成方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及寬帶RF通信系統(tǒng)，特別涉及一種能夠是滿足MB-OFDM 超寬帶標(biāo)準(zhǔn)的頻率綜合器。
背景技術(shù)：
無線UWB技術(shù)主要用于實(shí)現(xiàn)短距離、超高速的無線通信，其傳輸距 離目前一^:在10m以內(nèi)，傳輸速率可以達(dá)到480Mb/s甚至更高。UWB高 傳輸速率、低功耗且不干擾已有無線系統(tǒng)的特點(diǎn)，使得UWB成為現(xiàn)在及未 來五年內(nèi)的熱點(diǎn)。
美國聯(lián)邦通訊委員會(FCC )為UWB劃分的頻譜范圍為 3.1GHz-10.6GHz,發(fā)射功率譜密度不得大于-41.2 dBm/MHz。鑒于工藝的限 制和高頻的設(shè)計(jì)難度，初始的興趣集中于3.1GHz-4.9GHz的應(yīng)用。WiMedia 聯(lián)盟的多頻帶正交頻分復(fù)用超寬帶(以下簡稱MB-OFDM UWB )標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定， OFDM信號由128個(gè)子載波組成，這些載波占用528MHz，所以子載波間 隔為4.125MHz。因?yàn)檩d波間隔為4.125MHz,導(dǎo)致OFDM符號長度必須是 l/4.125e6=242.42ns?？紤]到符號間干擾，最好總的OFDM符號長度是 312.5ns。 128個(gè)子載波的5個(gè)頻帶邊緣被設(shè)置為零，從而實(shí)際的占用帶寬僅 僅是507.375MHz (略寬于所要求的500MHz )。
UWB頻譜從3.1-10.6-GHz被分為14個(gè)頻帶，每個(gè)頻帶528MHz,暗 示了有14個(gè)載波頻率。這些頻率被進(jìn)一步分組，每組有兩個(gè)或三個(gè)相鄰的 頻帶，請參閱圖1所示。
截至目前，國外關(guān)于MB-OFDM UWB頻率綜合器(簡稱頻綜)的研究 基本上可以分為3類(1)每一個(gè)頻率都需要一個(gè)獨(dú)立的PLL,頻率之間 的切換通過多路選"^器來實(shí)現(xiàn)；(2)僅用1個(gè)或2個(gè)PLL，通過采用混頻器來實(shí)現(xiàn)各個(gè)所需頻率的產(chǎn)生，最后頻率之間的切換通過多路選擇器來實(shí)
現(xiàn)；(3)方案類似于(2)，不同點(diǎn)在于避免了多路選擇器的使用，取而代 之的是直接數(shù)字式頻率合成器(Direct Digital Synthesizer,簡稱DDS )技術(shù)。 國內(nèi)關(guān)于MB-OFDM頻綜的研究成果僅有西安交通大學(xué)微電子所博士生在 2005年所做的基于方案(2)的電路仿真結(jié)果，發(fā)表于正EE亞太會議；其 他高?；蜓芯克壳耙舱度肓α垦芯颗c設(shè)計(jì)UWB頻綜芯片，如復(fù)旦大學(xué) 微電子系。
UWB設(shè)計(jì)中最具有挑戰(zhàn)性的部分是頻率綜合器。此頻率綜合器需要在 保持頻譜純度的同時(shí)，能夠在9.47ns內(nèi)從一個(gè)載波跳變到另一個(gè)載波。
傳統(tǒng)的方式是依靠改變分頻比實(shí)現(xiàn)頻率合成的，鎖相環(huán)式頻率合成器 已經(jīng)無法滿足Multiband UWB小于9ns跳頻時(shí)間的要求，現(xiàn)有方式中采用 直接頻率合成的方法即通過混頻和分頻的方法直接得到各個(gè)頻帶的頻率， 這種頻率合成方法的跳頻時(shí)間只取決于開關(guān)的時(shí)間，可以滿足UWB快速跳 頻的要求。
而在直接頻率合成方法中所使用的混頻器一般為單邊帶(Single Side Band,簡稱SSB)混頻器。該SSB混頻器除了具有可觀的面積和功耗需求 之外，還典型地產(chǎn)生含有顯著"毛刺"(即不需要的頻率成分)的輸出信號。 當(dāng)多路SSB混頻器被級聯(lián)連接時(shí)，不需要的毛刺成分被極大地提高，嚴(yán)重 影響了輸出信號的頻譜純度。此外，因?yàn)橐淮萎a(chǎn)生僅僅一個(gè)單一的所需的 頻率，所以系統(tǒng)設(shè)計(jì)需要確保校正頻率在需要的時(shí)候是有效且穩(wěn)定的，這 無疑增加了 SSB混頻器的線性度與隔離度要求，以便減弱所需頻率受到的 干擾。
目前工業(yè)界的一種實(shí)現(xiàn)14個(gè)載波頻率的主流方法如圖2所示，由本地 鎖相環(huán)路(未示出)產(chǎn)生的16.896GHz信號經(jīng)過除二分頻器201產(chǎn)生 8.448GHz正交差分信號，該差分信號驅(qū)動下一級除二分頻器202，同時(shí)該 正交差分信號驅(qū)動第一多路選擇器MUX 208 (Multiplexer,簡稱MUX); 8.448GHz信號經(jīng)過除二分頻器202產(chǎn)生4.224GHz正交差分信號，該差分信號驅(qū)動下一級除二分頻器203，同時(shí)該正交差分信號驅(qū)動第一多路選擇器 MUX208與第二多路選擇器MUX207; 4.224GHz信號經(jīng)過除二分頻器203 產(chǎn)生2.112GHz正交差分信號，該差分信號驅(qū)動下一級除二分頻器204，同 時(shí)該正交差分信號驅(qū)動第二多路選擇器MUX207; 2.112GHz信號經(jīng)過除二 分頻器204產(chǎn)生1.056GHz正交差分信號，該差分信號驅(qū)動下一級除二分頻 器205,同時(shí)該正交差分信號驅(qū)動第二多路選擇器MUX207; 1.056GHz信 號經(jīng)過除二分頻器205產(chǎn)生0.528GHz正交差分信號，該差分信號分別驅(qū)動 下一級除二分頻器210與除八分頻器206來分別產(chǎn)生0.264GHz與0.066GHz 信號，同時(shí)該正交差分信號驅(qū)動第一SSB混頻器211;第一SSB混頻器211 的另一個(gè)輸入端為第二多路選擇器MUX207輸出的4.224GHz、 2.112GHz、 1.056GHz三個(gè)頻率中的一個(gè)，所述頻率由控制端的三路高低電平來選擇決 定；第一SSB混頻器211的輸出，經(jīng)過一個(gè)除二分頻器212產(chǎn)生正交差分 輸出信號，給第三多路選擇器MUX 209;第三多路選擇器MUX 209的另 一個(gè)輸入端為上面產(chǎn)生的0.264GHz信號；第二多路選擇器MUX 208與第 三多路選擇器MUX209的輸出信號送于第二 SSB混頻器213，通過執(zhí)行頻 率相加與相減操作，從而最終產(chǎn)生正交差分輸出的14個(gè)頻率，具體操作關(guān) 系見圖9的頻率轉(zhuǎn)換關(guān)系表，不再詳述。上述方案被應(yīng)用于AlereonAL5000 芯片中，滿足ECMA-368標(biāo)準(zhǔn)要求。但是該方案的缺點(diǎn)是正交信號的準(zhǔn)確 性依賴單邊帶混頻器，版圖的失配與工藝的偏差等因素均可能引起載波信 號的正交相位偏移與幅度失衡。而載波的正交信號的不準(zhǔn)確， 一方面將增 加直接變頻接收機(jī)的設(shè)計(jì)難度、惡化接收機(jī)性能，另一方面也會影響發(fā)射 機(jī)性能、4吏得誤差向量幅度(Error Vector Magnitude,簡稱EVM)值不滿 足系統(tǒng)要求。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的主要目的在于，提供一種基于多頻帶正交頻分復(fù)用超寬帶的 全頻帶頻率產(chǎn)生器，以及，以產(chǎn)生UWB頻譜被分為14個(gè)頻帶的載頻頻率。本發(fā)明的又一目的在于，提供一種頻率合成方法，用于產(chǎn)生多頻帶正交頻分復(fù)用超寬帶的14個(gè)載頻頻率。
本發(fā)明的目的及解決其技術(shù)問題是采用以下技術(shù)方案來實(shí)現(xiàn)的。依據(jù)本發(fā)明提出的一種頻率綜合器，用于產(chǎn)生多頻帶正交頻分復(fù)用超寬帶的多
個(gè)載頻頻率，該頻率綜合器包括 一外部晶振，用于產(chǎn)生一參考信號；一鑒頻鑒相器與電荷泵，接收所述參考信號，并將所述參考信號與第二頻率信號進(jìn)行比較，以產(chǎn)生一電流信號； 一環(huán)路濾波器，接收所述電流信號產(chǎn)生一電壓信號； 一寬帶正交壓控振蕩器，接收所述電壓信號，以產(chǎn)生頻帶組之一的中心頻率； 一預(yù)分頻器，用于對所述中心頻率在不同頻帶組的中心頻率間的切換，以產(chǎn)生一預(yù)分頻率信號； 一第一分頻器，接收所述的預(yù)分頻率信號，將該預(yù)分頻率信號除以第一整數(shù)以產(chǎn)生第一頻率信號； 一第二分頻器，接收所述第一頻率信號，將該第一頻率信號除以第二整數(shù)以產(chǎn)生所述第二頻率信號； 一多相選擇器，用于產(chǎn)生相對于所述中心頻率的不同相位頻率信號； 一第一混頻器，用于將所述中心頻率與所述不同相位頻率信號進(jìn)行混頻處理，以獲得第一混頻信號。
其中進(jìn)一步包括一第二混頻器，用于將所述第一頻率信號和預(yù)分頻率信號進(jìn)行混頻處理，以產(chǎn)生一第二混頻信號。
其中進(jìn)一步包括一多相濾波器，接收所述第二混頻信號，從而產(chǎn)生正交的第二混頻信號以驅(qū)動所述多相選擇器。
其中所述第 一混頻信號為中心頻率分組內(nèi)的頻率信號。其中所述的第 一分頻器為除三分頻器，所述第二分頻器為除四分頻器。其中所述的第一分頻器為除三分頻器，所述第二分頻器由除四分頻器和除二分頻器組成，其中除二分頻器連接在除四分頻器和鑒頻鑒相器與電荷泵之間。
其中所述的第 一混頻器為單邊帶混頻器，所述第二混頻器為雙邊帶混頻器。
其中所述的寬帶正交壓控振蕩器是由兩個(gè)寬帶壓控振蕩器耦合成，中寬帶壓控振蕩器是在負(fù)阻型電感電容基礎(chǔ)上并聯(lián)連接電感調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)，N
位電容調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)以及變?nèi)莨芫W(wǎng)絡(luò)構(gòu)成，其中N為整數(shù)。。
其中所述電感調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)有五組，用于實(shí)現(xiàn)五個(gè)頻帶組中心頻率的切換，
其中五組電感值使相應(yīng)的LC諧振頻率對應(yīng)于五個(gè)頻帶組中心頻率。其中所述N位電容調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)的電容值是以2的倍數(shù)遞增。其 中 所 述 五 組 電 感 值 為
= ， 二，" = l,2,.."5，C<oto,=C + 2*C + 4*C + ... + ("-1)*C2;r#。Cto'。； ，其中c為電容值，
N為整數(shù)。
其中所述預(yù)分頻器由第一組除五、除七、除九分頻;漠塊和第二組除十一、除十三分頻模塊組成，并由控制端實(shí)現(xiàn)五個(gè)不同分頻比的高速切換。
其中所述預(yù)分頻器由第一組除五、除七分頻;漠塊和第二組除九、除十一、除十三分頻^t塊組成，并由控制端實(shí)現(xiàn)五個(gè)不同分頻比的高速切換。
其中所述預(yù)分頻器由除五分頻模塊、除七分頻模塊、除九分頻模塊、除十一分頻模塊、除十三分頻模塊組成，并由控制端實(shí)現(xiàn)五個(gè)不同分頻比的高速切換。
本發(fā)明的目的及解決其技術(shù)問題還采用以下技術(shù)方案來實(shí)現(xiàn)。依據(jù)本發(fā)明提出的一種一種頻率合成方法，用于產(chǎn)生多頻帶正交頻分復(fù)用超寬帶的多個(gè)載頻頻率，該方法包括提供一參考信號，并將所述參考信號與第二頻率信號進(jìn)行比較，以產(chǎn)生一電流信號；將所述電流信號轉(zhuǎn)換成電壓信號；將所述電壓信號提供給一寬帶正交壓控振蕩器，以產(chǎn)生頻帶組之一的中心頻率；將所述中心頻率在不同頻帶組中進(jìn)行中心頻率切換，并產(chǎn)生一預(yù)分頻率信號；將所述的預(yù)分頻率信號除以第一整數(shù)以產(chǎn)生第一頻率信號，再將該第一頻率信號除以第二整數(shù)以產(chǎn)生所述第二頻率信號；提供相對于所述中心頻率的不同相位頻率信號；將所述中心頻率與所述不同相位頻率信號執(zhí)行第一混頻，獲得第一混頻信號。
其中進(jìn)一步包括將所述第二頻率信號除以第三整數(shù)以產(chǎn)生所述第三頻率信號，并與所述參考信號比較。
其中進(jìn)一步包括對所述第 一頻率信號和預(yù)分頻率信號進(jìn)行混頻處理，
以產(chǎn)生一第二混頻信號。
其中所述第 一混頻信號為中心頻率分組內(nèi)的頻率。
借由上述技術(shù)方案，本發(fā)明的頻率綜合器至少具有下列優(yōu)點(diǎn)
本發(fā)明上述結(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)在于，結(jié)構(gòu)簡單化，意^^未著可以節(jié)省許多功能
模塊，這樣耗費(fèi)的電流必然大幅度下降；尤其是高頻模塊，工作頻率越高就意味著消耗的電流可能越大，否則難以驅(qū)動電路，而上述結(jié)構(gòu)較之于傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)，少了許多SSB混頻器，以及其他高速除二預(yù)分頻器，這樣節(jié)省了大量的電流。此外，上述結(jié)構(gòu)PLL輸出的頻率直接一級變頻就得到了想要的頻率，這同傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)相比較，頻譜純度更高。雖然528MHz的頻率是間接得到的，但是此頻率這么低，相比于較高頻率下的混頻，其可以在低功耗下實(shí)現(xiàn)高性能。
本發(fā)明上述結(jié)構(gòu)的面積同傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)的面積相近。因?yàn)榭紤]傳統(tǒng)的SSB混頻數(shù)量不在少數(shù)，這樣總的電感的數(shù)量幾乎一樣多。
本發(fā)明的寬帶正交壓控振蕩器，通過采用電感的選取與否來實(shí)現(xiàn)各個(gè)頻帶組之間的切換，同時(shí)，MIM (Metal-insulator-metal)電容的粗調(diào)諧保證每一個(gè)頻帶組內(nèi)的中心頻率安全覆蓋。
上述說明僅是本發(fā)明技術(shù)方案的概述，為了能夠更清楚了解本發(fā)明的技術(shù)手段，而可依照說明書的內(nèi)容予以實(shí)施，并且為了讓本發(fā)明的上述和其他目的、特征和優(yōu)點(diǎn)能夠更明顯易懂，以下特舉較佳實(shí)施例，并配合附圖,詳細(xì)說明如下。


圖1示出了 ECMA-368 MB-OFDM UWB標(biāo)準(zhǔn)中的子頻帶結(jié)構(gòu)的圖與主
要國家相應(yīng)授權(quán)使用頻段；圖2示出了已知的MB-OFDMUWB接收機(jī)頻率綜合器的框圖3示出了本發(fā)明提出的第一實(shí)施方案的頻率綜合器的框圖4示出了本發(fā)明的寬帶正交壓控振蕩器的實(shí)施例；
圖5示出了本發(fā)明中的分頻器的第一實(shí)施例；
圖6示出了本發(fā)明中的分頻器的第二實(shí)施例；
圖7示出了本發(fā)明中的分頻器的第三實(shí)施例；
圖8示出了本發(fā)明提出的第二實(shí)施方案的頻率綜合器的框圖9示出了圖2中SSB混頻器的頻率操作關(guān)系表。
具體實(shí)施例方式
為更進(jìn)一步闡述本發(fā)明為達(dá)成預(yù)定發(fā)明目的所采取的技術(shù)手段及功效,以下結(jié)合附圖及較佳實(shí)施例，對依據(jù)本發(fā)明提出的具體實(shí)施方式
、結(jié)構(gòu)、特征及其功效，詳細(xì)i兌明如后。
圖1所示為UWB的子頻帶劃分圖，從3.1GHz到10.6GHz頻段被劃分為14個(gè)頻帶(band),該14個(gè)頻帶又被分為6個(gè)頻帶組。為了更好的說明本發(fā)明的實(shí)施方式，本發(fā)明以ECMA-368第一版標(biāo)準(zhǔn)為參考以針對5個(gè)頻帶組為實(shí)施例，但并不局限于此頻帶組劃分方式。從圖1中可以看到14個(gè)頻帶從頻率低到高被劃分為5個(gè)組，任意兩個(gè)相鄰的頻帶間隔有一基本頻帶528MHz，每個(gè)頻帶組的中心頻率分別f0(MHz)=3960 (頻帶組1 )、 5544(頻帶組2)、 7128 (頻帶組3)、 8712 (頻帶組4)、 10296 (頻帶組5)。
圖3示出了本發(fā)明提出的14個(gè)頻率產(chǎn)生器的結(jié)構(gòu)框圖的第一實(shí)施例。該頻率綜合器包括 一外部晶振301, —鑒頻鑒相器與電荷泵302， 一環(huán)路濾波器303， 一寬帶正交壓控振蕩器304， 一第一SSB混頻器305， 一多相(Multi-phase)選擇器306, —高速多模預(yù)分頻器307, —除三分頻器308,一除四分頻器309, —第二混頻器310，以及一多相濾波器311。
其中外部晶振301產(chǎn)生一66MHz的參考信號，該信號與除四分頻器309反饋回來的66MHz信號一起傳遞給鑒頻鑒相器與電荷泵302,鑒頻鑒相器與電荷泵302通過比較所述參考信號與所述反饋信號之間的相位差與頻率差，將誤差信號轉(zhuǎn)換為電荷泵的抽取電流或輸出電流，該電流流經(jīng)下一級的環(huán)路濾波器303,產(chǎn)生一個(gè)受誤差調(diào)制的電壓信號U，該電壓信號經(jīng)過環(huán)路濾波器303，傳遞給寬帶正交壓控振蕩器304產(chǎn)生一個(gè)正交頻率輸出f0,該頻率為5個(gè)頻帶組中心頻率之一；寬帶正交壓控振蕩器304通過所述頻率信號驅(qū)動單邊帶(SSB)混頻器305，同時(shí)又通過所述頻率信號驅(qū)動高速多模預(yù)分頻器307;多選擇器306通過外部控制信號SEL2指令控制下輸出-528MHz、 0、十528MHz三個(gè)頻率信號，該頻率信號是相對于所述中心頻率的不同相位頻率信號，最終通過單邊帶混頻器305實(shí)現(xiàn)輸入頻率fo與528MHz正交信號的頻率相加與相減操作，從而輸出fo - 528Mhz, fo, f0+528MHz三個(gè)頻帶的第一混頻信號。其中所述的控制信號SEL2,在本實(shí)施例中為3位數(shù)字信號，此處數(shù)字信號即為高低電平來分別表示"0"與'T，狀態(tài)，例如在1.8V電壓供電的電路中，數(shù)字信號的O"與"1"兩個(gè)狀態(tài)分別對應(yīng)OV與1.8V兩種直流電平，通過其不同的高低電平組合形式來表征多相選擇器306輸出信號的不同相位狀態(tài)，分別是領(lǐng)先180度、落后180度或者直流信號，此處相位是相對于305的另一個(gè)輸入端信號的相位。在本實(shí)施例中混頻器305為普通的雙平衡吉爾伯特單元。
圖4示出了本發(fā)明的寬帶正交壓控振蕩器304為兩個(gè)所述寬帶壓控振蕩器405互相耦合而成，其中兩個(gè)相同的LC振蕩器通過有源器件，即圖4中的差分對晶體管耦合在一起，使得它們的輸出信號相位相差90度。所述耦合方式為傳統(tǒng)的電壓耦合，來實(shí)現(xiàn)相位的正交鉗制，從而實(shí)現(xiàn)正交頻率的產(chǎn)生。
請繼續(xù)參閱圖4,其中進(jìn)一步給出了一組本發(fā)明寬帶壓控振蕩器405的電路結(jié)構(gòu)。該壓控振蕩器405在傳統(tǒng)負(fù)阻型電感電容壓控振蕩器基礎(chǔ)上，增加5組電感調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)401，與普通的w位電容調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)402 —起實(shí)現(xiàn)寬帶的粗調(diào)諧；其中w位電容調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)402中的w位電容的容值從小至大依次存在2倍的倍數(shù)關(guān)系；其中電感調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)401的5組電感(丄p丄2, ￡3, ￡4,丄5)感值近似由/0對應(yīng)的5組中心頻率和"位電容調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)402的前(《-1 )位容值依據(jù)下面公式計(jì)算
/0=~~,1 ,fl = l,2,.."5,C(0M/=C + 2*C + 4*C + + ("-1)*C ,其中n為整數(shù)；
該實(shí)施例中的寬帶壓控振蕩器405的變?nèi)莨芷骷?03為精調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)，變?nèi)莨艿娜葜惦S著控制電壓F^t逐漸增大而減小，從而導(dǎo)致電感電容諧振網(wǎng)絡(luò)的諧振頻率逐漸增加，實(shí)現(xiàn)壓控振蕩器405的頻率的精調(diào)諧；其中有源器件MrM4構(gòu)成的負(fù)阻單元404,對電感電容諧振網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行能量補(bǔ)充，維持其穩(wěn)定振蕩。根據(jù)圖4的連接關(guān)系可看出所述寬帶壓控振蕩器405是在負(fù)阻型電感電容基礎(chǔ)上并聯(lián)連接電感調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)，N位電容調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)以及變?nèi)莨芫W(wǎng)絡(luò)構(gòu)成。
在圖3所示的實(shí)施例中，中心頻率fo是在不同頻帶組中心頻率間的切換，通過對本地高速多模預(yù)分頻器307的控制來實(shí)現(xiàn)的。
圖5示出了高速多模預(yù)分頻器307的第一實(shí)施案例具體實(shí)現(xiàn)框圖。其中中心頻率fo傳輸給高速多模預(yù)分頻器307之后，被分成兩組，第一組被送于實(shí)現(xiàn)除五、除七、除九分頻的功能模塊，第二組被送于實(shí)現(xiàn)除十一、除十三分頻的功能模塊；上述除五、除七、除九為通過與非或門和觸發(fā)器組合實(shí)現(xiàn)的單一分頻功能模塊，除十一、除十三也是為通過與非或門和觸發(fā)器組合實(shí)現(xiàn)的單一分頻功能模塊，這些分頻功能模塊皆為已經(jīng)固定可用的獨(dú)立模塊，如傳統(tǒng)的電流模邏輯實(shí)現(xiàn)的高速預(yù)分頻模塊；通過5位數(shù)字信號的控制總線SEL3實(shí)現(xiàn)5、 7、 9、 11、 13五個(gè)不同分頻比的高速切換，例如當(dāng)5位數(shù)字信號為"10000"狀態(tài)時(shí)表示選中除五分頻模塊，其余模塊則處于休眠狀態(tài)；當(dāng)數(shù)字電平為"01000"時(shí)表示選中除七分頻模塊；其中的"0"和"1"分別對應(yīng)電路中的低電平和高電平，如0V和1.8V，不同的高低電平組合狀態(tài)分別表征選中不同的分頻模塊，每次僅選中 一個(gè)分頻模塊工作，其余分頻模塊則處于無輸入信號接入的休眠狀態(tài)；切換時(shí)間為控制端信號的高低電平轉(zhuǎn)換時(shí)間，通常在納秒級。這樣，/o對應(yīng)的5個(gè)頻率3960 (頻帶組1)、 5544 (頻帶組2)、 7128 (頻帶組3)、 8712 (頻帶組4)、 10296 (頻帶組5 )經(jīng)過307分頻之后得到792MHz信號(即3960/5 =5544/7 =7128/9 =8712/11 =10296/13 =792 )。
在上述實(shí)施例中，高速多模預(yù)分頻器307分成兩組，是因?yàn)?、 7、 9 和ll、 13分別可以通過與非或門和觸發(fā)器之間的組合實(shí)現(xiàn)，這樣既節(jié)省硬 件成本與功耗，也同時(shí)使得電路的實(shí)現(xiàn)因?yàn)榫o湊而變得更為可靠。該預(yù)分 頻器在兩組分類模式上還有其它實(shí)施方式，具體如下。
圖6示出了高速多模預(yù)分頻器307的第二實(shí)施例，第一組實(shí)現(xiàn)除五、 除七分頻功能，第二組實(shí)現(xiàn)除九、除十一、除十三分頻功能。該實(shí)施例中 之所以沒有將5、 7、 9、 11、 13 —起通過與非或門和觸發(fā)器之間的組合實(shí) 現(xiàn)，或者將5、 7、 9、 11、 13其中相鄰的4個(gè)分頻功能通過與非或門和觸 發(fā)器之間的組合實(shí)現(xiàn)，是考慮了硬件實(shí)現(xiàn)起來過于復(fù)雜而無法接受，以及 不必要性，因?yàn)槟骋粫r(shí)刻只需要一個(gè)分頻值起作用。
圖7示出了高速多模預(yù)分頻器307的第三實(shí)施例，當(dāng)輸入信號傳輸給 高速多模預(yù)分頻器307之后，被分成5組，分別送于實(shí)現(xiàn)除五、除七、除 九、除十一、除十三分頻的功能模塊；通過5位數(shù)字信號的控制總線SEL3 實(shí)現(xiàn)五、七、九、十一、十三這五個(gè)不同分頻比的高速切換，例如當(dāng)5位 數(shù)字信號為"10000"狀態(tài)時(shí)表示選中除五分頻模塊，其余模塊則處于休眠 狀態(tài)；當(dāng)數(shù)字電平為"01000"時(shí)表示選中除七分頻模塊；其中的"0"和 'T'分別對應(yīng)電路中的低電平和高電平，如0V和1.8V,不同的高低電平 組合狀態(tài)分別表征選中不同的分頻模塊，每次僅選中 一個(gè)分頻模塊工作， 其余分頻模塊則處于無輸入信號接入的休眠狀態(tài)；切換時(shí)間為控制端信號 的高低電平轉(zhuǎn)換時(shí)間，通常在納秒級。
上述高速多模預(yù)分頻器307的第三實(shí)施案例相比于高速多模預(yù)分頻器 307的第一、第二實(shí)施案例，區(qū)別在于將除五、除七、除九、除十一、除十 三分頻同時(shí)獨(dú)立實(shí)現(xiàn)，而沒有進(jìn)行相鄰分頻功能的整合，本發(fā)明實(shí)施例中 的除五、除七、除九可以通過與非或門和觸發(fā)器之間的組合實(shí)現(xiàn)為一個(gè)單
14一功能模塊；相比于前兩種實(shí)施案例，第三實(shí)施案例的實(shí)現(xiàn)由于不需要將 相鄰分頻整合，因此設(shè)計(jì)難度減小，但由于沒有相鄰分頻整合硬件成本與 功耗也將會有所增加。
在圖3所示的實(shí)施例中，進(jìn)一步將所述高速多;f莫預(yù)分頻器307輸出的 792MHz的預(yù)分頻信號與其經(jīng)過除三分頻器308產(chǎn)生264MHz的第一分頻信 號一起經(jīng)過混頻器310將792MHz信號與264MHz信號進(jìn)行相減，從而產(chǎn) 生528MHz的第二混頻信號；其中混頻器310不是單邊帶(SSB )混頻器， 而是傳統(tǒng)的雙邊帶混頻器，通過負(fù)載濾波實(shí)現(xiàn)頻率的選擇；其中混頻器310 的輸出信號再經(jīng)過多相濾波器(PPF) 311，,人而產(chǎn)生正交的528MHz的正 交第二混頻信號輸出，驅(qū)動多相選擇器306。在本實(shí)施例中混頻器310為普 通的雙平衡吉爾伯特單元。
本發(fā)明實(shí)施例的高速多才莫預(yù)分頻器307還可以通過采用TSPC (truesingle phase clock)與CML ( Current Mode Logic )方式,可以實(shí)現(xiàn)在 2-10-GHz范圍內(nèi)的分頻功能。
另外，除四分頻器309輸入經(jīng)由除三分頻器308產(chǎn)生的264MHz信號， 對該信號分頻產(chǎn)生66MHz的第二分頻信號，送到鑒頻鑒相器與電荷泵302 與外部晶振301提供的參考信號比較，通過將兩者之間的頻率與相位誤差 不斷放大來控制最終輸出頻率fQ,從而在鎖相環(huán)路技術(shù)下鎖定f0。
圖8示出了本發(fā)明提出的14個(gè)頻率產(chǎn)生器的結(jié)構(gòu)框圖的第二實(shí)施例。 當(dāng)外部晶振301提供一 33MHz的頻率時(shí)，該第二實(shí)施例是在圖3實(shí)施例的 基礎(chǔ)上又增加一除二頻分器，其他元器件的工作原理同圖3實(shí)施例，在此 不再復(fù)述，該實(shí)施例僅是本發(fā)明的一種變換方式，但并不局限于此。
從上述實(shí)施例中可以看出，本發(fā)明的用于多頻帶正交頻分復(fù)用超寬帶 (MB-OFDMUWB)的全頻帶頻率產(chǎn)生器。它通過一個(gè)鎖相環(huán)和一個(gè)主要的 單邊帶(SSB )混頻器產(chǎn)生了滿足多頻帶正交頻分復(fù)用超寬帶要求的全部的 14個(gè)頻率。其通過一次主要的單邊帶混頻來產(chǎn)生一個(gè)頻帶分組內(nèi)的3個(gè)頻 率，頻帶分組內(nèi)頻率之間的切換通過外部數(shù)字信號加以控制，頻率的切換
15時(shí)間依賴開關(guān)的切換時(shí)間；同時(shí)，通過控制預(yù)分頻器的分頻比來產(chǎn)生不同 頻帶分組內(nèi)的頻率，頻帶分組之間的切換通過外部數(shù)字信號加以控制；其 中頻帶分組內(nèi)的中心頻率由本地正交壓控振蕩器產(chǎn)生。
從本發(fā)明的上述兩個(gè)實(shí)施例圖3和圖8來看，較之已經(jīng)見諸于傳統(tǒng)結(jié) 構(gòu)，最大區(qū)別在于在單一的PLL內(nèi)通過一次主要的混頻就實(shí)現(xiàn)了各個(gè)頻帶 組內(nèi)想要的頻率，并且克服了背景技術(shù)中指出的缺點(diǎn)。本發(fā)明的關(guān)鍵在于 抓住了 MB-OFDM物理層協(xié)議的要點(diǎn)，即9.47ns是指頻帶組內(nèi)的3個(gè)頻率 之間的切換時(shí)間(hoppingtime )，而非指各個(gè)頻帶組之間的切換時(shí)間(此時(shí) 間遠(yuǎn)大于普通PLL的鎖定時(shí)間)。所以，上述結(jié)構(gòu)中，PLL每次鎖定在各個(gè) 頻帶組的中心頻率，通過控制多相選擇器306的輸入，使得單邊帶(SSB) 混頻器輸出頻帶組內(nèi)的3個(gè)頻率，頻率的切換時(shí)間還取決于多相選擇器306 的開關(guān)切換時(shí)間，這一點(diǎn)類似于傳統(tǒng)的設(shè)計(jì)。但是此結(jié)構(gòu)所產(chǎn)生的頻帶組 內(nèi)的各頻率，由于只經(jīng)過了一次主要的變頻，所以非常純凈。頻帶組之間 的切換則是通過控制多模預(yù)分頻器307來完成，使其在兩組預(yù)分頻器中選 擇， 一組是實(shí)現(xiàn)除5或除7或除9功能，另一組則是除11或除13功能。 在本實(shí)施例中該兩組5、 7、 9和11、 13分別可以通過與非或門以及觸發(fā)器 之間的組合實(shí)現(xiàn)。
以上所述，僅是本發(fā)明的較佳實(shí)施例而已，并非對本發(fā)明作任何形式 上的限制，雖然本發(fā)明已以較佳實(shí)施例揭露如上，然而并非用以限定本發(fā) 明，任何熟悉本專業(yè)的技術(shù)人員，在不脫離本發(fā)明技術(shù)方案范圍內(nèi)，當(dāng)可 利用上述揭示的方法及技術(shù)內(nèi)容作出些許的更動或^務(wù)飾為等同變化的等效 實(shí)施例，但是凡是未脫離本發(fā)明技術(shù)方案的內(nèi)容，依據(jù)本發(fā)明的技術(shù)實(shí)質(zhì) 對以上實(shí)施例所作的任何簡單修改、等同變化與修飾，均仍屬于本發(fā)明技 術(shù)方案的范圍內(nèi)。
1權(quán)利要求
1、一種頻率綜合器，用于產(chǎn)生多頻帶正交頻分復(fù)用超寬帶的多個(gè)載頻頻率，該頻率綜合器包括一外部晶振，用于產(chǎn)生一參考信號；一鑒頻鑒相器與電荷泵，接收所述參考信號，并將所述參考信號與第二頻率信號進(jìn)行比較，以產(chǎn)生一電流信號；一環(huán)路濾波器，接收所述電流信號產(chǎn)生一電壓信號；一寬帶正交壓控振蕩器，接收所述電壓信號，以產(chǎn)生頻帶組之一的中心頻率；一預(yù)分頻器，用于對所述中心頻率在不同頻帶組的中心頻率間的切換，以產(chǎn)生一預(yù)分頻率信號；一第一分頻器，接收所述的預(yù)分頻率信號，將該預(yù)分頻率信號除以第一整數(shù)以產(chǎn)生第一頻率信號；一第二分頻器，接收所述第一頻率信號，將該第一頻率信號除以第二整數(shù)以產(chǎn)生所述第二頻率信號；一多相選擇器，用于產(chǎn)生相對于所述中心頻率的不同相位頻率信號；一第一混頻器，用于將所述中心頻率與所述不同相位頻率信號進(jìn)行混頻處理，以獲得第一混頻信號。
2、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的頻率綜合器，其特征在于進(jìn)一步包括一第 二混頻器，用于將所述第一頻率信號和預(yù)分頻率信號進(jìn)行混頻處理，以產(chǎn) 生一第二混頻信號。
3、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的頻率綜合器，其特征在于進(jìn)一步包括一多 相濾波器，接收所述第二混頻信號，從而產(chǎn)生正交的第二混頻信號以驅(qū)動 所述多相選擇器。
4、 根據(jù)權(quán)利要求2所述的頻率綜合器，其特征在于所述第一混頻信 號為中心頻率分組內(nèi)的頻率信號。
5、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的頻率綜合器，其特征在于所述的第一分頻 器為除三分頻器，所述第二分頻器為除四分頻器。
6、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的頻率綜合器，其特征在于所述的第一分頻 器為除三分頻器，所述第二分頻器由除四分頻器和除二分頻器組成，其中 除二分頻器連接在除四分頻器和鑒頻鑒相器與電荷泵之間。
7、 根據(jù)權(quán)利要求2所述的頻率綜合器，其特征在于所述的第一混頻 器為單邊帶混頻器，所述第二混頻器為雙邊帶混頻器。
8、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的頻率綜合器，其特征在于所述的寬帶正交 壓控振蕩器是由兩個(gè)寬帶壓控振蕩器耦合成，其中寬帶壓控振蕩器是在負(fù) 阻型電感電容基礎(chǔ)上并聯(lián)連接電感調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)，N位電容調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)以及變?nèi)?管網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成，其中N為整數(shù)。
9、 根據(jù)權(quán)利要求8所述的頻率綜合器，其特征在于所述電感調(diào)諧網(wǎng) 絡(luò)有五組，用于實(shí)現(xiàn)五個(gè)頻帶組中心頻率的切換，其中五組電感值使相應(yīng) 的LC諧振頻率對應(yīng)于五個(gè)頻帶組中心頻率。
10、 根據(jù)權(quán)利要求8所述的頻率綜合器，其特征在于所述N位電容 調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)的電容值是以2的倍數(shù)遞增。
11、 根據(jù)權(quán)利要求9所述的頻率綜合器，其特征在于所述五組電感/0 = ， ^^,『1,2,…，5，C,她,-C + 2宰C + 4承C +…+ ("-l)承C 值為 2"a/AA""' ,其中C為電容值，N為整數(shù)。
12、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的頻率綜合器，其特征在于，所述預(yù)分頻器 由第一組除五、除七、除九分頻模塊和第二組除十一、除十三分頻模塊組 成，并由控制端實(shí)現(xiàn)五個(gè)不同分頻比的高速切換。
13、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的頻率綜合器，其特征在于，所述預(yù)分頻器 由第一組除五、除七分頻^t塊和第二組除九、除十一、除十三分頻;漠塊組 成，并由控制端實(shí)現(xiàn)五個(gè)不同分頻比的高速切換。
14、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的頻率綜合器，其特征在于，所述預(yù)分頻器由除五分頻模塊、除七分頻模塊、除九分頻模塊、除十一分頻模塊、除十 三分頻模塊組成，并由控制端實(shí)現(xiàn)五個(gè)不同分頻比的高速切換。
15、 一種頻率合成方法，用于產(chǎn)生多頻帶正交頻分復(fù)用超寬帶的多個(gè)載頻頻率，該方法包括提供一參考信號，并將所述參考信號與第二頻率信號進(jìn)行比較，以產(chǎn) 生一電流信號；將所述電流信號轉(zhuǎn)換成電壓信號；將所述電壓信號提供給一寬帶正交壓控振蕩器，以產(chǎn)生頻帶組之一的 中心頻率；將所述中心頻率在不同頻帶組中進(jìn)行中心頻率切換，并產(chǎn)生一預(yù)分頻 率信號；將所述的預(yù)分頻率信號除以第一整數(shù)以產(chǎn)生第一頻率信號，再將該第 一頻率信號除以第二整數(shù)以產(chǎn)生所述第二頻率信號； 提供相對于所述中心頻率的不同相位頻率信號； 將所述中心頻率與所述不同相位頻率信號執(zhí)行第一混頻，獲得第一混頻信號。
16、 根據(jù)權(quán)利要求15所述的頻率合成方法，其特征在于進(jìn)一步包括 將所述第二頻率信號除以第三整數(shù)以產(chǎn)生所述第三頻率信號，并與所述參 考信號比較。
17、 根據(jù)權(quán)利要求15所述的頻率合成方法，其特征在于進(jìn)一步包括 對所述第一頻率信號和預(yù)分頻率信號進(jìn)行混頻處理，以產(chǎn)生一第二混頻信號。
18、 根據(jù)權(quán)利要求15所述的頻率合成方法，其特征在于所述第一混 頻信號為中心頻率分組內(nèi)的頻率。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種全新的用于多頻帶正交頻分復(fù)用超寬帶(MB-OFDMUWB)的全頻帶頻率產(chǎn)生器。它通過一個(gè)鎖相環(huán)和一個(gè)主要的單邊帶(SSB)混頻器產(chǎn)生了滿足多頻帶正交頻分復(fù)用超寬帶要求的全部的14個(gè)頻率。其通過一次主要的單邊帶混頻來產(chǎn)生一個(gè)頻帶分組內(nèi)的3個(gè)頻率，頻帶分組內(nèi)頻率之間的切換通過外部數(shù)字信號加以控制，頻率的切換時(shí)間依賴開關(guān)的切換時(shí)間；同時(shí)，通過控制預(yù)分頻器的分頻比來產(chǎn)生不同頻帶分組內(nèi)的頻率，其中頻帶分組內(nèi)的中心頻率由本地正交壓控振蕩器產(chǎn)生，本發(fā)明的全頻帶頻率產(chǎn)生器結(jié)構(gòu)簡單，面積小，節(jié)省了大量的電流并且直接一級變頻就得到了想要的頻率，獲得的頻譜純度更高。
文檔編號H04B1/40GK101505169SQ20091007824
公開日2009年8月12日 申請日期2009年2月23日 優(yōu)先權(quán)日2009年2月23日
發(fā)明者張海英, 陳普鋒 申請人:中國科學(xué)院微電子研究所