專利名稱：零中頻信號修正的方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般涉及通信技術(shù)領(lǐng)域，更具體地涉及數(shù)字預(yù)失真處理中的零中頻信號修 正的方法和裝置。
背景技術(shù)：
基站發(fā)射機、接收機的設(shè)計目標(biāo)是以 最低的成本為系統(tǒng)設(shè)計提供合理的性能指 標(biāo)數(shù)量。為了達(dá)到這一目標(biāo)，需要提高特定器件的性能，以簡化系統(tǒng)的整體設(shè)計。目前發(fā) 射鏈路中通常采用ZIF (Zero Intermediate Frequency，零中頻)架構(gòu)。驅(qū)動該項技術(shù)發(fā) 展的主要動力源于RF(Radic) Frequency，射頻)至基帶方案的性能優(yōu)勢，能夠在提高性 能的同時降低系統(tǒng)的復(fù)雜度和成本。如圖1所示為零中頻發(fā)射鏈路基本構(gòu)架。該架構(gòu)的 優(yōu)點包括以下方面利用三次交調(diào)IP3高和低噪聲的元件可實現(xiàn)高性能射頻鏈路；不需 要射頻濾波器即可滿足發(fā)送模板要求，本振和鏡像均在本信道帶內(nèi)；架構(gòu)簡潔；利用基帶 DACs(Digital-to-Analog Converter，數(shù)模轉(zhuǎn)換器)和濾波實現(xiàn)高性能；利用DSP (Digital Signal Processing，數(shù)字信號處理)修正算法取代模擬電路的復(fù)雜性。但是ZIF架構(gòu)的混 頻器雜散需要復(fù)雜的修正算法。零中頻結(jié)構(gòu)將高頻信號通過變頻直接將零頻搬移到射頻，不存在鏡像干擾，信道 選擇在基帶進(jìn)行，只需采用低通濾波器。零中頻結(jié)構(gòu)簡單，易于集成，降低了成本和功耗。但 由于本振泄漏以及同相分量I路和正交分量Q路兩路模擬電路元件的不匹配，一度限制了 零中頻結(jié)構(gòu)的應(yīng)用。存在本振泄漏和鏡像如下公式示意gi · (I(t) + Adi) · cos(olot+ θ 0+φ )-δ (ρ( ) + Δ(1(1) · s in ( ω lot+θ 0+φ (1)其中，Adi表示I路的直流偏制，其導(dǎo)致了隨后的本振泄漏；Adq表示Q路的直流 偏制，其導(dǎo)致了隨后的本振泄漏；gi表示I路的增益；表示q路的增益，如果gi Φ gq則表 示I路和Q路的幅度不平衡，使得鏡像的邊帶提高；Φ i表示I信道的相位偏差，Φ q表示Q 信道的相位偏差，實際上關(guān)心的是這兩路信號相位的偏差Δ φ = Φ^Φ^Θ是初始相位， 一般情況下為零。上述公式(1)可以簡化如下giq ‘ (I (t) + Δ (Ii) ‘ cos ( ω lot+ Φ iq) - (Q (t) + Δ dq) · sin ( ω lot) (2)其中，Φ 表示I信道相對Q信道的相位偏差，Φ 等于Δ φ。在DPD(Digital Pre-Distortion，數(shù)字預(yù)失真)處理裝置中，射頻鏈路采用零中 頻處理方案。射頻鏈路如果采用ZIF射頻方案，那么就會產(chǎn)生直流偏制(壓縮本振泄漏) 幅度不平衡以及相位不平衡所帶來的鏡像，影響DPD的效果。目前，現(xiàn)有技術(shù)中提出一種基站ZIF發(fā)射鏈路構(gòu)架利用FPGA(Field Programmable Gate Array，現(xiàn)場可編程門陣列)的修正算法代替模擬電路的復(fù)雜性，同時ZIF修正算法的 反饋通道與DPD的反饋通道分時共用，在DPD空閑時間完成ZIF算法的修正，節(jié)省了反饋通道資源。采用功率檢測器檢測正交調(diào)制器輸出的功率作為反饋信號。通過發(fā)送一段時間的 直流信號(A，0)，和(_A，0)，首先測量直流偏移-本振泄漏，然后削除本振泄漏。接下來分 別發(fā)送一段時間的直流信號(A，0)和(0，A)測量幅度不平衡，削除由于幅度不平衡引起的 鏡像。最后分別發(fā)送一段時間的直流信號(A，A)和(A，-A)測量幅度不平衡，削除由于相位 不平衡引起的鏡像。上述過程通過多次循環(huán)迭代，縮小與處理信號之間的誤差，最后完成直 流偏移造成的本振泄漏，I/Q幅度不平衡和I/Q相位不平衡造成的鏡像。在該技術(shù)中通過發(fā)送幾次直流信號來測量I/Q通道的不平衡和直流偏置，使用測 量后的不平衡因子可以很好的修正射頻模擬鏈路的不平衡。但是現(xiàn)有的這個算法需要發(fā)送 特殊的直流信號，給現(xiàn)有系統(tǒng)的控制 和運算帶來了一定的難度。現(xiàn)有技術(shù)的缺點是需要多次發(fā)送直流信號，軟件控制復(fù)雜，并且由于發(fā)送的是 特殊信號，如果泄露到空口中，會對其它基站造成不必要的干擾，另外發(fā)送直流信號的時隙 不好選擇，且不能和DPD算法融合，需要額外的控制和測量，進(jìn)一步增加了軟件控制的復(fù)雜度。

發(fā)明內(nèi)容
為了解決上述問題之一，避免現(xiàn)有技術(shù)中ZIF射頻方案需要發(fā)送特殊訓(xùn)練序列給 系統(tǒng)增大系統(tǒng)復(fù)雜度的問題。本發(fā)明提出了一種數(shù)字預(yù)失真處理中零中頻信號的修正方法，包括以下步驟將 零中頻業(yè)務(wù)信號的反饋信號轉(zhuǎn)換為與發(fā)射信號同步的零中頻反饋信號；根據(jù)所述零中頻反 饋信號進(jìn)行零中頻誤差的測量和修正。作為本發(fā)明的一個實施例，所述將零中頻業(yè)務(wù)信號的反饋信號轉(zhuǎn)換為與發(fā)射信號 同步的零中頻反饋信號包括對所述反饋信號進(jìn)行正交解調(diào)和濾波處理，將所述反饋信號 轉(zhuǎn)換為零中頻復(fù)數(shù)信號；對所述零中頻復(fù)數(shù)信號進(jìn)行時延調(diào)整處理，得到與所述發(fā)射信號 同步的零中頻反饋信號。作為本發(fā)明的一個實施例，所述根據(jù)零中頻反饋信號進(jìn)行零中頻誤差的測量和修 正包括根據(jù)所述零中頻反饋信號進(jìn)行直流偏置的測量和修正，得到第一修正信號；根據(jù) 所述第一修正信號進(jìn)行增益不平衡的測量和修正，得到第二修正信號；根據(jù)所述第二修正 信號進(jìn)行相位不平衡的測量和修正，得到修正后的反饋信號。作為本發(fā)明的一個實施例，所述根據(jù)所述零中頻反饋信號進(jìn)行直流偏置的測量和 修正，得到第一修正信號包括測量所述零中頻反饋信號的同相分量I路信號和正交分量Q 路信號的直流偏置，得到I路信號和Q路信號的直流偏置因子；根據(jù)所述直流偏置因子對所 述零中頻反饋信號的I路信號和Q路信號進(jìn)行直流偏置修正，得到所述第一修正信號。作為本發(fā)明的一個實施例，其中，所述零中頻反饋信號的I路信號的直流偏置為
她其中，L為采集信號的長度，
為反饋信號的I路信號的 平均幅度，
為發(fā)射信號的I路信號的平均幅度；所述零中頻反饋信號的Q路信號 L的直流偏置為
k)其中，L為采集信號的長度，Z=fVk)為反饋信 LLL
號的Q路信號的平均幅度，Zk=otxq(k)為發(fā)射信號的Q路信號的平均幅度。
L
作為本發(fā)明的一個實施例，所述根據(jù)所述第一修正信號進(jìn)行增益不平衡的測量和 修正，得到第二修正信號包括測量所述第一修正信號的I路信號相對Q路信號的增益不平 衡因子，并根據(jù)所述增益不平衡因子對所述第一修正信號進(jìn)行增益不平衡修正，得到第二 修正信號。作為本發(fā)明的一個實施例，其中，所述第一修正信號的I路信號相對Q路信號的增
益不平衡因子Giq為‘ ^k: q、2 ,其中，
)為所述第一修正信號
的Q路信號，tx〃 ‘ i(k)為所述第一修正信號的I路信號，txq(k)為所述發(fā)射信號的Q路 信號，tXi(k)為所述發(fā)射信號的I路信號。作為本發(fā)明的一個實施例，所述根據(jù)所述第二修正信號進(jìn)行相位不平衡的測量和 修正，得到修正后的反饋信號包括測量所述第二修正信號的I路信號相對Q路信號的相位 不平衡因子，并根據(jù)所述相位不平衡因子對所述第二修正信號進(jìn)行相位不平衡修正，得到 修正后的反饋信號。作為本發(fā)明的一個實施例，其中，所述第二修正信號的I路信號相對Q路信號的相
仿不平銜·乂::[(飲脈)-飲刺)]、恥,
LL
中，L為所述采集信號的長度，tx" Jk)為所述第二修正信號的I路信號，tx" q(k)為所述 第二修正信號的Q路信號。作為本發(fā)明的一個實施例，在所述根據(jù)零中頻反饋信號進(jìn)行零中頻誤差的測量和 修正之后還包括將所述修正后的反饋信號用于數(shù)字預(yù)失真處理。作為本發(fā)明的一個實施例，在所述根據(jù)零中頻反饋信號進(jìn)行零中頻誤差的測量和 修正之后還包括根據(jù)所述零中頻誤差的修正更新補償器中的補償參數(shù)。本發(fā)明還提出一種數(shù)字預(yù)失真處理裝置，包括轉(zhuǎn)換模塊和修正模塊所述轉(zhuǎn)換模 塊，用于將零中頻業(yè)務(wù)信號的反饋信號轉(zhuǎn)換為與發(fā)射信號同步的零中頻反饋信號；所述修 正模塊，用于根據(jù)所述零中頻反饋信號進(jìn)行零中頻誤差的測量和修正。作為本發(fā)明的一個實施例，所述轉(zhuǎn)換模塊包括零中頻處理子模塊和同步處理子模 塊所述零中頻處理子模塊，其用于對所述反饋信號進(jìn)行正交解調(diào)和濾波處理，將所述反饋 信號轉(zhuǎn)換為零中頻復(fù)數(shù)信號；所述同步處理子模塊，其用于對所述零中頻復(fù)數(shù)信號進(jìn)行時 延調(diào)整處理，得到與所述發(fā)射信號同步的零中頻反饋信號。作為本發(fā)明的一個實施例，所述修正模塊包括直流偏置修正子模塊、增益修正子 模塊和相位修正子模塊所述直流偏置修正子模塊，其用于根據(jù)所述零中頻反饋信號進(jìn)行 直流偏置的測量和修正，得到第一修正信號；所述增益修正子模塊，其用于根據(jù)所述第一修 正信號進(jìn)行增益不平衡的測量和修正，得到第二修正信號；所述相位修正子模塊，其用于根 據(jù)所述第二修正信號進(jìn)行相位不平衡的測量和修正，得到修正后的反饋信號。
作為本發(fā)明的一個實施例，還包括數(shù)字預(yù)失真處理模塊，其用于將所述修正后的反饋信號用于數(shù)字預(yù)失真處理。作為本發(fā)明的一個實施例，還包括補償模塊，其用于根據(jù)所述零中頻誤差的修正 更新補償器中的補償參數(shù)。本發(fā)明所提出的方法和裝置使用任意業(yè)務(wù)信號來測量和修正ZIF的不平衡問題 和直流泄露問題，無需發(fā)送特殊的訓(xùn)練序列就可以完成，并且本發(fā)明將ZIF技術(shù)和DPD技術(shù) 相結(jié)合，降低了 ZIF修正的實現(xiàn)復(fù)雜度。


本發(fā)明上述的和/或附加的方面和優(yōu)點從下面結(jié)合附圖對實施例的描述中將變 得明顯和容易理解，其中圖1為零中頻發(fā)射鏈路基本構(gòu)架圖；圖2為本發(fā)明的方法的一個實施例的流程圖；圖3為本發(fā)明的方法的一個實施例的直流偏置測量仿真圖；圖4為本發(fā)明的方法的一個實施例的增益不平衡測量仿真圖；圖5為本發(fā)明的方法的一個實施例的相位不平衡測量仿真圖；圖6為本發(fā)明的裝置的一個實施例的功能結(jié)構(gòu)圖；圖7為本發(fā)明的裝置的一個實施例的示意圖。
具體實施例方式下面詳細(xì)描述本發(fā)明的實施例，所述實施例的示例在附圖中示出。下面通過參考 附圖描述的實施例是示例性的，僅用于解釋本發(fā)明，而不能解釋為對本發(fā)明的限制。本發(fā)明提出了一種在DPD(Digital Pre-Distortion，數(shù)字預(yù)失真)處理中，對 ZIF(Zero Intermediate Frequency，零中頻)信號進(jìn)行修正的方法。如圖2所示為本發(fā)明 的方法的一個實施例200的流程圖。該方法包括以下步驟在做ZIF的測量之前，首先對需要對業(yè)務(wù)信號的反饋信號進(jìn)行一定的修正和處 理，將反饋信號轉(zhuǎn)換為ZIF信號形式并與發(fā)射信號同步。作為本發(fā)明的實施例，這些處理主 要包括2個步驟步驟S201 對業(yè)務(wù)信號的反饋信號進(jìn)行正交解調(diào)和濾波處理，將反饋信號轉(zhuǎn)換 為零中頻復(fù)數(shù)信號。作為本發(fā)明的一個實施例，一般DPD反饋通道采用非零中頻接收方 案，所以需要首先對反饋回來的信號進(jìn)行正交解調(diào)，設(shè)置反饋信號為pa_date :pa_data = I · cos (ω jt) -Q · sin (ω*)通過如下的正交解調(diào)使得反饋回來的實數(shù)信號變成復(fù)數(shù)信號， 把反饋信號帶入正交解調(diào)方程。得到如下公式 解調(diào)后的信號是 所以在正交解調(diào)后還剩下鏡像，為此通過一個低通濾波器濾出鏡像 fb_data = conv{[lm +Qin-j],h} = 二去.1 +去Q. j，其中，conv為卷積運算，實現(xiàn)濾波功能。步驟S202 對上述得到的零中頻復(fù)數(shù)信號進(jìn)行時延調(diào)整處理，得到與業(yè)務(wù)信號， 或稱發(fā)射信號，同步的零中頻反饋信號。作為本發(fā)明的一個實施例，在上述步驟中削除鏡像 以后，需要對信號進(jìn)行精確時延的調(diào)整。時延的校準(zhǔn)可以通過相關(guān)來完成，算法可以如以下 公式所示 其中，if_data是中頻發(fā)射信號，fb_data是解調(diào)后的反饋信號，corr_data(m) 是發(fā)射信號和解調(diào)后反饋信號的相關(guān)信號，xcorr為復(fù)數(shù)相關(guān)，con j ( ·)是共厄運算 然后對相關(guān)數(shù)據(jù)求取最大數(shù)值，如以下公式所示
其中，[value, index]表示最大的數(shù)值 是value，index是最大數(shù)值的位置。通過上述計算得到的時延使得發(fā)送信號和反饋信號達(dá)到同步的目的tx = if—data(index :length+index)；fb = fb_data(index :length+index)；其中，index為從相關(guān)最大數(shù)值的索引開始采集LENGTH長度的信號開始零中頻的 測量和校準(zhǔn)，length為零中頻測量需要的長度，一般取1000 4000，就是后面的L，tx為中 頻發(fā)射信號，fb為PA反饋信號，已經(jīng)經(jīng)過了解調(diào)和同步后的反饋信號。通過步驟S201的處理，完成了反饋信號的正交解調(diào)和濾波，使得反饋信號也成為 一個零中頻的復(fù)數(shù)信號，通過步驟S202的處理，完成了反饋信號和發(fā)送信號的同步，使得 反饋信號和發(fā)送信號在采樣點上一一對應(yīng)。這樣為接下來的零中頻測量奠定了基礎(chǔ)。完成反饋信號和發(fā)送信號的時延校準(zhǔn)以后，此時反饋信號和發(fā)送信號達(dá)到同步。 零中頻測量包括根據(jù)上述步驟得到的零中頻反饋信號進(jìn)行零中頻誤差的測量和修正。作為 本發(fā)明的一個實施例，截取長度為L的一段信號做零中頻測量。模擬鏈路信號的同相分量 I路和正交分量Q路存在3個誤差直流偏置，增益不平衡和相位不平衡。作為本發(fā)明的一 個實施例，可以包括以下三個步驟，分別完成對直流偏置、增益不平衡和相位不平衡的測量和修正步驟S203 根據(jù)零中頻反饋信號進(jìn)行直流偏置的測量和修正，得到第一修正信 號。在本發(fā)明的實施例中，例如，反饋回來的I路信號是
。反饋 回來的Q路信號是
其中tx〃' i(k)和tx〃' q(k)還包含有I/Q 增益不平衡因子和I/Q相位不平衡因子。但是這2個不平衡因子不影響直流偏置的計算， 為此首先計算直流偏置 上面的公式中反饋信號如果刨除I路模擬鏈路上的直流偏置信號dCi，反饋信號和 發(fā)送信號的各自的算術(shù)和應(yīng)該相等。所以反饋信號算術(shù)和減去發(fā)送信號的算術(shù)和就得到I
路上面的直流偏置信號dCi，即[“琳⑷-其中，L為DPD采集信號的長度，例
如可以取值1000 4000左右，Zk=OfMk)為反饋信號〗路的平均幅度，Zk=Otx1㈨為發(fā)射
信號I路的平均幅度。同理測量得到Q路信號的直流偏置dcv如下面公式所示 反饋信號的Q路信號的直流偏置為
其中，L為采集
信號的長度，例如可以取值1000 4000左右，ΣηΑ^為反饋信號Q路的平均幅度，
為發(fā)射信號Q路的平均幅度。 L如圖3所示，為本發(fā)明的一個實施例的直流偏置測量的仿真圖，顯示了測量到的 直流偏置和事先設(shè)置的直流偏置對比，此時還包含了相位不平衡和IQ幅度不平衡。通過仿 真，事先設(shè)置一定的直流偏置，然后測量這些直流偏置，發(fā)現(xiàn)測量的直流偏置和發(fā)送的直流 偏置成正比例。說明上述推導(dǎo)正確，并且相位不平衡和IQ幅度不平衡不影響直流偏置的檢 測。
盡管直流偏置和發(fā)送的直流偏置成正比例，但不是絕對值相等，所以I路和Q路各 需要一個固定的直流修正因子Xdcj和Xde ti，所以測量得到的直流偏置和修正因子相乘以 后才是真正的直流偏置因子Idcleak = Xdc i .IdcQdcleak = λ dc_q · Qdc0計算完成直流偏置以后，就對反饋信號進(jìn)行直流偏置的修正，如下公式示意
其中，tx" ' Jk)為零中頻 反饋信號經(jīng)過直流偏置修正后的信號，即第一修正信號的I路信號，tx〃 ‘ q(k)為第一修 正信號的Q路信號。步驟S204 根據(jù)所述第一修正信號進(jìn)行增益不平衡的測量和修正，得到第二修正信號。在本發(fā)明的實施例中，例如，I路和Q路兩路模擬信號各自的增益是gi和g,， tx" i(k)和tx" q(k)仍然包含相位不平衡因子，但相位誤差不影響信號的幅度，所以首先 測量信號增益不平衡因子gi和gq0 本發(fā)明的設(shè)計思路是對反饋信號和和接收信號相乘相除，得到不平衡量，如以下 公式所示
gq=—
gi其中，tx" ' q(k)為所述第一修正信號的Q路信號，tx" ' i(k)為所述第一修正 信號的I路信號，txq(k)為所述發(fā)射信號的Q路信號，tXi (k)為所述發(fā)射信號的I路信號。tx" i(k)和tx〃 q(k)相對tXi(k)和tXq(k)只是相位的不同，在計算信號幅度 I的時候是不需要相位，所以增益的計算不包含相位信息，這樣測量的增益不平衡就不
會受到相位信息的影響。所以Σ
相等。tx" ‘ Jk) · Giq = gitx〃 Jk) · Giq = gitx〃 Jk) · gq/gi = g^x" ^k)。tx" ' q(k) · 1 = W q(k)。如圖4所示，為本發(fā)明的一個實施例的增益不平衡測量的仿真圖，圖中顯示了測 量到的幅度不平衡因子和事先設(shè)置的幅度不平衡因子對比。通過仿真，事先設(shè)置幅度不平衡因子，然后測量這些幅度不平衡因子，發(fā)現(xiàn)測量的幅度不平衡因子和發(fā)送的幅度不平衡 因子成正比。說明上述推導(dǎo)正確。對于幅度不平衡，同樣也需要一個固定的幅度不平衡因子Xgainii，所以測量得 到的幅度不平衡因子和修正因子相乘以后才是真正的幅度不平衡因子=Gainiq = Xgain 步驟S205 根據(jù)第二修正信號進(jìn)行相位不平衡的測量和修正，得到修正后的反饋信號。作為本發(fā)明的一個實施例，反饋信號完成了直流泄露和增益不平衡的檢測和修正 以后，最后只剩下了 I和Q兩路相位不平衡誤差φ (1，tx" i(k)和tx" q(k)對應(yīng)的信號如 下 需要注意的是，cos (2 ω J+Φ 分量和tx, sin2 ω ^分量被步驟S201中的低通 濾波器給濾除掉了，所以最后反饋的I路信號只是剩下了 (k^cGS(Aq) 二去 txq(k) +去 tXi(k)sin(4)iq)其中，sin (2 COlt+Φ 分量和分量tx, cos2 ω ^被步驟S201中的低通濾波器給 濾除，所以最后反饋的Q路信號只是剩下了ltxq(k) + itX,(k)Sin(())iq)
ο反饋信號和發(fā)射信號對應(yīng)的采樣點進(jìn)行相減，得到誤差向量。每一個采樣點計算 得到的誤差值和正交數(shù)值相乘得到誤差相位，在做相位誤差檢測的時候，誤差相位Pmitl檢 測如下式所示 其中，L為所述采集信號的長度，tx" dk)為所述第二修正信號的I路信號， tx" q(k)為所述第二修正信號的Q路信號。觀察上述方程組O^iq 之間變化，當(dāng)Φ (1 = 0的時候，表示沒有相位不平衡，當(dāng) =f時，表示相位不平衡的誤差最大。
φ ( = 0 時，pm 等于 =0 + 0 = 0時，pm 等于 Σ二[(tx,(k).0-%(k))].txq(k) | Σ二㈣㈨斗權(quán)補)
LLΣ二…㈨’ ⑷,Σ二化⑷七補)
LL從上面的推導(dǎo)看 ρ m 和
LL
上述推導(dǎo)，進(jìn)行仿真，如圖5所示，為本發(fā)明的一個實施例的相位不平衡測量的仿真圖。圖 中橫坐標(biāo)是事先設(shè)定的相位誤差具體數(shù)值，單位是度，縱坐標(biāo)是檢測到的相位誤差。圖中的 比例關(guān)系非常明顯，可以觀察到檢測到的相位誤差和事先設(shè)置的相位誤差成正比例。所以檢測到相位誤差以后，需要一個固定的相位修正因子Xphase，所以計算得到的 Pm* Xphase相乘以后才是真正的相位不平衡因子Phaseim = λ phase · pm。步驟S206 將修正后的反饋信號用于完成接下來的DPD處理。步驟S207 根據(jù)零中頻誤差的修正更新補償器中的補償參數(shù)。測量得到的不平衡 因子和直流偏置可以用來更新寄存器表中的ZIF參數(shù)，使得發(fā)送出去的業(yè)務(wù)信號不存在鏡 像和直流泄露，能夠適應(yīng)模擬電路隨溫度和時間不斷變化的情況。例如，首先進(jìn)行直流偏置的更新，如下式所示dc_i (k+1) = dc_i (k) +Idcleakdc_q (k+1) = dc_q(k)+QdcleakO接下來進(jìn)行增益不平衡的更新，如下式所示gain (k+1) = gain (k)+Gainiq0最后進(jìn)行相位不平衡的更新，如下式所示phase—pm (k+1) = phase—pm(k)+phaseim。最后發(fā)送的業(yè)務(wù)信號進(jìn)行ZIF補償?shù)臅r候就可以使用更新后的ZIF補償參數(shù)。作 為本發(fā)明的一個實施例，可以通過周期性不斷更新ZIF補償參數(shù)，使得ZIF的校準(zhǔn)總是可以 實時的更新，能夠非常準(zhǔn)確的跟蹤模擬電路的不一致性。對本發(fā)明的實施例的ZIF修正方法中涉及的公式、修正因子和ZIF參數(shù)進(jìn)行總結(jié)， 如表1所示。
表1 :ZIF測量的公式、修正因子和ZIF參數(shù)更新 如圖6所示，為本發(fā)明的DPD處理裝置的一個實施例的功能結(jié)構(gòu)圖，該裝置600包 括轉(zhuǎn)換模塊601和修正模塊602。轉(zhuǎn)換模塊601其用于將零中頻發(fā)射信號的反饋信號轉(zhuǎn)換 為與發(fā)射信號同步的零中頻反饋信號。修正模塊602，其用于根據(jù)零中頻反饋信號進(jìn)行零中 頻誤差的測量和修正。作為本發(fā)明的一個實施例，轉(zhuǎn)換模塊601包括零中頻處理子模塊6011、同步處理 子模塊6012。零中頻處理模塊6011，其用于對反饋信號進(jìn)行正交解調(diào)和濾波處理，將反饋 信號轉(zhuǎn)換為零中頻復(fù)數(shù)信號；同步處理模塊6012，其用于對零中頻復(fù)數(shù)信號進(jìn)行時延調(diào)整 處理，得到與發(fā)射信號同步的零中頻反饋信號。作為本發(fā)明的一個實施例，修正模塊602包括直流偏置修正子模塊6021、增益修 正子模塊6022和相位修正子模塊6023。直流偏置修正子模塊6021，其用于根據(jù)零中頻反饋 信號進(jìn)行直流偏置的測量和修正，得到第一修正信號；增益修正子模塊6022，其用于根據(jù) 第一修正信號進(jìn)行增益不平衡的測量和修正，得到第二修正信號；相位修正子模塊6023， 其用于根據(jù)第二修正信號進(jìn)行相位不平衡的測量和修正，得到修正后的反饋信號。作為本發(fā)明的一個實施例，裝置600還包括數(shù)字預(yù)失真處理模塊603，其用于將修 正后的反饋信號用于數(shù)字預(yù)失真處理。作為本發(fā)明的一個實施例，裝置600還包括補償模塊604，其用于根據(jù)零中頻誤差的修正更新補償器中的補償參數(shù)。如圖7所示為本發(fā)明的裝置的一個實施例的示意圖，示出了將ZIF測量修正模塊 結(jié)合到DPD處理模塊的連接結(jié)構(gòu)。該裝置包括高速預(yù)失真器，用于進(jìn)行數(shù)字預(yù)失真處理，其 中 包括ZIF補償模塊和射頻鏈路模塊，圖中示出了射頻鏈路模塊的等效電路圖；RF接收通 道，用于接收反饋信號；ADC，用于對反饋信號進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換；以及，ZIF測量修正模塊，其用 于對反饋信號進(jìn)行正交解調(diào)和濾波處理，并進(jìn)行時延調(diào)整，使其與發(fā)送信號同步，測量和修 正反饋信號中的直流偏置的I/Q不平衡，不平衡因子通過MMSE/RLS得到預(yù)失真參數(shù)，并對 預(yù)失真參數(shù)進(jìn)行保存和提取。使用正常業(yè)務(wù)信號進(jìn)行ZIF的測量不同于直流信號需要多次發(fā)送和測量，本發(fā)明 所提出的方法和裝置只需要一次數(shù)據(jù)的采集就可以完成I/Q通道的不平衡和直流偏置的測量。本發(fā)明所提出的方法和裝置使用任意業(yè)務(wù)信號來測量和修正ZIF的不平衡問題 和直流泄露問題，無需發(fā)送特殊的訓(xùn)練序列就可以完成。ZIF技術(shù)和DPD技術(shù)相結(jié)合，ZIF 的測量信號共用DPD處理使用的正常業(yè)務(wù)信號，簡化了 ZIF的控制流程和復(fù)雜處理，這樣使 得ZIF的處理不但可以和DPD共用硬件平臺，還可以共用軟件平臺以及共用算法，使得發(fā)射 機的ZIF修正算法可以完全融合到DPD處理中。盡管已經(jīng)示出和描述了本發(fā)明的實施例，對于本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員而言，可以 理解在不脫離本發(fā)明的原理和精神的情況下可以對這些實施例進(jìn)行多種變化、修改、替換 和變型，本發(fā)明的范圍由所附權(quán)利要求及其等同限定。
權(quán)利要求
一種數(shù)字預(yù)失真處理中零中頻信號的修正方法，其特征在于，包括以下步驟將零中頻業(yè)務(wù)信號的反饋信號轉(zhuǎn)換為與發(fā)射信號同步的零中頻反饋信號；根據(jù)所述零中頻反饋信號進(jìn)行零中頻誤差的測量和修正。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的數(shù)字預(yù)失真處理中零中頻信號的修正方法，其特征在于，所 述將零中頻業(yè)務(wù)信號的反饋信號轉(zhuǎn)換為與發(fā)射信號同步的零中頻反饋信號包括對所述反饋信號進(jìn)行正交解調(diào)和濾波處理，將所述反饋信號轉(zhuǎn)換為零中頻復(fù)數(shù)信號； 對所述零中頻復(fù)數(shù)信號進(jìn)行時延調(diào)整處理，得到與所述發(fā)射信號同步的零中頻反饋信號。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的數(shù)字預(yù)失真處理中零中頻信號的修正方法，其特征在于，所 述根據(jù)零中頻反饋信號進(jìn)行零中頻誤差的測量和修正包括根據(jù)所述零中頻反饋信號進(jìn)行直流偏置的測量和修正，得到第一修正信號； 根據(jù)所述第一修正信號進(jìn)行增益不平衡的測量和修正，得到第二修正信號； 根據(jù)所述第二修正信號進(jìn)行相位不平衡的測量和修正，得到修正后的反饋信號。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的數(shù)字預(yù)失真處理中零中頻信號的修正方法，其特征在于，所 述根據(jù)所述零中頻反饋信號進(jìn)行直流偏置的測量和修正，得到第一修正信號包括測量所述零中頻反饋信號的同相分量I路信號和正交分量Q路信號的直流偏置，得到 I路信號和Q路信號的直流偏置因子；根據(jù)所述直流偏置因子對所述零中頻反饋信號的I路信號和Q路信號進(jìn)行直流偏置修 正，得到所述第一修正信號。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的數(shù)字預(yù)失真處理中零中頻信號的修正方法，其特征在于，其中，所述零中頻反饋信號的I路信號的直流偏置為 其中，L為采LL ,集信號的長度，Ση?、頌樗隽阒蓄l反饋信號的ι路信號的平均幅度， 述發(fā)射信號的I路信號的平均幅度；所述零中頻反饋信號的Q路信號的直流偏置為 (k)其中， L為所述采集信號的長度，Ls^iii^為所述零中頻反饋信號的Q路信號的平均幅度， (k)為所述發(fā)射信號的Q路信號的平均幅度。 L
6.根據(jù)權(quán)利要求3所述的數(shù)字預(yù)失真處理中零中頻信號的修正方法，其特征在于，所 述根據(jù)所述第一修正信號進(jìn)行增益不平衡的測量和修正，得到第二修正信號包括測量所述第一修正信號的I路信號相對Q路信號的增益不平衡因子，并根據(jù)所述增益 不平衡因子對所述第一修正信號進(jìn)行增益不平衡修正，得到第二修正信號。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的數(shù)字預(yù)失真處理中零中頻信號的修正方法，其特征在于，其中，所述第一修正信號的I路信號相對Q路信號的增益不平衡因子Giq為 為所述第一修正信號的Q路信號，tx〃 ‘ i(k)為所述第一修正信號的I路信號，tX(1(k)為所述發(fā)射信號的Q路信號，tXi(k) 為所述發(fā)射信號的I路信號。
8.根據(jù)權(quán)利要求3所述的數(shù)字預(yù)失真處理中零中頻信號的修正方法，其特征在于，所 述根據(jù)所述第二修正信號進(jìn)行相位不平衡的測量和修正，得到修正后的反饋信號包括測量所述第二修正信號的I路信號相對Q路信號的相位不平衡因子，并根據(jù)所述相位 不平衡因子對所述第二修正信號進(jìn)行相位不平衡修正，得到修正后的反饋信號。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的數(shù)字預(yù)失真處理中零中頻信號的修正方法，其特征 在于，其中，所述第二修正信號的I路信號相對Q路信號的相位不平衡因子Pmitl為 其中，[為所述采集信號的 LL‘長度，tx" i(k)為所述第二修正信號的I路信號，tx" q(k)為所述第二修正信號的Q路信號。
10.根據(jù)權(quán)利要求1所述的數(shù)字預(yù)失真處理中零中頻信號的修正方法，其特征在于，在 所述根據(jù)零中頻反饋信號進(jìn)行零中頻誤差的測量和修正之后還包括將所述修正后的反饋信號用于數(shù)字預(yù)失真處理。
11.根據(jù)權(quán)利要求1所述的數(shù)字預(yù)失真處理中零中頻信號的修正方法，其特征在于，在 所述根據(jù)零中頻反饋信號進(jìn)行零中頻誤差的測量和修正之后還包括根據(jù)所述零中頻誤差的修正更新補償器中的補償參數(shù)。
12.—種數(shù)字預(yù)失真處理裝置，其特征在于，包括轉(zhuǎn)換模塊和修正模塊所述轉(zhuǎn)換模塊，用于將零中頻業(yè)務(wù)信號的反饋信號轉(zhuǎn)換為與發(fā)射信號同步的零中頻反 饋信號；所述修正模塊，用于根據(jù)所述零中頻反饋信號進(jìn)行零中頻誤差的測量和修正。
13.根據(jù)權(quán)利要求12所述的裝置，其特征在于，所述轉(zhuǎn)換模塊包括零中頻處理子模塊 和同步處理子模塊所述零中頻處理子模塊，其用于對所述反饋信號進(jìn)行正交解調(diào)和濾波處理，將所述反 饋信號轉(zhuǎn)換為零中頻復(fù)數(shù)信號；所述同步處理子模塊，其用于對所述零中頻復(fù)數(shù)信號進(jìn)行時延調(diào)整處理，得到與所述 發(fā)射信號同步的零中頻反饋信號。
14.根據(jù)權(quán)利要求12所述的裝置，其特征在于，所述修正模塊包括直流偏置修正子模 塊、增益修正子模塊和相位修正子模塊所述直流偏置修正子模塊，其用于根據(jù)所述零中頻反饋信號進(jìn)行直流偏置的測量和修 正，得到第一修正信號；所述增益修正子模塊，其用于根據(jù)所述第一修正信號進(jìn)行增益不平衡的測量和修正， 得到第二修正信號；所述相位修正子模塊，其用于根據(jù)所述第二修正信號進(jìn)行相位不平衡的測量和修正，得到修正后的反饋信號。
15.根據(jù)權(quán)利要求12所述的裝置，其特征在于，還包括數(shù)字預(yù)失真處理模塊，其用于將所述修正后的反饋信號用于數(shù)字預(yù)失真處理。
16.根據(jù)權(quán)利要求12所述的裝置，其特征在于，還包括補償模塊，其用于根據(jù)所述零中頻誤差的修正更新補償器中的補償參數(shù)。
全文摘要
本發(fā)明提出了一種數(shù)字預(yù)失真處理中零中頻信號的修正方法和一種數(shù)字預(yù)失真處理裝置。該方法包括以下步驟將零中頻業(yè)務(wù)信號的反饋信號轉(zhuǎn)換為與發(fā)射信號同步的零中頻反饋信號；根據(jù)所述零中頻反饋信號進(jìn)行零中頻誤差的測量和修正。本發(fā)明所提出的方法和裝置使用任意業(yè)務(wù)信號來測量和修正ZIF的不平衡問題和直流泄露問題，無需發(fā)送特殊的訓(xùn)練序列就可以完成，ZIF技術(shù)和DPD技術(shù)相結(jié)合，降低了ZIF修正的實現(xiàn)復(fù)雜度。
文檔編號H04B7/26GK101868053SQ20091008236
公開日2010年10月20日 申請日期2009年4月15日 優(yōu)先權(quán)日2009年4月15日
發(fā)明者熊軍 申請人:大唐移動通信設(shè)備有限公司